TW201044827A - Transmitting method, receiving method and receiving device for OFDM system - Google Patents

Description

201044827 六、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明涉及一種應用於正交分頻多工系統的訊號發送方法、 接收方法與裝置。 【先前技術】 正父分頻多工(Orthogonal Frequency-division Multiplexing， OFDM)糸統為一種採用數位多載波調變(Digital multi-carrier modulation)方法的分頻多工(FreqUenCy_divisi〇n Multiplexing， FDM)系統。多個具有正交性的次載波(sub_carrier，又稱子載波)被 用來傳送資料。該些資料被切割成對應各個次載波的多個平行的 資料流(data stream)或稱通道(Channel)。每個次載波載送單一符元 (Symbol)，每一符元對應到數個位元集合，16正交振幅調變之每 一符元對應4個位元。對應方式如正交振幅調變（qam，Quadrature Amplitude Modulation)或相位偏移調變，又稱相位移鍵（pSK， Phase Shift Keying ) ° 正父分頻多工技術多應用於無線通訊領域上，有可能會產生 多重路徑效應(multi-patheffect)。多重路徑效應會衍生時間延遲擴 展(time-spreading)與符間干擾(inter-symbol interference，ISI)。此 即所謂頻率選擇性(Frequency-selective)通道^此頻率選擇性通常是 以在每個OFDM的符元(或稱符碼，Symb〇1)加入防護區間(Guard interval)來克服。 當應用正交分頻多工技術的寬頻行動通訊的傳送端與接收端 201044827 Η於基地口與—南速移動的載具(硫也)上(如高速列車)時， *者的相對運動將產生都卜勒效應(Doppb胞的。此都卜勒效應 將使传被傳运的J£交分頻多卫的符元⑽通道響應(Channel ResP〇nse)變為時變（Time_vaiying)。即所謂的時間選擇性 (、’me selective)通道。進而破壞各子載波間的正交性，此即稱為通 運間干擾(lnter-canierinterference ’ Ια)。載具移動的速度愈快， 此通道間干擾將愈明顯。 一般用以解決符間干擾的手段是在每個〇FDM的符元加入 防護區間。此舉將加大符元週期。但是符元週期愈長，都卜勒效 應的影響就愈大。因此，為了解決高速移動下寬頻行動通訊所面 臨的無線通道時變(Time-varying)與頻率選擇(Frequency_selective) 的效應’常見使用通道估測(Channel Estimation)技術來克服。 此外，通道估測技術亦可見於： (〇S. Chen與T.Yao所發表之文章(請參考「s. ChenandT.Yao, Intercanier interference suppression and channel estimation for OFDM systems in time-varying frequency selective fading channels，’， IEEE Trans. Consum. Electron.，vol.50，no.2，pp.429-435，May 2004. j )；

Mostofi 與 D. C. Cox 所發表之文章(Y. Mostofi and D. C. ，Cox，“ICI mitigation for pilot-aided OFDM mobile systems，” IEEE Trans. Wireless Cornnmn.，vol. 4，no. 2，pp. 765 - 774，March 2005)； 5 201044827 遐)H‘ S. Cho 所發表之文章(H. S. Cho ’ “Midamble aidsd OFDM performance analysis in high mobility vehicular channel ? 802.11 WLAN WG，Jan. 14th 2008);以及 (iv) H. C. Lee，C. W. Chen，S. M. Young 與 Shyue-Win Wei 所發表之文章(H. C. Lee，C. W. Chen， S. M. Young，and Shyue-Win Wei，“Matrix Channel Estimation for OFDM Systems with Two Training Symbols and High-Order Polynomial Fitting，，，In

Proc. 18th Annu. IEEE Infl Symp. on Personal 5 Indoor and Mobile

Radio Communications，Athens，Greece，Sept 2007，pp. 1_5) 〇 時變通道估測的準確度會影響OFDM頻域等化器或信號檢 測的表現，進而影響解調傳送訊號的正確性，所以通道估測的技 術的好壞將直接影響到整個OFDM系統的性能。 【發明内容】 提供-正交分頻多工系統之訊號發送方法實施範例，其係逢 正交分頻多H之傳送端峨行。此訊紐送方法包含：接收孟 轉換-串舰健縣多個正交分❹工符元(或稱並列子載波 );轉換該些正交分頻多工符元衫辦域訊號X⑻·以及 串列該些時域訊號成-發射訊號後發射出去。前述正交分頻少工 符元包含多個資料符元、多個第—訓練符元、與多個第二^ 子載波、多個第一引導子裁波與多個 第一引導子載波。該㈣料符元包含該些資料子載波。該 訓練符元包含該些第,子載波。該些第二訓練符元包: 201044827 子載波 第二引導子載波與該些資料子錢。也就是說，資料符元的有效 子載波均為㈣子載波。第i練符元的有效子紐均為第一引 導子載波。第二麟符元財效子紐為第二科子載波與資料 另提出-訊號接收方法實施範例適於接收前述之訊號發送 方法所發送之發射訊號並纽交分鮮m触端所執行。 發射訊號經多個路徑而被傳送到該接收端而成為_具通道響應的 〇接收訊號，該訊號接收方法包含：接收並轉換該具通道響應的接 收訊號為-麟㈣訊號’軸域㈣訊號包含多個資料接收訊 就、多個第-引導接收訊號、及多個第二引導接收訊號；以相鄰 的該些第-引導接收訊號與該些第二5丨導接收訊號估測出作用於 該些資料歡峨之通道響應；以及㈣麵道響觸原該些資 料接收訊號為該些資料子載波。 再提出-正交分頻多工系統之接收端實施範例適於接收上 〇 述識發送方法膽狀該發觀號。触端包含正交分頻多工 解調器以及波間干制除單元。正交分·工解顧接收並解調 變具通道接收訊號成為一頻域串列訊號。頻域串列訊號包含多個 資料接收訊號、多個第一訓練接收符元、及多個第二訓練接收符 元。波間干擾消除單元以相鄰的該些第一引導接收訊號與該些第 二引導接收訊號估測出多個通道響應，並以該些通道響應還原該 些資料接收訊號成為該些資料子載波。 下文特舉示範實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下， 201044827 以讓上述特徵和優點能更明顯易懂。 【貫施方式】 以上的實施範_容簡要酬及以下的實施範例詳細說明係 用以示範贿釋本發明之精神斯理，並且提供本拥之專利申 請範圍更進一步之解釋。 所提出的訊號發送方法可以由不同實施態樣的傳送端1〇來 完成。例如，「第1圖」為傳送端10的第一種實施例示意圖。「第 4圖」為傳送端1〇的另-實施例示意圖。為詳細說明訊號發送方 法的可Λ施方式’將先說明「第丨圖」之傳送端1()的實施例。其 次’藉「第1圖」之獅’加以「第2圖」說明訊號發送方法的 實施例。最後，再補充說明「第4圖」傳送端1G，的另—實施例的 運作方式。 «月參考第1圖」’其係為一正交分頻多工系統之傳送端 與接收端3G的實關結構示賴。正交分㈣王祕包含一傳送 端1〇與-接收端30。傳送端1〇用以執行一訊號發送方法實施例。 接收端30用以執行一訊號接收方法實施例。傳送端用來將串列數 位訊號94轉換成-發射訊號，亦可稱射頻訊 號radio frequency signal)後發射出去。發射訊號2〇在被發送出去 後，即會經由不同的路徑而到達接收端3〇。此時由接收端3〇所接 收的訊號26即為包含了通道脈衝響應h(k)(channd丨_& response)與雜訊w(k)的發射訊號2〇 (以下簡稱具通道響應的接收 訊號）°接收端30將具通道魏的接收簡26㈣為被還原的串 201044827 * 列數位訊號95。 . 前述串列數位訊號95係為由待傳送之資料所構成的串列數 位訊號94。在「第1圖」中可以見悉此串列數位訊號94是由-隨 機讯號產生器90 (Random Signal Generator)所產生的。但實際實施 時，此串列數位訊號94並非由隨機訊號產生器9〇來產生，而是 直接由待傳送之資料所構成。圖中以隨機訊號產生器90示意之原 因乃是為了對此串列數位訊號94之產生做一說明，並用以測試所 〇 述實施例，並非為實施方式之限制條件。 隨機訊號產生器90所產生的串列數位訊號94可以是但不限 於 PRBS 2 -1，2 -l(Pseudo Random Binaiy Sequence，偽 1¾機二 進制序歹j)44。採用偽隨機二進制序列之目的在於模擬各種可能 的串列數位訊號94。 從「第1圖」中可以見悉傳送端1〇包含一符碼映射單元n、 以及一正交分頻多工調變器18。 〇 付碼映射單70 11 (Symbol mapping unit)係接收前述串列數位 訊號94、將串列數位訊號94切割成多個預定長度的位元集合对 of bits)、以及逐一映射該些位元集合成為多個串列的資料子載波 前述的位元集合可以是由二個、四個、六個、八個、十個或 更多個位元所組成。上述位元集合包含的位元個數雖以偶數為 例’但亦可為奇數。前述符碼映射單元n所產生的資料子载波响 仍為一串列的資料。 前述正交分頻多工調變器18包含一串轉並單元12(或稱串列 201044827 轉並列單元 ’ Serial to Parallel converting unit，S/P converting 皿的 ' 一引導子載波插入單元13 (Pilot Symbol adding unit)、一逆 快速傅立葉轉換早元 14 (]PFt，inverse fast Fourier transforming unit)、一防護區間附加單元 i5 (Guarcj interval adding unit)、一並轉 串早元16 (或稱並列轉串列單元，Parallel to Serial converting unit， P/S converting unit)、以及一發射端濾波器 17 (transmitting fiker)。 串轉並車元12係接收前述串列的資料子載波#]^)，並將之轉 換為並列的資料子載波S(k)。 引導子載波插入單元13係接收前述並列的資料子載波s(k) 後’並將「引導子載波」依適當的配置方式插入/配置在「資料子 載波」之間。「資料子載波」與被適當配置的「引導子載波」的結 合即成為多個正交分頻多工符元Xi(k)(亦可稱為多個並列的有效 子载波’ Sub-carrier，或稱次載波）。也就是說，所有並列的有效子 載波Xi(k)包含了多個「資料子載波」與多個「引導子載波」。該 些正交分頻多工符元Xi⑻屬於頻域訊_啤_ — signal)。 ^關於前述配置「引導子載波」於「資料子載波」之間的方式， 請參考「第3圖」閱覽之。 「第3圖」中的水平轴鱗_，單位為符元。而其垂直轴 為頻率。從帛3圖」中可以見悉，在每個垂直緩列㈣丽)上 具有個圓點。每個垂直緃列均稱為—個符元。每個圓點即表示 一個子載波。以圖中的例子而言，每個符元具有16個子載波，或 201044827 ' 稱為有效子載波(active sub_carrier)。此有效子載波可以是「引導子 • 載波」或「資料子載波」。圖中實心圓‘點即代表引導子載波。空心 圓點則代表育料子載波。該些符元包含多個資料符元4〇1，4〇2、 多個第一訓練符元421，422、與多個第二訓練符元441，442。若 以每個符元内的所包含的子載波來看，該些符元包含多個資料子 載波40a ’ 40b ’ 4〇c，40d，4〇e、多個第一引導子載波心，桃、 與多個第二引導子載波44a，44b。 〇 該些資料符元4〇卜402中的有效子載波(亦可稱每一該些並 列子載波X(k)) s使用資料子載波4Ga，杨。該些第一訓練符元 421 ’ 422的有效子載波皆使用第一引導子載波42a，42b。該些第 二訓練符元44卜442的有效子載波由第二引導子載波44a，44b 與資料子載波4Ge，4Gd，4Ge所構成。該些第二訓練符元441，442 的該些第二引導子載波44a，的數量小於該些第二訓練符元 441，442的該些有效子载波的數量。 以第3圖」的第二訓練符元441，442之示意圖中可以看出， 每四，相鄰的有效子載波即有一個第二引導子載波叫，桃。也 就疋說’讀第二訓練符元441，442的該些第二引導子載波咏， 44b的數量為該些有效子載波雖)的數量的四分之_。也就是說 第二訓練符元441，442之該些第二引導子載波44a，44b的數量 ^該些第二訓練符元441，442之該些資料子载波伽，.的數 置的二分之-。雖然本實施例係以ι比，引導子載波比有效子載 波)的方式配置，然而實際施行時，亦可以1/2、1/8等比例為之， 11 201044827 可由使用者視__整，442 __ 該些㈣導子载波44a,之間的頻率間隔小於-同調頻寬。 相鄰的訓輸即表示第1輸42ι，㈣第二训練符 442。例如421與441即可稱為相鄰的調練符元。而441 與422亦可稱為相鄰的訓練符元。 如同上述，第：訓練符蝴，44 =第—訓練符⑽，之第1導子做4=分佈在 即、^ 441 ’ 442，421，422的方式並不相同。從「_」中 =出，第-訓練符元421之第二引導子載波“a，·與第二 ^= 441之帛—㈣请42鳴在賴助的分佈方 工=m此即稱為非對稱訓練符別切_攸幽 =蝴物導符元。此訓練符元42i，422，441 在被 接收後’即會被…X評估時變通道的響應情形。由於第 =丨，41’442的第二引導子載波44a，44_^ 符元郎中騎有錢子紐x(k)。輯應該符元區間 40效子載波即可用來傳送資料(即資料子載波40c，40d， 所佔用如的:寬來’即可增加資料傳輸的頻寬，同時減少引導子載波 訓練符-1^」中可以看出’在第一訓練符元421，422與第二 個等-=442之間的資料符元·，402的時間長度僅為一 _二=^5並非用以限制可實施方式。在_上相 '·凡1，422與苐二訓練符元441，442之間的資 22 201044827 料符元401 ’ 402可以為二個、三個、四個到多個符元時間長度(即 前述符元區間)。只要在接收端3〇接收後對時變通道響應的評估的 準確率達到預定效果即可。 接著，逆快速傅立葉轉換單元14係將前述正交分頻多工符元 X(k)以逆快速傅立葉轉換方式轉換為並列的第一時域訊號x(k) (time domain signal)。前述第一時域訊號x(k)相互之間具有正交 性。其後，防護區間附加單元15，係以符元為單元，將各第一時 〇 域訊號x(k)之特定時間長度的後方訊號複製到該第一時域訊號之 前，而成為第二時域訊號96。此防護區間附加單元15所附加之防 護區間(Guard Interval)可以是循環前置碼(Cyclic preflx)或循環後 置碼(Cyclicpost-flx)。以循環前置碼之附加為例，若每個符元時間 長度為128點為例(此128點即為逆快速傅立葉轉換單元14的大 小，或稱尺寸’ IFFT size)。若後方訊號複製的點數為40點，因此， 防義區間附加單元15即將該符元在時間軸最後的4〇點的訊號複 〇 制 I到該符元的最前方。也就是說複製完之後，每個符元的長度即 變為168點。 其後’並轉串單元16將並列的前述第二時域訊號96串列後 發送給發射端濾波器17。發射端濾波器17則將該串列後的第二時 域訊號96濾波後以一發射訊號20發射出去。 續請參考「第2圖」，其係為訊號發送方法之實施例流程示意 圖。發射端10係執行一訊號發送方法實施例，此訊號發送方法包 含： 13 201044827 步驟S60:接收並轉換一串列數位訊號94為多個正交分頻多 工付元X(k) ’該些正父分頻多工符元x(k)包含多個資料符元， 402、多個第一訓練符元421 ’ 422、與多個第二訓練符元44卜442， 該些符元401，402，421 ’ 422，441，442包含多個資料子載波4〇a， 40b，40c ’ 40d ’ 40e、多個第一引導子載波42a ’必與多個第二 引導子載波44a，44b’該些資料符元4〇1，402包含該些資料子載 波40a’40b，該些第一訓練符元421，422包含該些第一引導子載 波42a’42b，該些第二訓練符元441，442包含該些第二引導子载 波44a，44b與該些資料子載波4〇c，4〇d，·。 步驟S62:轉換該些正交分頻多工符元為多個時域訊號 x(X);以及 步驟S64:串列該些時域訊號成一發射訊號後發射出去。 前述步驟S60係由「第i圖」符碼映射單元η、串轉並單元 12、以及引導子载波插人單元13所完成。步驟_係將串列數位 訊號94轉換成正交分頻多工符& x(k)。即如「第3圖」所示的正 交分頻多王符元X(k)(亦可表稍Xi(k))。此正交錢多工符元 x(k)包含多個資料符元4()1，、多個第一訓練符元421，422、 與多個第二訓練符元441，442。 刖述步驟S62:轉換該些正交分财卫符元Xi(k)為多個時域 訊號x(k)之步驟係由逆快速傅立葉轉換單元14所進行。逆快速傅 立葉轉換單元14係將jl交分頻彡工符元力⑻賤快速傅立葉方 式轉換為多個時域訊號x(k)。前述多個時域訊號_相互之間具有 201044827 正交性。 x(k)串列成一發射訊號2〇 16與發射端濾波器17來 接著，步驟S64則將該些時域訊號 後發射出去。步驟S64係由並轉串單元 進行。 在步驟S64之刚另包含步驟_加入一防護區間伽㈣ val)於各該些時域訊號难)。步驟舶係由防護區間附加單元 15所進灯。其係於每—符元前附加防龍間，以克服前述多路禮 〇 現象所產生的影響。 續請參閱「第4圖」，其係傳送端1G的另—實施例。而所述 訊號發送方法-實施例係可由「第4圖」的傳送端ι〇，來完成。 财可以絲此傳送端1()，包含符碼映射單元n、引導子載 波插入早兀13，、以及正交分頻多工調變器18，。此傳送端，與「第 1圖」之傳送端ίο之差別在於將引導子载波插入單元13，從正交分 頻多工調變器18中移至符碼映射單元u之後。 〇 此引導子载波插入單元13,係接收串列的資料子载波S(k)並 將引導子載波42a，42b，44a，44b適當地配置在該些串列的資料 子載波S(k) 40a，.，40c，40d，4〇e之間。其配置方式，與「第 3圖」相似’差別在於直接在串列的資料子載波购中插入引導子 載波42a，42b，44a，44b，而前述引導子載波插入單元13則是在 並列的資料子載波S(k)中插入42a，42b，44a，44b。 别述「第4圖」與「第1圖」均可以是實施所述訊號發送方 法一實施例的傳送端10、1〇,，但並不以此為限。 15 201044827 如同前述，發射訊號20在被發送出去後，即會經由多個路徑 而到達接收端30。此時被接收的發射訊號20即包含了通道脈衝響 應 h(k)(channel impulse response)與雜訊 w(k)，以下稱「具通道變 應的接收訊號」26。前述雜訊w(k)包含了熱雜訊(thermal noised)、 電路雜訊等等。因此’接收端30接收到的具通道響應的時域接收 訊號26即可表示為x(k) ®h(k)+w(k)，頻域可表示為 X(k) ®H(k)+W(k)，其中 X(k)，H(k)，W(k)分別對應時域信號 x(k)， h(k)，w(k)經快速傅立葉轉換後的頻域信號。 另提出正交分頻多工系統之訊號接收裝置一實施例，請再參 閱「第1圖」。圖中可以見悉前述具通道響應的接收訊號26係由 接收端30所接收。接收端30包含一正交分頻多工解調器％ (OFDM demodulator)、一波間干擾消除單元 39 (inter_subearrier interference removing unit)、以及一符碼逆映射單元 92 (symbol inverse mapping unit) ° 前述正交分頻多工解調器38係解調變該具通道響應的接收 訊號26而成為一頻域串列訊號98。請參考「第5圖」，頻域串列 訊號包含多個資料接收訊號40a，，40b，，40c，，4〇d，，40e，、多個 第一引導接收訊號42a，，42b，、及多個第二引導接收^1號44a，， 44b’。接收端30的頻域串列訊號98與傳送端1〇的子載波串列訊 號94之差別在於頻域串列訊號98係為經過多路徑通道之傳送後 而接收並解機而得的。因此，頻域串列訊號98具有通道脈衝響 應與雜訊。子載波㈣訊號94則無通道輯響應與雜訊。其中資 16 201044827 =收訊相a，術，输，，術，術、第—_ 伽、及第二引導接收訊號44a，，術係分別對應資料子載波撕， 働，，撕，樹，撕、第一訓練符元中引導子载波必’创、及 ^訓輸㈣繼44a，44b。且_㈣與發射端的 第3圖」相同。 波間干擾消除單元39係以相鄰的該些第—訓練接收符元與 該些第二訓練接收符元估測出多個通道響應(估測方法之細節容後 Ο詳述），並以該些通道響應還職⑽料魏訊號術，概，， 40c ’ 40d，40e’成為該些資料子載波他，杨，，撕，_，他。 此被還原的㈣子載波R(k)為—串料，並與前述串列數位訊 號S(k)相同。 前述符碼逆映射單元92則將該些被還原的資料子載波R(k) 映射回串舰接收麵。其巾，此符碼逆映射單元92所映射之規 則與符碼映射單元90相同。 正交分頻多工解調器38包含了 一接收端濾波器31、一串轉 並單元32 防5蒦區間移除單元33 (Guard Interval removing unit)快速傅立葉轉換單元 34 (Fast Fourier Transforming unit)、 以及一並轉串單元35。 接收端滤波器31係接收並對該具通道響應的接收訊號26進 行濾波，形成被濾波之接收訊號99a。串轉並單元32係並列該被 據波之接收訊號99a成為並列之多個第一時域接收訊號99b。防護 區間移除單元33係移除該些第一時域接收訊號99b之防護區間成 17 201044827 ，多個第二時域接收訊號_。防護區間移除單元33移除防護區 w的方式’ m述移除循環前置碼的例子，每個符元原為 個數，防護區間的長度為40個點，則此防護區間移除單元33即 將攸串轉並單tl 32傳來的第-時域接收訊號移除_⑼個點的 、快絲立葉轉換單元34係將該些第二時域接收訊號_以快 速傅立葉轉換方式轉換為錢賊接收職观。並轉串單元％ 則串列該些頻域接收訊號Y(k)成為前述賴串列訊號98。 關於前述頻域接收訊號Y(k)之配置方式係為與傳送端ι〇所 發送出來的正交分頻多工符元x(k)_子載波的配置方式相同。 請參閱「第5圖」，其為所述訊號接收方法實施例所接收到的多個 頻域接收峨Y(k)的-綱辦意圖。圖巾之頻域接收訊號Y(k) 包含了前述的資料接收訊號40a，，40b，，40c,，40d，，40e，、第一 引導接收訊號42a，，42b，、及第二引導接收訊號44a，，44b，。以符 元的角度來排，頻域接收訊號Y(k)包含多個第一訓練接收符元 421，422、多個第二訓練接收符元441’，442，、以及多個資料接 收符元40Γ，402’。 相鄰的第一、第二訓練接收符元421，，422,，441，，442,指的 是421’與441’，或者是441，與422，，其餘以此類推。 從「第5圖」可以知悉，此頻域接收訊號Y(k)中，相鄰的第 一、第二訓練接收符元421，’ 441，之間具有一個資料接收符元 40Γ。在第二詞練符元441，中另包含有資料接收訊號4〇c，，40d，， 18 201044827 40e’。本文所述「位於相鄰的第一、第二訓練接收符元421，，441， -之内的資料接收訊號」所指的是包含第一、二訓練接收符元421，， 441之間的資料接收訊號4〇a’、以及在第二訓練接收符元441，内 的資料接收訊號40c’，40d’，40e，。 實施時，頻域接收訊號Y(k)與正交分頻多工符元X(k)可為對 應的。也就是「第5圖」的正交分頻多工符元x(k)與「第3圖」 的頻域接收訊號Y(k)可為一致，但並不以此為限。也就是說，相 Ο 鄰的第一、第二訓練接收符元421，，441，之間除了可以具有如「第 3圖」或「第5圖」所示的一個資料接收符元4〇1，外，亦可以具有 多個資料接收符元。 前述之波間干擾消除單元39係藉由已知的且相鄰的第一引 導接收訊號42a’、及第二引導接收訊號44a，來估測在對應各並列 的頻域接收訊號Y(k)的通道響應。其後，再依該些通道響應_ 介於此相鄰第一訓練接收符元421，與第二訓練接收符元441，之間 〇 的貝料接收訊號4〇a，、及位於第二剜練接收符元441，内的資料接 收訊號 40c，，40d，，40e，。 從圖中可以見悉，波間干擾消除單元％係先對圖中左侧(前 二個)相鄰的第—訓練接收符元421，之第-引導接收訊號42a，與第 -4練接收符元441’的引導接收訊號你，進行第—次估測與還原 位於資料接收符元彻，中的資料接收訊號4〇a，，與第 符元441’中的資料接收訊號4〇c，，4〇d，，4〇e，。接著進行第二次估 測’使用相鄰的兩個第二訓練接收符元441,之第二引導接收訊號 19 201044827 ^與第—训練接收符元422,之第-引導接收訊t 42b，進行第二 -人估測與额資料接收符元碰，中的龍接收訊號術。 此類推。 八餘依 接著明參閱「第6圖」，係為正交分頻多工祕接收端之波間 干擾’肖除單元39之電路—實施例方塊示意圖。 f間干擾消除單元39包含子載波儲存單元39〇、引導子載波 擷取早το 392、資料子載波擷取單元393、多項式係數估計單元 資料子载波通道估計單元396、等化單元。 載皮儲存單元390係儲存該頻域串列訊號98待估測與還原 之所有符το，意料—訓練魏符元奶，與第二靖接收符元 441之間所有符元(含訓練接收符元421，，Ml,與資料符元彻，）。 舉例來說’進行前述第一次估測與還原時，子載波儲存單元390 健存(或麵取)第一訓練接收符元421，，資料符元401，，與第二訓 練符元441 @進行第二次估測與還原時，子載波儲存單元獨 則儲存第二訓練接收符元Mi,，資料接收符元術，與第一訓練 符元422，。其餘以此類推。 引導子載波擷取單元392自軒餘齡單元娜該些 弓I導接收訊號42a，，44a，，意即第—訓練接收符元421，中第一引 導接收訊號42a’與第二訓練接收符元導接收訊號 術。舉例來說，第一次估測與還原時，引導子載波擷取單元392 擷取第-訓練接收符以21，之第一引導接收峨似，與第二訓練 接收符元441’之第二引導接㈣號椒；第二次估測與還原時， 20 201044827 引導子載波摘取單元392彌取第二訓練接收符元441，之第二引導 接收訊號44a’，與第一訓練接收符元422,之第一引導接收訊號 42b’ ；以此類推。 在前述第一次估測與還原時，資料子載波擷取單元393係自 該子載波儲存單元390擷取該些資料接收符元4〇1，中的資料接收 訊號40a’與該第二訓練接收符元441，中資料接收訊號4〇c，，4〇d,， 40e，。 〇 多項式係數估計單元394係以相鄰之該些第一引導接收訊號 42a’與該些第二引導接收訊號44a，與第一訓練符元中引導子載波 42a ’ 42b、及第二訓練符元中引導子載波4如，4扑估算出多個多 項式係數。其後’由資料子載波通道估計單元3%係健些多項 式係數估計對應該些被操取之資料接收訊號4〇a，，4〇e，，4〇d，，4如， 的該些通道響應。等化單元398係依該些通道響應還原該些被榻 取之㈣接收鶴術，衡’偏，，♦，成為該些資料子載波 〇 4〇a，40c，40d，40e。 關於多項式係數估計單元394、資料子载波通道估計單元3% 的估測方式，茲說明如下： 首先，將從傳送端10所傳送出來的該些第一訓練符元421之 第一引導子載波42a，42b與該些第二訓練符元441之第二引導子 載波44a ’ 44b ’各取X";表示。而接收端3()所接收並解調變 後之該些第—訓練接收符元421，之第—引導接收訊號似，與該些 第二訓練接收符元441之第二引導接收訊號恤，，各別以變數心 21 201044827 &表示。 以ΛΜ®有效(並列)子概的正交分财工_為例，（若以上 述「第3圖」為例，N為16 ’而N即為有效子載波個數，盆係對 應逆快速傅立葉轉換的點數_了 s㈣）。將剔固有效子載波的第 引導接收峨42a與、第二引導接收訊號4如，以所述的g階的 夕項式係數估4器394進行評測。也就是說先以多個(本例為/個) 具有多個係數的ρ料項式麵擬多個路㈣通道響應(即下述步 驟S820 ’容後詳述)。每—個多項式係模擬—個路徑的通道響應。 請/閱第7圖」。其為一多路獲通道時變曲線的示意圖。其中k 代辦間軸上的取樣點。-個符元區間内包含多個取樣點。/代表 路讀U即路控編號)。gi(k，丨)即表示在第丨個引導子載波間在第 k個取樣點的第1個路徑的通道變化。也就是表示第k個取樣時間 的通響應的第1個路#的增益。 g，(L%+^: + a2/2 通道響應矩陣G即為 -_〇.·· 〇 〇= g(l,〇) ο + …，灸= 0，1，2,...,H 尽(0，I-1) g(〇,L~2) - ^(〇,l) '。 g(U-l) — ^(l2) |~W〇 Ο ... 〇 G= ^+^-1 〇 ... ~l,L — 2) ..· · · · — l,〇j ^2+^2-0 ··· ^+^*0 ~ 0 aL~\ +bLA -1 · · · +^-1 0 aL_2+bL_2{N-\)… /、中在第z個符元的頻域與時域的傳送信號表禾成不(p)與 22 201044827 z()、除防護區間(Guard Μ隨0後得到的時域接收信號為 满。接者再以快速傅立葉轉換(FFT)解調變。解調變後，_為 第二固傳_丨練符元所接舰號巾的第㈣有效子載波由第，條路 徑變化’第m個有效子載波清經過分析可表示為下式⑴： W. = l，2 q~\ /=〇 m=0 m)ey^-j2n1^)+Wi{p) 其中％(P)為第/個傳送訓練符元中的第户個有效子載波雜訊 〇 分量。 疋義子载波相關性(sub-carrier c〇rreiati〇n，see)向量如下， 其中乃為相鄰間的資料符元數目（即位於相鄰訓練符元421與441 間的資料子載波401所佔的符元數)，則第個訓練符元名（即引導 子載波 421 ’ 441)從(/-1)(Ζ)+1)(Λ^+Ζ)到(ζ·_ι)(£)+ι)(於ζ)+(Λ/>1)的有效 子載波表示為： 1 Ν-1 scq (^) -—2 (^ + - l^D + !)(^+L))q exp(-y2^ 〇 k=0 N (2) ，灸= 0,1，·.·，#—1，分=1，2,…，0，ζ· = 1，2 將式⑴接收頻域訊號Κ⑻=7/勿’ }^?似)=}^⑻，/?=0，/ , • · · ^ iV-7 ’ ν=〇 ’ 1，…，以矩陣形式表示為： 23 201044827 V Y L pj a〇yo a〇A a0.L-\ At …埒- al〇 _AP K B2P …Bf ah\ ahL-\ w_ (3) 定義好卿維度為(AA+Ayx(2+1)L，以矩陣形式表示為 Η

asy A B: Λ K

(N+Np)x(Q+\)L (4) 其中已知非對稱訓練符元之參數馮，，Β 列於下表2， 表2估測器參數設定 變數定義

{-ηΆ Z】⑼e N … 尤养 N 不⑴e N … 冬⑴e N • · .(-如㈣.1) « · • (l;.2,(^l).(i-l) X,{N-\)e N …XLl)e N :一) v / ^ i-J2，PW〇) X2(p(0))e N X2_)e 〃 …ΌΚ〇)> ^ / \ (-如心） (-/2π-^ί1ί1) Z2(/Kl))e " JT2_e N …^2(·Ρ(1))Θ N ^ . W2, .(一〆…-1)·1) ；£UV^Hi-l) ^2(P(NP ~l))e ^ ~l))e N …毛 OK 乂 ))e " 201044827 mcl N-l SCCf{0-m) X, {m)e!2，rTSCq (0 - m)

Bqt m=\ N-l n-l Σ尤I㈣e SCCf (〇 - w) m*l ms〇

m*l m^O m*l ms〇 tx^e^scc?{N^_m) -J2ft- N-2 it ^{m)e " SCq{N-\-m) ^X^e^SCCfiN-l-m) Ο

^X2(m)e Jl"~SCQ(p(0)-m) ««/>(0) m^p ^X2 (m)e^sCQ (/>(1)-OT) "*p(l) m€p ^SCQ(piNp-\)-m) meP

而 J2(m)e A，sccnm-m) 2 X2 (m)e '，U~SCQ (p(0) - m) m*p{0) mp Υ^Χι(ηί)ί'1"^ scq(p(\)~m) »»/»0) m€P ^X2(m)e，2πN SCCf{p(Np^\)-m) mep mep

”cc，⑽ _ot) q為2階多項式階層數，再利用最小平方法來解(3)式，可 求出時變通道曲線估測中的係數：

Yt γ. (5) k。…C <。· ·. <—1 ……心“]Γ =(<及 J-y 資料子載波通道估計單元396利用2階多項式與多^式係數 估計單元394估計的多項式係數(或稱通道時變特性係數)口 "， ㈣’ / ’2，…’計算第Η固訓練符元間的第灸取樣點，第1個 徑通道變化。 Ο

Q gi、k’l、= Σ aqj * {k + {i - 1)(D + l)(iV + L))q q~0 (6) 搭配上述估測方法，請再參考「第5圖」。 收方法所接收到的多侧域接收訊號 圖號接 出，在時間軸上(圖式的水平軸)相鄰的第一訓練接 _ =練接收符元441，糊具有多個__4qi，每= 並列的頻域接收爐·連_:_收符元卿佔了多個 25 201044827 ::=:r:=== —輪峨伽與第：料接㈣術為已知 個P4谷因此’、每一個並列的頻域接收峨Y⑻均可藉由兩 m)的的彳非對㈣導子紐來計算㈣應贼接收訊號 =的四個參數⑷其中xt為被傳送的第-引導 子、波42a，\為被傳送的第二引導子载波糾。接著，以接收到 的兩個已知非對稱訓練接收符元(M)，應用式(5)計算出通道時 變特性係數〜。其中Γ，係為接收到的第-引導接收訊號42a，， p為接收鄉—料接收訊號咏’。最後再朗插法來内插出 資料子載波之猶響應，完献次通道估計。 考第5圖」下方的曲線，其中標號45之曲線為對應一 個頻域接收5fl號Y(k)的實際通道響應示意曲線。標號*的曲線則 為才木用階夕項式估測方式(Q=1)所估測而得的估測通道響應示 。曲線標號47為採用二階多項式估測方式斤估測而得的 估測通道響應不意曲線。制通道響應示S曲線46，47的兩端 之^線部分係表示為實際由第―、第二引導接收訊號42a，，44a， 估算出來的估魏。估測通道魏示意曲線46，47巾間的虛線 、】表示由兩端的估測值經由内插法(interpolation)所計算而得 的值如此—來’對應頻域接收訊號Y(k)的資料接收訊號40a’， 40c，40d，4〇e’即可藉由所估測出來的通道響應H(k)而還原成被 26 201044827 傳送的資料子載波40a，40c，40d，4〇e。 將估測通道響應示意曲線46，4?與實際通道響應示意曲線 45進仃比對’可以得知二階多項式的侧通道響應示意曲線^ 與實際通道響應示意曲線45較為接近。雖然「第5圖」中顯示在 連續的貝料接收符元40i，中段的實際通道響應示意曲線45與二階 夕項式的估,1树道響應線47的誤差健大，但亦可以減少 第-丨丨練付7〇 42卜422與第二訓練符元撕，442間的資料符元 0 4〇1 ’ 4〇2數量，即可解決此問題。此外，若多項式估測之階數愈 大(即Q-3，4或更大）’則將與實際通道響應示意曲線必的誤差 愈小。此點可依實際應用情形而調整。 最後’另揭露-種正交分頻多工系統之職接收方法實施 例’適於接收上狀碱發送綠所發狀該舰碱2G。該正 父分頻多工系統包含-執行該訊號接收方法之接收端％，該發射 訊號20係經多個路徑而被傳送到該接收端3〇而成為一具通道響 ❹應的接收訊號。請參考「第8圖」，該訊號接收方法包含： 步驟S8G:接收並轉翻具通道響應的接收訊號26為一頻域 串列訊號98，該頻域串列訊號98包含多個資料接收符元4〇1，， 402’、多個第-訓練接收符元421，，422,、及多個第二訓練接收符 元號441’，442’，該些接收符元4〇1，，4〇2，的多個資料接收訊號 40a’，40b’、多個第一引導接收訊號42a，，42b，與多個第二引導接 收訊號44a’，44b’係各別對應該些資料子載波4〇a，4〇b、該些第 一引導子載波42a，42b與該些第二引導子載波44a，4扑； 27 201044827 步驟S82:以相鄰的該些第一訓練接收符元421’之該些第一 引導接收訊號42a’與該些第二訓練接收符元441，之該些第二引導 接收訊號44a’、以及該些第一訓練符元421中的該些第一引導子 載波42a與該些第二訓練符元441中的該些第二引導子載波44a 估測出多個通道響應；以及 步驟S84:以該些通道響應還原位於該相鄰第一、二訓練符元 421’，441’之内的該些資料接收訊號4〇a，，4〇c，，衡，，撕，為該 些資料子載波40a，40c，40d，40e。 步驟S80之接收並轉換該具通道響應的接收訊號％為一頻域 串列訊號98係由正交分頻多工解調器38所完成。請參考「第9 圖」’其係為步驟S80之步驟流程示意圖。步驟S8〇可另包含： 步驟S8GG:触及並列該具通道響應的触簡26成為並列 的多個第一時域接收訊號99b ; 步驟S802:從該些第-時域接收訊號9%中移除該防護區間 成為多個第二時域接收訊號y(k); .步驟S8〇4.將該些第二時域接收訊號y(k)g快速傅立葉轉換 方式轉換為多個頻域接收訊號Y(k);以及 步驟S8G6:串列該些麟接收訊號Y(k)成為該頻域串列訊號 98。 步驟S800係由接收端遽波器31及串轉並單元％所完成。步 驟S802、施、讓财獅防除單元％、快速傅立 葉轉換單元34、及並轉串單元35所執行。 28 201044827 步驟S82之「以相鄰的該些第一訓練接收符元up之第一引 導接收訊號42a’與第二訓練接收符元糾，之該些第二引導接收訊 號44a’、以及該些第-訓練符元似巾的該些第一引導子載波似 與該些第二訓練符元441中的該些第二引導子載波叫估測出多 個通道響應」則由多項式係數估計單元394與資料子載波通道估 計早tl 396進行。步驟S82計算每一該^^徑的通道響應係為對應 每-該路徑的通道響應以同一多項式方式來逼近以計算出該通道 ©響應。前述多項式係為-階多項式、二階項式或高階多項式。 關於步驟S82之實施範例’請同時參考「第ι〇圖」閱覽之。 「第ίο圖」係為。由圖中可以知悉，步驟S82包含： 步驟S820:定義多個多項式，該些多項式係模擬與之相對應 的該些路徑的該通道響應，每一該些多項式包含複數個多項式係 數； 步驟S822:依據相鄰的該些第—训練接收符元421，之該些第 〇 一引導接收訊號似，與該些第二訓練接收符元441,之該些第二引 導接收訊號輪，、以及該些第一訓練符元似中該些第二將子 載波42a及該些第二訓練符元州中該些第二引導子載波* 算該些多項式係數；以及 ° 步驟S824:以該些多項式估測該些通道響應。 步驟·所述之多項式係數(或稱通道時變特性_即為前 述的小...，心/=0小2,心。而每一多 項式是用來模擬每-雜的通道響應，也就是說多項式數量等於 29 201044827 路徑數量，也就是以上述例子來看，共有^個路徑，L個多項式。 而每一多項式若為㈣的話(以2料項式模擬每—個路徑的通道 曰應）麟個g階多項項具有(g+1)個係數。因此，步驟S82〇之 多項式係數總共有ζ^(ρ+ι)個。 ^步驟S822係之估算方式係為依前述式⑴_式⑷之方式估算而 得’也就是利用前述的頻域接收訊號Y(k)的四個參數(為，々心 #；?)所計异而得。 步驟S824則是依上述式⑶即可估測出該些通道響應(即通道 變化）。 而步驟S84的「以該些通道響應還原該些資料接收訊號術，， 40c’’ 40d’’ 40e’為該些資料子載波 4〇a, 4〇c，4〇d，4〇e」 係由前述等化單元398所進行。 最後，請參閱「第11圖」。「第u圖」係為所述正交分頻多 工系統之訊號發送與接收方法一實施例與習知技術的效能比較示 意圖。主要係將上述習知技術中的第⑴個估測方法、第(ii)方法i 的估測方法、第(ii)方法2的估測方法、第(iv)的估測方法與所述的 估測方法實施例進行比較。比較的環境參數與設定如下表3。 表3 載波中心頻率Carrier Frequency 2G 頻寬 Bandwidth (BW) 5 MHz 功率延遲模式 Power delay profile (COST207 BU(bad urban) 30 201044827

Tapped delay line model) 不佳的城市模式 最長時間延遲Max delay spread 10 us 路徑數 12 有效子載波數Sub-carriers (N) 512 有效子載波間隔Sub-carrier spacing 9.76 kHz 防護區間長度 Guard Interval overhead ----- 1/8 Symbol 符元長度(區間)〇FDM symbol duration (Ts) (w/o GI) 102.4us 正規化的都卜勒頻率Normalized Doppler — 0.1 frequency (fdT) 車速 velocity 400km/h 都卜勒頻率 Doppler spread (fd) 1000 Hz 環境 Environment 高速鐵路High speed rail 通道估測方法 Channel Estimation Method 二階多項式 2nd order (Q=2) 第11圖」中的水平軸為位元單位訊雜比(the energy per bit to nG1Se pGWer sPectfal density ratio，Eb/N。(dB))，而垂直軸為已正規 化的子载波功率(NMSE’ Normalized Mean Square Error)’ 即所估 測通道響應跟實際通道響應的差異。垂直軸值愈小表示估測的誤 差愈小、估測的精確度愈高。從圖中可以看出在訊雜比愈高的環 境下，所述的方法實施例所得到的誤差愈小。位元單位訊雜比大 31 201044827

約在搞的以上的情形，所述的方法實施例所產生的誤差 的。 J 雖然可實施方式以前述之多個實施範例揭露如上，然其並非 用赚林發明’任何鮮相像者，在稀離本發明之精神 和犯圍内’當可作些許之更__，因此本發明之專利保護範 圍須視本說明書所附之申請專利範圍所界定者為準。 【圖式簡單說明】 第1圖係為根據正交分頻多工系統之傳送端與接收端的實施 例結構示意圖。 第2圖係為根據正交分頻多工系統之訊號發送方法之實施例 流程示意圖。 第3圖係為根據所述訊號發送方法將引導子載波配置於資料 子載波的實施例示意圖。 第4圖係為根據正交分頻多工傳送端之另一實施例示意圖。 第5圖係為根據訊號接收方法所接收到的多個頻域接收訊號 Y(k)的一說明例示意圖。 第6圖係為根據正交分頻多工系統接收端之波間干擾消除單 元之電路實施例方塊示意圖。 第7圖係為一多路徑通道時變曲線的示意圖。 第8圖係為根據正交分頻多工系統之訊號接收方法的實施例 流程示意圖。 第9圖係為根據正交分頻多工系統之訊號接收方法步驟S80 32 201044827 之步驟實施例流程示意圖。 第ίο圖係為根據正交分步 ^ 、夕工系統之訊號接收方法步驟 之步驟實施例流程示意圖。 2 第11圖係為根據正交分頻多工系統之訊號發送與接收方法實 施例與習知技術的效能比較示意圖。 【主要元件符號說明】

10 ， 1〇， 傳送端 11 付碼映射單元 12，32 串轉並單元 13，13， 引導子载波插入單元 14 逆快速傅立葉轉換單元 15 防護區間附加單元 16，35 並轉串單元 17 發射端濾波器 18 正交分頻多工調變器 20 發射訊號 26 具通道響應的接收訊號 30 接收端 31 接收端濾波器 33 防護區間移除單元 34 快速傅立葉轉換單元 38 正交分頻多工解調器 33 201044827 39 390 392 393 394 396 398 40a， 40a， 40c， 401， 401， 42a， 42a， 421， 421， 44a ’ 44a， 441， 441， 45 40b ’ 40c，40d，40e ，40b’ ，40d，，40e， 402 ，402’ 42b ，42b’ 422 ，422， 44b ，44b, 442 ，442， 46，47 波間干擾消除單元 子載波儲存單元 引導子載波擷取單元 資料子載波擷取單元 多項式係數估計單元 資料子載波通道估計單元 等化單元 資料子載波 資料接收訊號 資料接收訊號 資料符元 資料接收符元 第一引導子載波 第一引導接收訊號 第一訓練符元 第一訓練接收符元 第二引導子載波 第二引導接收訊號 第二訓練符元 第二訓練接收符元 實際通道響應示意曲線 估測通道響應示意曲線 34 201044827

90 隨機訊號產生器 92 符碼逆映射單元 94 串列數位訊號 95 被還原的串列數位訊號 96 第二時域訊號 98 頻域串列訊號 99a 被濾波之接收訊號 99b 第一時域接收訊號 x(k) 第一時域訊號 X(k) 正交分頻多工符元 Y(k) 頻域接收訊號 y(k) 第二時域接收訊號 h(k) 通道脈衝響應 w(k) 雜訊 S(k) 資料子載波 R(k) 還原的資料子載波 35

Claims (1)

1. 201044827 七、申請專利範圍： 1. -種正交分❹4統之訊號發送妓，該正交分頻多工系 統包含一傳送端，該方法至少包含： 接收並轉換一串列數位訊號為多個正交分頻多工符 元’該些正交分頻多工符元包含多個資料符元、多個第一訓 練符元、與多個第二訓練符元，該些符元包含多個資料子載 波、多個第-引導子載波與多個第二引導子載波，該些資料 符元包含該些資料子載波，該些第一訓練符元包含該些第一 引導子載波’該些第二訓練符元包含該些第二引導子載波與 該些資料子載波； 轉換該些正交分頻多工符元為多個時域訊號；以及 串列該些時域訊號成一發射訊號後發射出去。 2. 如請求項1所述之訊號發送方法，該些第二訓練符元之該些 第一引導子载波的數量為該些第二訓練符元之該些資料子 載波的數量的三分之一。 3. 如#求項1所述之訊號發送方法’其巾該些第二訓練符元内 相鄰的該些第二引導子載波之間的頻率間隔小於一同麵 寬。 4. 如明求項1所述之訊號發送方法，在前述串列該些時域訊號 後發射出去之步驟之前另包含： 加入一防護區間於各該些時域訊號。 5·如請求項1所述之訊號發送方法，其中前述轉換該些正交分 201044827 驟係為將該些正交分頻多 立葉轉換方式轉換為該些 頻夕工符元為多個時域訊號之步 工符7L的該些子載波以逆快速傅 時域訊號。 6.如請求項5所述之訊號發送方法，其中她 7符元與卿：爾姆㈣—_細收^ .種正^刀頻多工糸統之訊號接收方法，適於接收如請求項 1之訊號發送紐所發送之該發射訊號，紅交分頻多工系 統包含-接收端，該發射訊號係經多個路徑而被傳送到該接 收端而成為一具通道響應的接收訊號，該訊號接收方法至少 包令： 夕 接收並轉換該具通道響應的接收訊號為一頻域串列訊 號，該頻域串舰號包含多個資料接收符元、多個第一訓練 接收符7G、及多個第二訓練接收符元’該些接收符元的多個 資料接收訊號、多個第一引導接收訊號與多個第二引導接收 訊號係各珊_些襲子紐、該m導子載波與該 些第二引導子載波； 以相鄰的該些第一訓練接收符元之該些第一引導接收 訊號與該些第二爾接收符元之第二引導接收訊號、以 及該些第-訓練符材的該些第—引導子載波與該些第二 訓練付元巾的該些第二引導子載波估測出多個通道響應；以 及 以該些通道響應還原位於該相鄰第―、二訓練符元之内 37 201044827 的該些資料接收訊號為該些資料子載波。 8.如請求項7所述之訊號接收方法，其中前述以相鄰的該些第 —訓練接收符元之該些第一引導接收訊號與該些第二訓練 接收符元之該些第二引導接收訊號、以及該些第一訓練符元 中的該些第一引導子載波與該些第二訓練符元中的該些第 二引導子載波估測出多個通道響應之步驟包含： 疋義多個多項式，該些多項式係模擬相對應該些路徑的 該通道響應，每一該些多項式包含複數個多項式係數； 依據相鄰的該些第一訓練接收符元之該些第一引導接 收訊號與該些第二訓練接收符元之該些第二引導接收訊 唬、以及該些第一訓練符元中該些第一引導子載波及該些第 二訓練符元中該些第二引導子載波計算該些多項式係數；以 及 以該些多項式估測該些通道響應。 9. 如請求項8所述之訊號接收方法，其中前述計算該些資料子 戴波的通道響應之步驟更包含： 以内插法來内插出該些資料子載波的通道響應。 10. 如請求項8所述之訊號接收方法，其中該多項式係為一階多 項式、二階多項式或高階多項式。 如请求項7所述之訊號接收方法，其中接收並轉換該接收訊 號為一頻域串列訊號之步驟包含： 接收及並列該具通道響應的接收訊號成為並列的多個 38 201044827 第一時域接收訊號； 從該些第一時域接收訊號中移除該防護區間成為多個 第二時域接收訊號； 將該些第.一時域接收机號以快速傅立葉轉換方式轉換 為多個頻域接收訊號；以及 串列該些頻域接收訊號成為該頻域串列訊號。 12.種正父分頻多工糸統之接收端，適於接收如請求項1之訊 號發送方法所發送之該發射訊號，該發射訊號係經多個路徑 而被傳送到該接收端而成為一具通道響應的接收訊號，該接 收端至少包含： 一正交分頻多工解調器，係接收並解調變該具通道接收 訊號成為一頻域串列訊號，該頻域串列訊號包含多個資料接 收符元、多個第一訓練接收符元、及多個第二訓練接收符 元，該些接收符元的多個資料接收訊號、多個第一引導接收 訊號與多個第二引導接收訊號係各別對應該些資料子载 波、該些第一引導子載波與該些第二引導子載波；以及 一波間干擾消除單元，係以相鄰的該些第一訓練接收符 元之該些第一引導接收訊號與該些第二訓練接收符元之該 些第二引導接收訊號估測出多個通道響應，並以該些通道響 應還原該些資料接收訊號成為該些資料子載波。 13·如請求項12所述之接收端，其中該波間干擾消除單元包含： 一子載波儲存單元，係儲存該頻域串列訊號； 39 201044827 -引導子載波娜單it，係自該子魏儲存單元娜相 鄰之該些第-引導接收訊號無些第二料接收訊號； -貝料于載波娜單兀’係、自該子載波儲存單元擷取對 應位於該些相鄰第-訓練接收符元與第二接收符元内的該 些資料接收訊號； -多項式係數估計單元，係以相鄰之該些第—引導接收 訊號與該些第二引導接收訊號估算出多個多項式係數； -資料子載波通道估計單元，係依該些多項式係數估計 對應該些被擷取之資料接收訊號的該些通道響應；以及 -等化單元，魏該些通道響簡原該些觀取之資料 接收訊號成為該些資料子載波。 14.如請求項12所述之接收端，其中該正交分頻多轉調器包 含： -接收端紐器’係接收並對該該具通道響應的接收訊 號進行濾波； -串轉並單元’魅觸_教接收訊號成為並列之 多個第一時域接收訊號； -防護區間移除單元，係移除該些第_時域接收訊號之 防護區間成為多個第二時域接收訊號； -快速傅立葉轉解元，係將該些第二_接收訊號以 快速傅立葉轉換方式轉換為多個頻域接收訊號；以及 一並轉串單元，係串列該些頻域接收訊號成為該頻域串 201044827 列訊號。 15.如請求項14所述之接收端，其中該防護區間係為循環前置 碼或循環後置碼。

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