TW201128968A - Communication receiver - Google Patents

Description

201128968 六、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明有關於通信接收機，更具體地，有關於包含三個串行連接 的濾波器的通信接收機。 【先前技術】 通信系統的接收機中，濾波器用於對同相訊號（也稱為 I訊號）和正交訊號（也稱為Q訊號）濾波，經過濾波的I 訊號和Q訊號分別輸入至類比數位轉換器（analog-to-digital converters, ADC)，產生數位的I訊號和Q訊號。為避免濾、 波後的I訊號和Q訊號達到飽和（即濾波後的I訊號和Q訊 號超過ADC的最大量程）並節省ADC位元，則需要濾波器 能降低譜波（idle tone)並具有較高的鄰近通道抑制（adjacent channel rejection, ACR)。此外，也需要減小濾波器的大小（晶 片面積）以節省製造成本。 【發明内容】 有鑑於此，本發明提供一種通信接收機。 根據本發明之一實施例，提供一種通信接收機，包括： 201128968 一第一混頻器，用於將一輸入§fL號與一第一本地振盈訊號混 .頻，產生一第一混頻訊號；一第一濾波器組，用於對所述第 一混頻訊號濾波，產生一第一濾波訊號，其中所述第一濾波 器組包括一第一濾波器、一第二濾波器和一第三濾波器:所 述第一濾波器和所述第二濾波器為單極點濾波器，所述第三 遽波器為一複極點濾波器；以及一第一類比數位轉換器，對 所述第一濾波訊號執行類比數位轉換，產生一第一數位訊 號。 。 本發明所提供的通信接收機，具有較好的鄰近通道抑制 以及較小的頻帶内損耗和群延時變化，可節省ADc位元、 降低數位補償難度以及節省製造成本。 【實施方式】 _ 纟說明書及後績的中請專利範圍當中使用了某些詞囊 來指稱特定的組件。所屬領域中具有通常知識者應可理解， 硬體製造商可能會用不同的名詞來稱呼同一個组件。本說明 書及後續的申請專利範圍並不以名稱的差異來作為區分组 件的方式’而是以組件在功能上的差異來作為區分的準貝卜 在通篇說明書及後續的請求項當中所提及的「包含」係為一 開放式的㈣，故應解釋成「包含但不限定於」。卩外，「耗 ，」-詞在此係包含任何直接及間接的電連接手段。因此， 右文μ述-第m接於—第二裝置’則代表該第一裝 201128968 置可直接f連接於該第二袋置，或透過其他裝置或連接手段 間接地電連接至該第二裝置。 第1圖為根據本發明一實施例通信接收機100的示意 圖。通信接收機100包括低雜訊放大器（1〇w n〇iseampH, LNA)102、兩個混頻器（例如第一混頻器112和第二混頻器 122 )、兩個濾波器組（例如第一濾波器組13〇和第二濾波器 組140)、兩個放大器114和124以及兩個ADC (例如第一 ADC 116和第二ADC 126)，其中濾波器組13〇包括第一濾 波器132、第二濾波器134和第三濾波器136，濾波器組14〇 包括第四濾波器142、第五濾波器144和第六濾波器146。 第一濾波器132、第二濾波器134、第四濾波器142和第五 慮波器144為單極點渡波器，第三遽波器13 6和第六淚波琴 146為複極點（complex-po丨e)濾波器。並且，混頻器丨I]、淚 波器組130、放大器114和ADC 116可作為I通道，混頻器 122、濾波器組140、放大器124和ADC 126可作為q通道。 此外’第一濾波器132、第二濾波器134、第四滤波器 142和第五濾波器144為單極點濾波器，更具體地，第一淚 波器132、第二濾波器134、第四濾波器142和第五淚波器 144為實極點濾波器，其中實極點濾波器即該濾波器的一極 點位於已知S平面的實軸上。 201128968 並且，在本實施例中，第三濾波器136和第六濾波器 146為雙極點（two_p〇ie)濾波器，且第三濾波器1託和第六濾 •波器的極點品質因素Q (p〇ie quamy fact〇r)均大於i。 通用的二階濾波轉移函數以標準形式表示為：

其中’ h，az，為係數’ ω〇為自然頻率’ q為極點品質因素。 • 在通信接收機1〇〇的運作中，LNA 1〇2接收並放大輸 入訊號Vin並產生已放大輸入訊號，已放大輸入訊號輸入至 混頻器112和122。接著，I通道中，混頻器112將已放大 輸入訊號與第一本地振盪訊號LOj混頻，產生第一混頻訊 號（即同相訊號，也稱為I訊號）。之後濾波器組13〇對I訊 號濾波，產生第一濾波訊號，具體的說，即是第一濾波器 132對I訊號濾波產生已濾波I訊號IF1，第二濾波器134對

鲁已濾、波I訊號iF1濾波產生已濾波I訊號If2，第三濾波器136 對已濾波I訊號IF2濾波產生已濾波I訊號If3(此處已濾波I 訊號In即第一濾波訊號）。然後，放大器114將已濾波I訊 號If3放大，產生已放大I訊號ιΑ。最後，第一 ADC 116對 已放大I訊號IA執行類比數位轉換，產生第一數位訊號（例 如數位I訊號。類似的，Q通道中，混頻器122將已放 大輸入訊號與第二本地振盪訊號LO_Q混頻，產生第二混頻 訊號（即正交訊號，也稱為q訊號）。之後濾波器組！4〇對Q 201128968 訊號濾波，產生第二濾波訊號’具體的說，即是第四濾波器 142對Q訊號濾波產生已濾波Q訊號QF1，第五濾波器144 對已濾波Q訊號Qfi濾波產生已濾波Q訊號QF2，第六渡波 器146對已濾波Q訊號Qf2濾波產生已濾波Q訊號QF3(此 處已濾波Q訊號Qf3即第二濾波訊號）。然後，放大器124 將已濾波Q訊號Qf3放大，產生已放大Q訊號QA。最後， 第二ADC 126對已放大Q訊號Qa執行類比數位轉換，產生 第二數位訊號（例如數位Q訊號Dq)。 請注意’放大器114和124為可選裝置。在另一個實施 例中’可將放大器114和124從通信接收機1〇〇中移除，其 中’ ADC 116直接對已渡波I訊號iF3執行類比數位轉換， 產生數位I訊號D!，並且第二ADC 126直接對已遽波Q訊 號Qf；?執行類比數位轉換，產生數位Q訊號Dq。 第2圖為多個濾波器的模擬結果。在第2圖中，有五個 濾波器。前三個濾波器為傳統的濾波器，分別為三階巴特渥 斯（Butterworth)濾波器、五階Butterworth濾波器、級聯的三 個單極點濾波器，後面兩個濾波器為本發明實施例中的濾波 器組。有二個模擬項：在GSM/EDGE系統中誤差失量幅度 (error vector magnitude，EVM)、丨5〇KHz 處的滤波增益以及 400KHz處的衰減。第2圖所示的模擬是基於每通道 200KHz 的頻寬，因此400KHz處的衰減可作為鄰近通道抑制的指 201128968 標。400ΚΗζ處的衰減越大，則鄰近通道抑制越好。可參考 -第2圖，本發明實施例中的濾波器（例如最後兩個濾波器） .具有較小的EVM以及在15〇KHz處具有較小濾波損耗，並 且在400KHZ處具有較大的衰減。因此，本發明實施例中的 濾波器的較大的鄰近通道抑制可節省一個ADC位元，以及 其較小的頻帶内損耗和群延時變化（gr〇up deUy variati〇n)可 降低數位補償難度。 • 此外，關於本發明中濾波器的晶片面積，在65nm製程 中濾、波器組130或140的晶片面積約為〇 u〇7mm2。與65咖 製程，中晶片面積約為〇,1269 mm2的其他傳統渡波器組（例 士率仃連接的單極點濾波器和三階Butterw〇rth濾波器）相 匕本土月中/慮波器組有相對較小的晶片面積。 參考第2圖第5列（叫所示的本發明一個實施例中的 遽波器，兩個單極關波器的角頻率（即截止頻率）分別為 1皿沿和200KHz，該兩個單極點遽波器可分別作為第·、ι 圖中所示的第一濾波器！ 32和第二濾波器】％ (或者第 "' 為第二濾波器136 (或者第六濾波器146)。可 1:第率:遽:皮器132的截止頻率可以與第二濾、波器134的截 一: 5 3一方面’參考第2圖帛4列所示的本發明另 固實施例中的遽波器’級聯的兩個單極點濾、波器均具有 201128968 15=Hz的截止頻率，且可分別作為第1圖中所示的第-濾、 132和第二濾波器134 (或者第ι圖中所示的第四濾波 器142和第五濾'波器144)，並且二階卻比雪夫（chebyshev) ;慮波器可作為第二濾波器136 (或第六濾、波器i46 )。也即是 第濾波器U2和第二濾波器134的截止頻率可以相同。 第3圖為單極點濾波器300的示範電路示意圖。單極點 ;慮波器300包含運算放大器31〇、電阻R和電容c，其中 Nin為輸入訊號端，Ν_為輸出訊號端。並且，第一濾波器 132、第二濾波器134、第四濾波器142和第五濾波器144 可由單極點濾波器300實現。 第4圖為雙極點濾波器4〇〇的示範電路示意圖。雙極點 濾波器400包含運算放大器410、六個電阻R丨-R6以及三個 電容Ci-C3’其中NirU和Nin_2為輸入訊號端，N。—和Nout_2 為輪出訊號端。並且，第三濾波器136和第六濾波器146可 由雙極點濾波器400實現。 第5圖為雙極點濾波器500的另一示範電路示意圖。雙 極點渡波器500是已知的Tow-Thomas雙二階（biquad)濾波 器，包括三個運算放大器510、520和530、六個電阻RrR6 以及兩個電容C!和C2，其中Nin為輸入訊號端，N()Ut為輸 201128968

極點品質因素Q 出訊號端。此外，在雙極點濾波器5〇〇中

你〇 r2rac2 並且，第6圖為根據第2圖第4列所示濾波器的濾波器 組600的示意圖。如第6圖所示，濾波器組_包括第一遽 波610、第二濾波器62〇和第三濾波器63〇。第一濾波器 610為單極點濾波器，包括運算放大器612、電阻&和電容 鲁C!。第二濾波器620也為單極點濾波器，包括運算放大器 622、電阻&和電容ον第三濾波器63〇為採用T〇w Th〇mas 電路的二階Chebyshev濾波器，包括三個運算放大器632、 634和636、六個電阻R3_Rs以及兩個電容匕和q。 第7圖為根據本發明實施例的濾波器組7〇〇的電路示意 圖，其中濾波器組700可作為第}圖中濾波器組13〇或者 鲁140。濾波器組700包括第一濾波器71〇、第二濾波器72〇 和第二遽'波益730。第一渡波710包括運算放大器712、 可變電阻R,、電阻&和電容Cl。第二濾波器72〇包括運算 放大器722、可變電阻R3、電阻R4、電容C2和直流偏置消 除（DC offset cancellation，DCOC)單元 724，其中 DCOC 單 元724位於第二濾波器720的回饋迴路中。換言之，第一淚 波益710和第^一濾、波720為RC主動;慮波器（active filter)。 第三濾波器730包括運算放大器732、六個電阻r5_ r1〇以 及三個電容C3-C5。 11 201128968 通常’需要在通信接收機的所有傳統濾波器中使用 DCOC單元’以避免直流偏置的累積。然而，儘管dc〇c單 元可取消直流偏置，但是DCOC單元需要多個切換運作， 並產生大量雜訊。參考第7圖所示的濾波器組，第一濾波器 710並不含DCOC單元（DC0C單元僅包含在第二濾波器72〇 中）’因此，第一濾波器710的輸出訊號具有較少雜訊。 並且，由於第一濾波器710和第二濾波器72〇均為單極 點濾波器，因此由第一濾波器71〇和第二濾波器72〇產生的 雜訊遠遠小於傳統的三‘或五階Butterw〇rth濾波器。也即 是，第二滤波器72G的輸出訊號比通信接收機的傳統渡波器 具有較少的雜訊。 由於第一濾波器710通常用於提供高增益，因此，第_ 遽波器720的雜訊可由第一遽波器71〇的增益抑制。在… 電阻R4的電阻值和電sc2的電容值時，_R4的電㈣ 可設計的較大，電纟c2的電容值可設計的車交小（乘積 與滤波is的截止頻率相關，且兔Im 關且為常數）’ ®此可降低第二级 波器720的晶片面積’以節省製造成本（電容比電 晶片面積大）。 & 201128968 制，可節省一個ADC位元，且濾波器組具有較小的頻帶内 .損耗和群延時變化，可降低數位補償難度。並且本發明的濾 波器組與傳統的濾波器組相比具有較小的晶片面積。 本發明雖以較佳實施例描述，然而並不限於此。各種變形、修改 和所述實施例各種特徵的組合均屬於本發明所主張之範圍，本發明之 權利範圍應以申請專利範圍為準。 籲【圖式簡單說明】 第1圖為根據本發明一實施例通信接收機的示意圖。 第2圖為多個濾波器的模擬結果。 第3圖為單極點遽波器的示範電路示意圖。 第4圖為雙極點濾波器的示範電路示意圖。 第5圖為雙極點遽波器的另一示範電路示意圖。 籲帛6圖為根據第2圖第4列所示遽波器的渡波器組的示 意圖。 第7圖為根據本發明實施例的濾波器組的電路示意圖。 【主要元件符號說明】

100通信接收機 112、122混頻器 、124放大器 102低雜訊放大器 130、140 ;慮波器組 116、126 ADC 13 134第二濾波器 142第四濾波器 146第六濾波器 310運算放大器 610第一濾波器 630第三濾波器 636運算放大器 710第一濾波器 730第三濾波器 201128968 132第一濾波器 136第三濾波器 144第五濾波器 300單極點濾波器 400、500雙極點濾波器 410、510、520、530運算放大器 600慮波器組 620第二濾波器 612 、 622 、 632 、 634 700濾波器組 720第二濾波器 712、722、732運算放大器 724 DCOC 單元

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Claims (1)

1. 201128968 七、申請專利範圍： 1. 一種通信接收機，包括： 一第一混頻器’用於將一輸入訊號與一第一本地振盪訊 號混頻’產生一第一混頻訊號； 一第一濾波器組，用於對所述第一混頻訊號濾波，產生 —第一濾波訊號，其中所述第一濾波器組包括一第一濾波 裔、一第二濾波器和一第三濾波器，所述第一濾波器和所述 魯第一濾波器為單極點濾波器，所述第三濾波器為一複極點濾 波器；以及 一第一類比數位轉換器，對所述第一濾波訊號執行類比 數位轉換，產生一第一數位訊號。 •如申請專職㈣〗項所述之通信接收機，其中所述第 -濾波器連接於所述第一濾波器和所述第三濾波器之間。 3 一.如申請專利範圍第！項所述之通信接收機，其中所 一 /慮波器為雙極點濾波器。 其中所述第 請專利範㈣1項所述之通信接收機’ —4波器的一極點品質因素大於1。 5’如申請專利範圍第1項所述之通 —遽波釦所、+.贫. °接收機’其中所述第 器為一 和所迷第二慮波器級聯’所述第三較 15 201128968 卻比雪夫濾波器。 6. 如申請專利範圍第丨項所述之通信接收機，其中所述第 一濾波器和所述第二濾波器具有不同的截止頻率。 7. 如申請專利範圍® 1項所述之通信接收機，其中所述第 一濾波器和所述第二濾波器為實極點濾波器。 8·如申請專利範圍帛1項所述之通信接收機，其中所述第 一渡波器和所述第二濾波器為RC主動濾波器。 9.如申請專利項所述之通信接收機，其中在所述 第二濾'波H的回饋迴路中而非所述第—濾波器 ^ 流偏置消除單元。 直 ίο.如中請專利範圍第！項所述之通信接收機，進—+勺括 訊第用:=輸:訊號與一第二 帛—>tb頻㈣’其中所述第二本地振廬If 唬斤述第-本地振盪訊號相比，具有-正交相差； 第-滤波H組，轉接所述第二混頻器，用 二混頻訊號遽波，產生-第二遽波訊號，其令所述第： 器組包括-第四遽波器、一第五遽波器和一第二= ^第四渡波器和所述第五渡波器為單極關波器'，所述第= 濾波器為一複極點濾波器；以及 a 16 201128968 一第二類比數位轉換器，耦接所述第二濾波器組，對所 述第二濾波訊號執行類比數位轉換，產生一第二數位訊號； 其中，所述第一混頻訊號為一同相訊號，所述第二混頻訊號為一正交 訊號。 八、圖式：

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