201236409 六、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係關於無線通訊，尤指用於一直接升頻轉換發射器(direct uP-_erSi〇n transmitter)中來校正其中之同相訊號與正交訊號間的 不匹配的方法與相關裝置。 【先前技術】 於無線通訊技射’軌祕(如：魏^或接蝴制來將欲 傳輸的資贿做機，並_鱗加以雜，或將自天線所接收 而來的訊號進行解調變’以擷取其中的資訊。傳統的發射器包含有 許多種不_架構，而其中—種常見的_乃為直接賤轉換發射 _rect up-conversion時關於這種發射器的簡單功能方塊 示意圖請參考第i圖。如圖所示，直接升頻轉換發射器觸具有一 同相路徑llG(In.phaseehannel)以及-正交相路徑12()(Quad編尺 ch_丨）’其中又分別包含數位至類比轉換器⑴與i2i、低通爐波 益m與122、混頻請與123、—加法器13G、—功率放大器⑽ 以及-天線15〇。靖目路徑⑽中，—數絲綱相訊號臓會 被輸入至數健類轉齡U1進行觀處理後，再被輸入至低通 慮波器m進行遽波處理。最後，藉由混頻器113與一同相位本地 振盛訊號咖進行混頻，以產生—類比高咖目訊號她。同樣 ;正又相私12〇中’ 一數位基頻正交訊號郎❽也會透過類 似的處理’並藉由混頻器123與一正交相位本地振細虎卿進 201236409 行混頻進而產生一類比高頻正交訊號AnQt。接著，透過加法器 130，功率放大器140與天線15〇，將類比高頻同相訊號細與高 頻正交訊號AnQt之進行相加，信號放大，與傳送。 這種直接升雜換的架構由於擁有成本低廉、功率消耗較少以 及電路面積較小等諸多優點，因此廣泛地被使用在各種無線通訊裝 置中。然而’其缺點在於不理想的高頻特性，朗可能為同相/正交 路控於類比端之不随，*這種秘配又包含；同她號與正交訊 號之間的增益不匹配、相位不匹配或是路徑(延遲時間)不匹配。而 在單-載波調變系統中’同相訊號與正交訊號間的增益不匹配將會 導致星座圖巾有_可見的失真(㈣為正方型之64_qam的星座 圖，將因秘配而導致傳輸失真，最後星座圖可能會變成矩形）。再 者，同相訊號與正交訊號間的不匹配更會造成非預期性的鏡頻干擾 (imageinterference) ’因而嚴重影響系統可達的訊噪比(snr)，進一 步導致資。fl的^失以及誤差向量巾自g(enOi_ 咖&，EVM) 與誤碼率(bit error rate，BER)的提升。 而本發月所屬的技術領域中，亦存在多種用以解決上述問題的 相關技術。例如，美國專利申請案(申請號2〇〇2〇〇j545〇)便提出一種 用來決定修正發射器中之同相/正交調變器的相位不匹配與振幅不 匹配之相關校正參數的方法與裝置。此案的發射器中包含有一同相/ 正父調與％c正器’該板正器用來校正因同相/正交調變器所導 致的相位不匹配與振幅不匹配。再者，此案對所欲傳輸之同相/正交 201236409 測試訊號取樣，然後再對訊號取樣進行類比/數位轉換，並對訊號取 樣行以解調變來產生同相與正交回授訊號，以及基於所決定的振幅 與相位不匹配來產生振幅與相位校正參數。另一種技術則利用一波 封積測器(envelope detector)來偵測傳送器的輸出以及利用電路來放 大所伯測到的波封。而對於同相與正交訊號來說，高頻的波封偵測 器能以頻率fbb處的頻譜成份(基於載波所導致)以及頻率2xF郎處的 頻譜成份(基於同相/正交不匹配所導致)來產生渡波後與放大後的基 春頻漣波。而振幅與相位的校正資訊會被用於預先破壞調變後訊號。 然而’這些相關技術的最大問題在於其僅針對振幅與相位不匹 配進行校正，這些由混頻器(113與123)與本地震盪訊號(咖與 LOQt)所導致的秘配係與基頻訊號的頻率無關。但事實上，即便 振幅與相位不匹配的校正完成後，通訊電路1〇〇往往仍存在高頻不 理想性，這是因為相關技術中的校正方式忽略了與頻率相關的不匹 配。因此，當輸入之基頻訊號改變頻率或是應用於較寬頻帶的通訊 ❿祕’通訊電路100中的同相與正交路徑不匹配問題又將會再次浮 現。這種與頻率相關的不匹配，可能為不同路徑中的類比轉換器⑴ 與121以及低通遽波器112與122之間的電路特性差異，所導致的 延遲時間不匹配。但，本發明所屬領域中仍未有相關技術來解決此 一問題。 【發明内容】 本發明之目的在於解決同相/正交相路徑之間的頻率相關不匹 201236409 配問題。此外，於本發明的不同實施例中，將利用包含有一種以上 的頻率成分的測試訊號來對不匹配進行校正。
本發明之-實酬提供-種校正—觀電路巾之那目訊號與』 交訊號不匹配(I/Qmismatch)的方法。該方法包含：提供包含有對肩 於-第-鮮的成分的—第—測試訊號以及—第二測試訊號，射 该第一、第一測試訊號中之一為一同相訊號，以及另一為一正交1 號’·依據-目前第-校正參數來校正該第—測試訊號，以產生一第 -調整後測4峨，其f該目前第-校正參數對應於·時間，·以 及進行-第-校正參數調整操作，其中該第—校正參數調整操作又 包含：提供-第-域訊號’該第—域峨_由分職依據該 第-調整後測試訊號所產生之—第i相類比訊號以及依據該第二 測試訊號所產生之-第-正交相類比峨，分別與—同相位本地震 盪訊號以及-正交她本地震i訊舰行—_獅，並且相加該 混頻操作的結果所產生；對該第—加成訊號進行—自混頻 "
(sdf-mixing)操作以產生一第一待測訊號；以及依據該第一待測訊號 於-第-特定鮮所對應的―第—功率值來更_目前第一校正參 數。其中’當-第-特定條件達成時，結束該第__校正參數調整操 作；否則，重複進行該第一校正參數調整操作。 本發月之貫施例^供一種校正一通訊電路中之同相訊號與正 交甙號不匹配(in_ phase/Quadrature phase mismatch，I/Q mismatch)的 裝置，該裝置係提供包含有對應於_第一頻率的成分的—第一測試 201236409 甙號以及一第二測試訊號至該通訊電路，其中該 、 ..號中之-為-同相訊號，以及另-為-正交訊號。該二= 校正單元、-偵測單元以及-校正參數調整單元。該校正翠元係分 別接收該第-測試訊號與該第二測試訊號，以及用以依據一目前第 一校正參數來校正該第-測試訊號，以產生一第一調整後測試訊 號’其中該目前第-校正參數係對應於延遲時間。該偵測單元係用 以對-第-加成訊號進行-自混頻操作以產生一第一待測訊號，並 籲且用以計算該第-待測訊號於一第一特定頻率所對應的一第一功率 值，其中該第-加成訊號係由該通職路分別透過混頻器將依據該 第一、第二調整後測試訊號所產生之一第一類比訊號(第一同相類比 訊號細』)以及-第二類比訊號(第一正交相類比訊號细w， 與-第-載波(同相位本地振盪訊號㈣⑽及一第二載波(正交相位 本地滅訊號L〇Qt)進行混頻，並且透過一加法器相加該混頻的社 果所產生。紐正參_整單元_接_校正單讀該細單 7G，並且肋依據該第—功率值來進行—第—校正參數調整操作以 瞻更新該目前第-校正參數。其中，當一第一特定條件達成時，該校 正參數調整單元結束進行該第一校正參數調整操作；否則，該校正 參數調整單7L重複進行該第—校正參數調整操作。 【實施方式】 …在說明書及後續的申請專利範圍當中使用了某些詞彙來指稱特 定的元件所屬賴中具有通常知識者應可理解，硬㈣造商可能 會用不同的名„司來稱啤同一個元件。本說明書及後續的申請專利範 201236409 圍並不以名稱的差異來作為區分元件的方式，而是以元件在功能上 的差異來作為區分的準則。在通篇說明書及後續的請求項當中^提 及的「包含」係為一開放式的用語，故應解釋成「包含但不限定於」。 此外，「耦接」一詞在此係包含任何直接及間接的電氣連接手段。因 此，若文中描述-第-裝置祕於一第二裝置，則代表該第一裳置 可直接電氣連接於該第二裝置’或透過其他裝置或連接手段間接地 電氣連接至該第二裝置。 〜再者’本發明概念將於下文中搭配不同實施例與相咖示來進 行說明。其中，於不關示中具有相同標號的元件或裝置代表著其 有相似的操作原理與技術功效。故，以τ内文將會省略重複性的敛 述。此外’文令不同實施例中所具備之不同技術特徵，並非僅能實 細於《亥實施例卜事貫上，於本發明的合理範，可透過對某個 特定實施儀輕修改，喊其其它#__有的技術特徵。 首先，以下將先介紹本發明之校正的原理。請再參考第上圖， 如前所述’由於同相路彳f 11G巾的數位麵_魅⑴與低通滤 波器112以及正交相路控巾12〇的數位至類比轉換器⑴與低通濾 波器114因電路元件的特性差異’會導致對輸入訊號產生不同的延 遲。若以基頻同相訊號BBIt為c〇s(aM)以及基頻正交訊號耶❽為 sin(〇)mt)(其中’ ωβπ。為例，則這種路徑不同的延遲會造成由低 通滤波器112與低通遽波器114輸出的訊號改變為⑺㈣出〇))以 及Sin(〇U) ’其中t0代表兩路徑延遲時間差異，透過與頻率、相乘， 201236409 故同相訊號BBIt=cos(wm(t+tO))與正交訊號BBQt=sin(comt)，兩訊號 之間會存在由延遲時間所導致的不匹配（相位）因素4〇1〇*1〇，並且此 一不匹配係正比於基頻訊號的頻率。 此時，若一併考量混頻器113與123之間的特性差異，而將一 同相位本地振盪訊號Lolt與一正交相位本地振盪訊號L〇Qt分別設 定為(l+g)C〇S(coLOt+p)與sin(i〇L〇t)(其中g、p分別表示同相路徑11〇 Φ與正交相路徑120之間振幅不匹配、相位不匹配），則通訊電路100 中之加法器130所輸出的類比射頻訊號將可表示成(1+g)*c〇s(Wm (t+to))*cos(WLOt+(^)-Sin(Wmt)*sin(WL〇t)。如此—來，可得通訊電路 1〇〇所產生之鏡頻拒斥比(image rejection ration，IMR)為： ΤΜΤ^ = ϋ + g)2 +1 - 2( 1+g)cos^ - ) (1 + g)2 +l + 2(l + g)c〇S^ + ^m)J w er 鏡頻拒斥比是指在頻率4 fLO_fm處的鏡像訊號之平均功率，比上 #在頻率為fL0+fm處的主要升頻訊號之平均功率由上式可知，同相/ 正交路徑之間的不匹配程度會影響通訊電路卿輸出端所見的鏡頻 拒斥比，鏡頻拒斥比越小，表示同相/正交路徑之間的匹配程度越高。 因此’可依魏雛斥轉為評估峨之同相/正聽徑隨程度的 指標。而由上式可知，鏡頻訊號的功率係與_/正交兩路徑之混頻 器與本地震盪訊號所造成的增益、相位不匹配以及同相/正交兩路徑 之數位至類比轉換器與低通濾波器所造成的延遲時間差異有關。因 此’本發明的概念在於先校正與頻率相關之延遲時間不匹配，之後 201236409 再校正與_無關之增益、她不匹配。其中，不匹配的程度係藉 由觀察與鏡親號__二倍基頻城之功較小來達成。 立。月參考第2圖’其係為本發明裝置之第一實施例的功能方塊示 思圖。本發明裝置包20含有一校正單元21〇，一制單元挪以及 -校正參數調整單元23G。其中，本㈣裝置㈣以校正一通訊電 路⑽。通訊電路細包含有分別屬於同相路徑與正交路徑的數位 至類比轉換器241與242，低通遽波器243與244、混頻器245與 246同相本地振盪訊號L〇It與正交相本地振倾號⑽( ’以及一' 加法器247。於校正之初，校正單元21〇先會接收基頻同相測試訊 號馳與基頻正交測試訊號_，其中同相測試訊號臓與正交 測試訊號卿包含有-第一頻率的成分4，(如：麵潮以切 郎Qt=sin(2;rfmt))，並依據校正調整參數單元23〇所提供的預設值 來作為初始之n前校正參數ParaJ，以設定第-校正電路 叫(進行延遲咖校正）’進_關戦峨麵進行 預先校正。應當注意岐，由於同相/正交路徑_秘配係屬相對 的概念，因此，於本發明其它實施例中，亦可利用第一校正電路2ιι 來對正交測試訊號BBQt進行校正，以消除同相/正交路徑間的不匹 配。 接著，本發日膽置2G會透過以下的操作來反覆調整第一目前校 正參數Pamj，以制-校正絲。所辦佳婦絲是指藉由第X -校正電路211使得鏡頻拒斥比(IMR)對頻率的關係圖會由第兜圖 201236409 (亦即，鏡頻拒斥比正比於訊號的頻率)轉變成第9A圖(亦即，鏡頻 拒斥比與訊號的頻率不相關）。當第一校正電路211依據目前第一校 正參數對同相測試訊號職校正後，校正私則會輸出調整後之 同相測試訊號麵，與未被調整之正交測試訊號BBQt至通訊電路 24〇。之後’這兩個訊號會分別被輸入至類比轉換器加與242以及 低it滤波器243與244，進而分別產生一第一同相類比訊號細』 與一第-正交相類比訊號Ana_Qb其中，若目前第一校正參數 籲Para_l已達到—最佳值時，則第一同相類比訊號細』與第一正交 類比號Ana一Q1之間不存在延遲時間的不匹配，鏡頻拒斥比對頻 率的關係將如第9A圖所示。 ，第一同相類比訊號AnaJ1與第一正交相類比訊號細―φ分別 被送至混頻II 245、246 ’與-同相位本地振盪訊號L〇It、一正交相 位本地振盪訊號LoQt進行混頻，並且透過加法器247，以依據混頻 的、、果來產生-第-加成訊號S卜偵測單元220之主要目的在於摘 瞻測通訊電路240所輸出之第一加成訊號31中鏡頻成份所對應的功率 (實際觀測的標的為與鏡頻功率大小相關聯的二倍基頻訊號之功率 大小）。因此’偵測單元220會觀察通訊電路24〇之輸出訊號經過自 我混頻後的頻譜。請參考第7圖上方，理論上來說，通訊電路24〇 輪出之第一加成訊號S1其頻譜中鏡頻成分B位於為頻率(fL〇_fm) 處，所以偵測單元220理應觀察頻譜於此處所對應的功率值。並且 當此處的功率夠小時，則表示同相/正交路徑訊號不匹配的情形已被 適當地校正。然而，由於此處的頻率係為高頻fL。，因此要計算該處 11 201236409 之頻譜成份的功率實屬不易。故本發明偵測單元22〇先透過混頻器 221對第一加成訊號81進行自混頻(與自身相乘)來產生一第一待測 訊號S1’’其中，第一待測訊號“，的頻譜可參考第7圖中下方。由 於以自身相乘的結果，將在頻率2fm處產生一對應頻譜成份A*B。 其中A值表示主要升頻訊號(fL〇+fm)的頻魏份，B為鏡頻訊號κ) 的頻譜成份，設定A值為-單位大小，則在頻率乂處的頻譜成份等效 上為鏡頻訊號的頻譜成份大小。由於頻率2fm相較於頻率κ)明 顯較低(4為基頻頻率，fL。為數百MHz至數GHz的射頻頻率），因此 計算該處功率較為容易。所以，本發明利用觀察第一待測訊號Μ，鲁 於此處的功率變化來調整第一目前參數paraj，❿此處恰為基頻同 相測試訊號職絲頻正交測試訊號BBQt之振盈頻率頻礼的兩 倍。所以，本發明會計算第一待測訊號於頻率2fm處所對應之一第 一功率值。 ▲為了計算該第一功率值’_單元22〇將第一待測訊號，經過 可變增益放大器222放大後再輸入至低通遽波器Μ3，此舉遽除第鲁 -待測喊S1’中之高頻成分’保留其中低頻成分(如對應頻率％ 的成分）。之後’透過類比至數位轉換器224與快速傅立葉轉換單元 =5來進行獲得該第-功率值。校正參數調整單元23〇會接收偵測 單元220計算出的該第—功率值，並且依據該第—功率值來進行一 第一校正參數調整操作。其中，校正參數調整單元230會於每次操 作中更新該目前第—校正參數，並且當—第―特定條件達麟，# 束進行該第-校正參數調整操作；否則，重複進行該第一校正參數 12 201236409 調整操作。 其t該特定條件可能對應於 或该第-功率值的大小、I數調整操作的進行次數 行相當多次以後，則相當:錢’若第-校正參數調整操 作已進 數調整單元230結束進行該=達到—滿意的校正結果，故校正參 功率值小於—财 Y 正參數雕操作。或者是，第-
匹配已經被妥當地校正 一校正參數調整操作。而t 丨、，束進仃3亥第 單元校正參數調整 間的不匹配已經被妥當地校正/數_作，直輪正交路徑 以上本發明|置之相對應方法流程繪示於第*圖，其中包含； 步驟41G:提供包含有對應於—第—頻率的成分的—第一測試訊 號以及第一測5式訊號，其中該第一、第二測試訊號 中之一為一同相訊號，以及另一為一正交訊號； 步驟420 :依據一目前第一校正參數來校正該第一測試訊號，以 產生一第一調整後測試訊號，其中該目前第一校正參 數對應於延遲時間； 步驟430 ·提供一第一加成訊號，該第一加成訊號係藉由分別將 依據該第一調整後測試訊號所產生之一第一同相類比 訊號(Ana_Il)以及依據該第二測試訊號所產生之一第 一正交相類比訊號(Ana_Ql)，與一同相位本地振盪訊 13 201236409 號(Lolt)以及一正交相位本地振篕訊號(L〇Qt)進行一 混頻操作，並且相加該混頻操作的結果所產生； 步驟440:對該第一加成訊號(S1)進行一自混頻(sdf_mixing)操作 以產生一第一待測訊號(S1，）； 步驟450 :依據該第一待測訊號於一第一特定頻率(如：二倍基 頻)所對應的一第一功率值來更新該目前第一校正參 數； 步驟460 :是否一第一特定條件達成。 其中’於步驟460 t，會判斷是否第一特定條件達成，若未能 達成時，則會返回步驟.中，再次依據更新後之該目前第一校正 參數來調整該第-測試訊號，並且重新計算該第— 第一特定條件被滿足為止。 直到孩 圖首4 ~ ，數之調整方辆參考第5 _示之流卷 雜亍後，接著會進入步㈣，利職 '几230所預设之一初始值來設定第-校正參數 二:產Γ技單元210便會據此調整戦訊號咖與令一 依此產生的第-待測Τ㈣，4過後、痛貞測電路挪來偵測 步㈣中,於二倍於基頻處的第一功率值。而於 是否大於料帛—Hi 錄娜雜㈣該第—功率值 第-調整整操料的該第—功率值，來選擇一 第一離方心若是本次操作的第-功率值大於前 201236409 次操作的第一功率值，便 是流程進入步驟532，即代表L 32 ’否則便進入步驟53卜。若 第一校正參數並未有效改善延遲校正參數調整操作中的目前 中為一降低該目前第-校正來糾‘刻，人第一奴正參數調整操作 校正參數調整操作必須二調整方式），則本次第— 方式），反之亦缺。而若目別第一校正參數(如：第一調整 =r_第—校，實改善延遲時二= :第==前第—校正參數的調整方式。舉例來說，若 1整方i ^丨二#作中為—調降該目前第—校正參數(如：第 目前第一校正參數(如：第二調 :5!用於第-難方式。簡言之，若進人步驟淡，則選 於先前的調整方式，而進入步驟531則沿用相同於先前的調 ^&的是，本發明未對每次第—校正參數調整操作中該目 月ϋ第-权正參數的調整幅度有所限制。舉例來說，於—實施例中， 為加速校正的進行，可祕校正_進行财效率且碰幅度較大 的粗調_妨tuning)，並於—段時間後，進行較精確且調整幅度較 小的微調(fmetuning卜或者’於再—實施辦，每次第—校正參數 。周！操作巾4目則第-校正參數增加的幅度可能不雌於減少的幅 15 201236409 於本發明的另-個實施例中，為了能整體校正與頻率相關以及 不相關的不眺對通訊電路㈣響，且將校正方式細於較寬頻 系統，因此於測試訊號中加入了第二個頻率的成分，使得後續的伯 測電路220可以偵測到頻譜中不同頻率處的功率以消除同相/正交路 徑訊號間所有不匹配。於此實施例令，同相測試訊號職將會是 ⑺啦一 +⑺啦1^)以及正交測試訊號BBQt將會是sin(Wmit) +
Sin(〇v2t)，亦即，此時同相測試訊號_包含有第一頻率〜所對 應的成分c_mlt)以及第二頻率〜所對應的成分咖㈣)"；同樣 地，正交測試訊號BBQt也是相同的情形。如此一來，通訊電路· _ 之加法器247之所輸出的第二加成訊號S2將會是㈣*⑺啦一 φ )*[c〇s(Wmlt+Wmlt〇) + cos(wm2t+Wm2t〇)]- sin(WL〇t)*[sin(Wmlt+ s‘n(wm2t)]此時，若要消除這樣的通訊電路中的不匹配，則必須先 觀察訊號頻譜於二倍頻處(2*fml或2*ω的功率值，產生延遲時間所 對應的第-权正參數Paraj ’以先校正同相/正交路徑間不同路徑延 遲時間所造成的不匹配。接著，再觀察訊號頻譜於頻率心⑸處 的功率值’以調整一第二校正參數以及一第三校正參數(對應於混頻鲁 器和本地震盪訊號造成的同相/正交路徑之增益以及相位不匹配）。 詳吕之，請參考第8圖，上方為第二加成訊號S2的頻譜，若需了解 不匹配是否被妥善校正，則須觀察頻譜中分別與兩種基頻測試訊號 相關的鏡頻成分所對應的功率值，但相同於先前實施例，該 鏡頻成分B與b係位於高頻之處，故不易計算其功率值。於是必須 透過自混頻方式，來產生-第二制訊號S2, ’並觀察其頻譜中包 含與鏡頻成分相關聯的功率。其中，本發明於校正延遲時間不匹配 16 201236409 時，利用二倍頻處(2 π fml或2 π ς2)與鏡頻成分相關的A*B或抑 所對應的第-功率值，以及於校正振幅與相位不匹配時，利用頻率 (fml+fm2)處與兩基頻對應之鏡頻成分相關的A*b+a*B功率值。 第3圖係繪示本實施例所對應之裝置。其中校正單元則的第 -;k正電路311與第三校正電路312，以分別校正同相/正交路徑間 的增益不匹配與相位不匹配，其係分別基於一目前第二校正參數 鲁Ρα2(對應於增益不匹配)與一目前第三校正參數paw對應於相 位不匹配)來調整。應當注意的是，由於同相/正交路徑間的不匹配 係屬相對的概心因此，於本發明其它實施例中，亦可利用第二、 第二权正電路311與312來對正交測試訊號bb⑽ 除同相/正交路徑間的不匹配。 首先’校正單元310會先利用第一校正電路211完成與頻率相 關之延遲時間不匹配的校正。而這樣的程序相同於前述實施例的流 φ程，故在此不另作贅述。簡言之，當該第一特定條件達成時，則校 正參數調整單元230不再調整目前第一校正參數Para i，轉而開始 進行相位與純校正。射，_職峨馳會經過這 樣第-校正電路211與第二校正電路311的調整而產生調整後的同 相測試訊號BBIt，;另外，同相測試訊號職經第三校正電路312的 調整與正交戦訊號BBQ_加喊生難後的正交細試訊號 BBQt接著會透過通訊電路24〇中的路徑分別於低通滤波器撕、 產生第一同相類比訊號Ana—12、一第二正交相類比訊號 17 201236409 A-_Q2 ’再分別經親器245、細與本地震盈訊號㈣、⑽進 行混頻’兩者經加法器247加總產生一第二加成訊號％，而偵測單 則先對第二加_號S2進行自混頻’以產生—第二待測訊號 幻。並且，侧單元220會依據第二待測訊號s2，於頻树 的頻譜成份，來產生-第二功率值，而校正參數調好元 230則細—第二與第三校正參數調整操作，其係依據每次操作中 的第=率絲更新目前第二校正參數para—2與目前第三校正參數 整；八中於母第一與第二校正參數調整操作中，校正參數調 整早疋細係更新目前第二校正參數與目前第三校正參數 Para—3中之一者。換言之’校正參數調整單元挪輪流更新目前第 -杈正參數Para_2與目㈣三校轉數恤―3。並且，當一第 ，條件達成時，校正參數調整單仏3G結束進行該第二:正 她調整操作；否則校正參數調整單元现反覆進行該第二料三 二正參數機操作n該第二特定條件係對應於該第二與第三 數碰操作的執行讀，或者是該第二功報目前的大小。 實施例的方法流程已歸納於第6圖，由於其中步驟的細節相 第4圖的流程圖，故在此不另作贅述。 替總而言之，本發明透過輸人具有數個鮮成份_試訊號至通 5路’以觀測其不匹配效應對通訊電路之輸出訊號的影響。並 頻^覆雜校正參數的方式，_在：倍於基麵近觀察與鏡 ，刀相關的輸出訊號之功率變化，來找出最佳的校正參數，以 除通訊電路情有與基麵率_不侧师目/正交相路徑不匹 201236409 配。 二上所述僅為本發明之實細’凡依本發明申請專利範圍所做 之均等變倾修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。 【圖式簡單說明】 第1圖係纟會示習知直接升頻轉換架構的發射器。 籲第2隱繪示本發邮置之—實施例的功能方塊示意圖。 第3圖係緣示本發明裝置之另一實施例的功能方塊示意圖。 第4圖係繪示本發明方法之-實施例的流程示意圖。 第5圖係綠示本發明方法中依據該第一功率值來調整該目前第一校 正參數的流程示意圖。 第6圖係繪示本發财法之另-實施例的流程示意圖。 第7圖係繪示一特定訊號之頻譜。 第8圖係繪示另一特定訊號之頻譜。 #第9A圖與第9B係繪示鏡頻拒斥比與頻率的關係圖。 【主要元件符號說明】 發射器 路徑 數位至類比轉換器 低通滤波器 混頻器 100 110 、 120 111 ' 121 ' 241 > 242 112、 122、223、243、244、 113、 123、221、245、246 201236409 130 、 247 、 333?? 加法器 140 功率放大器 222 可變增益放大器 150 天線 20 裝置 210、310 校正單元 220 偵測單元 230 校正參數調整單元 211 ' 311 ' 312 校正電路 224 類比至數位轉換器 225 快速傅立葉轉換單元 240 通訊電路 410〜460、510〜550、610〜650 步驟
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