200947993 六、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係有關於一種無線網路通訊，且特別有關於一 種正交分頻多重擷取（Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 0FDMA)傳送系統中的導頻（pii〇t)符號 型樣設計。 【先前技術】 OFDMA係為一種多用戶形式之正交分頻多工 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM)數 位調變技術。OFDM係為分頻多工（FreqUenCy Division Multiplexing, FDM )之特例，其利用多個次載波 (sub-carrier)載送資訊串流，且所述多個次載波之間彼此 正交。所述正交性允許同時在多個次載波上進行傳送而不 會產生彼此間的干擾。於OFDMA中，多重擷取係藉由為 單獨用戶指定次載波之子集來達成，從而允許幾個用戶同 時進行低資料速率（data rate)之傳送。 然而’於絕大多數無線糸統中，多路徑（multipath ) 係為常見之不良傳播現象，其導致無線電信號藉由兩條或 多條路徑到達接收天線。多路徑效應包含建設性干涉 (constructive interference )與破壞性干涉（destructive interference)、放大或減弱接收天線處之信號功率。多路 徑亦可導致信號之相移。由多路徑導致的信號幅值及相位 的變化亦被稱為通道響應。若接收器能.夠估測通道響應， 由多路徑效應導致之信號退化可得到補償。因此，為促進 0758-A33573TWFJviTKI-08-288 4 . 200947993 Μ 通道響應之估測，OFDMA系統週期地於傳送信號中插入 導頻符號，其中所述導頻符號對於接收器而言係已知的。 於頻域（frequency domain)及時域（timed〇main)中 插入傳送信號之導頻符號的位置及數量被稱為導頻塑樣 (pilot pattern)。先前技術中存在可於〇FDM系統中提供 導频型樣設計之不同技術。舉例而言，編號為2〇〇6/〇12〇272 之美國專利申請描述了一種傳送裝置，用以於OFDM系統 中傳送資料符號及導頻符號。如第1圖（先前技術）所示， ❹ 兩種導頻符號彼此正交，且於頻域及時域中可交替傳送。 編號為2006/0285484之美國專利申請提出了一種鱗 石型（diamond-shaped)導頻型樣，用以獲取高用戶設備速 度之準確通道估測，其亦提出利用具有最小延遲的後讀訊 框之實質導頻能量之性能。所述導頻型樣如第2圖（先前 技術）所示。 編號為2006/0209732之美國專利申請描述了 一種導 頻型樣設計方法。如第3圖（先前技術）所示，建議的〇fdM ® 無線系統可基於頻率選擇性及都卜勒頻移（Doppler shift)資 訊改變導頻型樣。 編號為2007/0195688之美國專利申讀描述了多天線 (multi-antenna )及多層（multi-layer )傳送無線通訊系統 之一種空間導頻架構。於一範例中’單層（Single_layer)導頻 型樣被擴充至多入多出（Multi-Input Multi-Output，ΜΙΜΟ ) 接收器之多層導頻型樣。 於OFDMA無線系統中’資源區塊係藉由一定數量之 連續OFDM符號而被定義為包含一定數量之連續次截波之 0758-A33573TWF_MTKI-08-288 5 - 200947993 二維（two-dimensional，2D)區塊’所述次載波亦被稱作頻 率音調（frequency tone )，而OFDM符號亦被稱作時槽（ slot)。IEEE 802.16m標準藉由5個〇fDm符號^ 5符號 (5-symbol)資源區塊定義為18個次載波，藉由6個〇^dm 符號將6符號資源區塊定義為18個次載波，以及藉由7個 OFDM符號將7符號資源區塊定義為18個次載波。其係為 可分派至行動台之用戶的最小單元。小尺寸之資源^塊具 有較佳實時特性，其可用於網路電話（Voice 0VerImemet Protocol, VoIP)或其他小封包應用。 然而，先前技術中建議的導頻型樣設計並未考慮資源 區塊之尺寸。因此，於OFDMA系統中，需要基於預定資 源區塊尺寸來確定最佳導頻型樣設計。 【發明内容】 於正交分頻多重擷取無線通訊系統中，導頻符號可用 於促進通道響應估測。於頻域及時域中插入傳送信號之導 頻符號的位置及數量被稱為導頻型樣。於所揭露之實施例 中，導頻型樣設計係基於預定資源區塊尺寸而被最佳化。 資源區塊中導頻之數量及導頻間距係基於一組系統需求而 利用二維採樣理論來決定，所述系統需求可例如都卜勒展 延、延遲擴散、峰值資料速率及吞吐量。 於第一實施例中，導頻於頻域及時域中被分配於資源 區塊中，以避免通道外插。首先，四個導頻被分配於鄰近 .資源區塊之四個角處。接著，沿著時域.及頻域’將剩餘導 頻平均地分佈於所述資源區塊中。最後，驗證對於每一資 0758-A33573TWF^MTKI-08-2S8 6 200947993 =串机而口’大體相等數量之導頻沿著時域平均、 最小化功率波動。對於上鏈傳送雨言，資源區 ，以 之:個或多個頻率音調被保 留為無頻狀離個或 減小多用戶同步誤差效應。 〜’ Μ 小尺寸之資源區塊通常用於上鏈回饋通道， ==傳送。於第二實施例中，若資源區塊=:
e 最小化，並使得導頻與導頻之間々 ^ m個導頻被分配於i X j之資源區塊。 ；'"、品塊被分割成Ώ個相等的子區塊，其中 的倍數。於每一公刦从文广 承為n 刀的子區塊中，m/n個導頻被分配 導頻至資料平iY問, 使 勺間距最小化。若頻率音調之數量大於3且 1把為11的倍數’所述資職塊沿著頻域被分割；若時槽之 數量大於3且i仫* 叮價疋 v J保為n的倍數，所述資源區塊沿著時域被 、 右資源區塊之尺寸於頻域及時域皆大於 或等於3 ’導頻被分配以避免通道外插。 同階ΜΙΜΟ系統係至少具有四個或更多串流之系 統由於局階]VtIMO僅支援低移動性環境，因此，時域之 外插不，係為導頻型樣設計之主要影響因素。於第三實施 4 ΜΙΜΟ系統中之導頻被分配於資源區塊中，為 '、免頻域之外插。_1而言，兩個導頻首先於頻域被定位 於鄰近資源H塊之兩個邊緣處，㈣免頻域之通道外插。 接著’剩餘導頻被定位以沿著時域平均分佈於已分配的兩 ，導頻之間。此外’驗證對於每—串流而言，大體相等數 1之導頻沿著時域平均分佈，以最小化功率波動。對於上 〇75«-A33573TWF_MTK]-〇8-288 7 200947993 鏈傳送而言，資源區塊之一個或多個邊緣之一個戒多個頻 率音調被保留為無導頻狀態’以減小多用戶同少谈差效 應。當相鄰資源區塊被聯合地用於通道估測時’每〆 區塊之上邊緣及下邊緣被空出’從而使相鄰資源區塊之 緣處的導頻不會過於彼此接近’以益於通道估測。 其他實施例及優點將於下面詳細描述。以上所述棄^ 並非本發明之限制。本發明之範圍當以後續之申請專利範1 圍來限定。 【實施方式】 以下參考之詳細描述係依據本發明之實施例而作出’ 所述之範例係結合附圖一並描述。 第4A圖係上鏈傳送中OFDMA無線通訊系統11之方 塊圖。OFDMA系統11包含多個行動台MS1，MS2 ...MSN 以及基地台BS1。行動台MSI包含第一傳送模組12以及 第二傳送模組14。傳送模組12包含導頻分配模組16、資 料分配模組18以及耦接至天線22的傳送器20。類似地， 傳送模組14包含導頻分配模組24、資料分配模組26以及 耦接至天線30的傳送器28。基地台BS1包含第/接收模 組32以及第二接收模組34。接收模組32包含導頻去分配 (de-allocation)模組36、導頻音調（pil〇t_t〇ne)通道估測 模組38、資料去分配模組40、資料音調（datat〇ne)通道 估測模組42以及辑接至天線46之接收器44。類似地，接 收模組34包含導頻去分配模組48、導頻音調通道估測模 組50、資料去分配模組52、資料音調通道估測模組54以* 0758-A33573TWF一MTKI-08-288 8 一_ 200947993 及耦接至天線58之接收器54。 於上鏈傳送中，0FDMA系統n中的行動送被美 地台bsi接收之資料串流。每—資料串流皆^—個二ς ❹ 貧源區塊來傳送，所述資源區塊包含-定數量之連續吹載 波=亦被齡辭相）μ—歧量之連續otdm符號 (亦被稱作時槽）。如第4A圖所示，於Mim〇系統中， 行動合MSi透過天線22傳送串流#1，並透過天線3〇傳送 串流#2，所述兩串流之傳送㈣聽含5個連續頻率音調 及3個連續時槽之相同資源區塊⑹。每-串流皆包含分別 藉由導頻分配模組16或24，以及資料分配模细^或％ 分配之導頻音調及⑽音調。#基地台邮從行動▲咖 接收到串流#1及幻時，其接收模組執行導頻通道估測，並 隨後執行資料通道估測。於第4A圖所示之範例中，導頻 去分配餘36或48去分配導鮮調，且_音調通道估 測模組38或50基純㈣導料魏行導齡調通道估 測。此外’資料去分配模組4〇或52去分配資料音調，且 資料音調通道估測模組42或54執行接收的資料音調之内 插（interpolation)或外插（extrap〇lati〇n)。 第4B圖係下鏈傳送中0FdMa無線通訊系統丨丨之方 塊圖，其中基地台BS1傳送被行動台MS1，MS2 ...MSN接 收之資料串流。如第4B圖所示，基地台BS1包含用以分 配及傳送導頻音調舆資料音調之傳送模組’而行動台MS1 則包含接收模組，所述接收模組用以接收、去分配導頻音 ，调與賣料音調，並對其執行通道估測。·類似於上鏈傳送， 每一串流皆利用包含一連續數量之频率音調及時槽之二維 0758-A33573TWF- MTKI-08-288 200947993 資源區塊來傳送。於第4B圖所开"範例中’串流#1及串流 #2包含資料音調及導頻音調，所述串流係藉由包含6個連 續頻率音調及5個連續時槽之資源區塊70來傳送。 第5圖係依本發明第一實施例之基於資源區塊尺寸之 導頻型樣設計方法之流程圖。於OFDMA無線通訊系統 中’導頻音調（亦被稱作導頻符號）係被週期地插入傳送 信號中以促進通道響應估測。於頻域及時域中插入傳送信 號之導頻音調的位置及數量被稱為導頻型樣。如第5圖所 示’導頻型樣設計開始於設定一組通訊系統需求，例如都 卜勒展延（Doppler spread)、延遲擴散（delay spread)、 峰值速率（peakrate)、吞吐量（thT〇ughput)等等（步驟 101)。下述之表1係列示兩種設計範例中之系統需求。於 第一设計範例之OFDMA系統ία中，資源區塊係定義為 18X6(18個頻率音調及6個時槽），於第二設計範例之 OFDMA系統1B中，資源區境係定義為_ (6個頻率音 調及6個時槽）（步驟102)。 0758-A33573TWF_MTKl-08-288 1〇 200947993 糸統參數 系統1A 系統IB 系統類型 ΜΙΜΟ MEMO 資源區塊中串流數量 2 2 中心頻率 2.5GHz 2.5GHz 頻寬 10MHz N/A 峰·值速率 8 bps/Hz 5.6 bps/Hz 最大通道延遲擴散（rmax) 12με 12“s 最大速度(都卜勒頻移fD，max) 350km/h (810Hz) 350km/h (810Hz) 次載波間距(Af) 10.94kHz 10.94kHz OFDM 符號長度(Tsymbc)1) 102.82 μ8 102.82 ns 資源區塊尺寸 18x6 6x6 每串流之導頻數 6 4 表1系統需求 於步驟103中，利用延遲擴散及都卜勒展延，基於二 維採樣理論計算導頻間距約束條件（pU〇t spacing constraint)。傳送信號所發生之最大時間延遲被稱作信號 於特定環境下之延遲擴散。頻域中導頻之最佳化間距可藉 由延遲擴散來決疋。導致信號哀洛通道接點（signal fa(^ng channel tap)之不同信號組分之都卜勒頻移差異被稱作都卜 勒展延。時域中導頻之最佳化間距可藉由都卜勒展延來決 疋。總而言之，利用二維採樣理論，時域中導頻間距（M) 及頻域中導頻間距（鈐）必須符合下述方程式：， 〇758-A33573TWF_MTKI-08-288 11 200947993 __1_ D,max^symbol 1
TmaxA/ 因此，為利用導頻音調估測特定環境中的通道響應， %可係為時域中允許的最大導頻間距，而妗可係為頻域中 允許的最大導頻間距。於範例系統1Α及系統1Β中，况等 於 6 而务則等於 8 (Μ = 1/(2χ81〇χ1〇2.82Χ1〇-6) u = 1/(12χΗΓ6χ1〇 94χ1〇3) = 7 6)。 f 對於預疋資源區塊而言，播入資源區塊之導頻數量可 基於步驟103中計算之導頻間距約束條件、峰值速率以及 吞吐量需求來決定（步驟104)。於第一範例系統1A中， 為滿足峰值速率之需求，串流允許之最大數量導頻為 18個。因為頻域中所需最大導頻間距為8(妗=8)，而時 域：所，最大導頻間距為6d 6)，對於系統1A中18x6 之貝源區塊而言’至少需要沿著頻域的4個導頻以及沿著 時j的：個導頻。此外，為達成最大吞吐量，分配於18x6 、笪1、區塊的導頻總數被選定為每一串流6個。類似地， =範例系統16中，每-串流所允許之導頻的最大數量 ::以達成峰值速率需求。因此，對於系統1B中6x6 拄二區塊而&，至少需要沿著頻域的2個導頻以及沿著 料頻。料，騎成最大吞吐量 ，分配於6x6 之貝源:區塊的導頻總數被選定為每-串流4個。 ㈣㈣塊之導頻的數量被決定，所述導頻 ?疋位於資源區塊之特^位置以避免通道外插（步 驟 105 )。當遂# 、， 1也〜 、項於時域及頻域中被用於通道響應估測時， 〇仃利用先前導頻符號之外插。可選擇地，亦可執行利 6758-A33573TWF_MTKl-〇8.288 12 200947993 用最近之導頻符號之内插，或利用前一導頻符號及後一導 頻符號之線性内插。如本領域技術人員所知悉，相較於内 插，外插可導致通道估測品質下降，尤其當行動台以不可 忽略之速度移動的時候（例如，於汽車中）。因此，當保 持相似導頻開銷（overhead)及通道響應估測複雜度時， 需要儘可能避免外插的發生。 ❹
一般而s ’通道外插可藉由於時域及韻域中將導頻分 配於資源區塊之邊緣來避免或限制。當將導頻符號定位於 鄰近資源區塊之邊緣時，導頻符號可最大限度框定資料符 號。因此，絕大多數資料符號都具有執行通道内插所需之 前一符號及後一符號。 第6A圖係基於系統1A中18χ6之資源區塊8〇以實現 最佳化通道響應估測之導頻型樣的範例。於第6Α圖所示 之範例中’兩個資料φ流串細與枝#2係藉由資源區塊 80來傳送，為源區塊80具有18個連讀頻率音調及$個連 續時槽。如第5圖中步驟104相關之描述，總數為6個之 導頻將被分配，對於18χό之資源區塊中每一資料串流而 言，需要沿著時域的至少4個導頻，以及沿著頻域的至少 2個導頻。如第6Α圖所示，依據第5圖之步驟1〇5，首先 將四個導頻分餘鄰近資源區塊8G之四個角處，以避免每 -資料串流之通道外插（步·υ。對於每—㈣串流而 言，剩餘之㈣導賴後⑽時域及賴被最大限度地平 均分散於已分配的四個導頻之間（步驟#2)。因此，最佳 化通道響應估測可藉纽種新的導頻型樣設計而達成。 請再次參考第5圖，進一步驗證對於每一資料串流而 0758-A33573TWF ΜΤΚΙ-08-288 13* 200947993 言’所分配之導頻是否沿著時域平均分佈（步驟1〇6)。 其原因係為當功率脈衝（power boosting)被應用於傳送導 頻符號時’分配於相同時槽之多個導頻通常會導致顯著的 功率波動（power fluctuation)。因此，如第6A圖所示， 需要驗證對於每一資料串流而言，每一時槽皆具有不超過 一個之被分配的導頻，以最小化功率波動（步驟。 第7圖係多用戶同步錯誤（synchronization error)導 致之導頻符號衝突之示意圖。於寬頻多用戶環境下，基於 OFDMA之系統於達成高頻譜效率（spectral efflciency )方 面具有明顯之優勢，尤其下鏈傳送時，若通道於一個〇fdm 付號期間無太大改變，所述系統於利用低複雜度之頻域等 化器方面具有優勢。然而對於上鏈而言，〇FDMA系統並 非多用戶上鏈狀況下之適合解決方案，因此準確的上鏈多 用戶頻率同步係為具挑戰性之任務。 如第7圖所示，當頻率同步錯誤於多用戶上鏈狀況下 發生時，一個資源區塊中最後一個頻率音調將會與下一資 源區塊之第一個頻率音調發生衝突。因此，當上鏈同步錯 誤發生時’資源區塊邊緣之導頻將會無法區分。因此 配於兩相鄰資源區塊之邊緣的導頻將會因多用戶衝突而無 法恢復。其將會嚴重多心上鏈傳狀料相及預 測。因此，藉由避免同步錯講導致之導頻衝突來 之導頻傳送係為關鍵議題。 …^ 1避充冋步錯誤導致之導礙 突，於上鏈傳送之導頻符號分配時，於每-資源區塊之 個或多個邊緣處保留緩衝區域（步驟1〇7)。若領率同 0758-A33573TWF MTKI-Or.orr , 200947993 錯誤導致一個資源區塊之第一個頻率音調與相鄰資源區塊 之最後一個頻率音調於頻域交疊，所述方案可有效避免導 頻衝突。 第6B圖係於資源區塊80之一個或多個邊緣處保留之 緩衝區域的範例的示意圖。於第6B圖所示之範例中，資源 區塊80中鄰近導頻音調之緩衝區域被保留為無導頻狀態 (pilot-free)，即導頻不會分翫於所述區域。當頻率同步 錯誤發生時，前兩個頻率音調可能會與相鄰資源區塊之後 兩個頻率音調於頻域相互干擾。然而，於第6B圖所示之導 頻佈局中，前兩個頻率音調中之導頻（P1與P2)不會與鄰 近資源區塊之後兩個頻率音調中之導頻（P1與P2)發生衝 突。 第6C圖係另一範例，資源區塊80中第一及最後一頻 率音調的整列皆被保留為不分配導頻之無導頻的緩衝區 域。若頻率同步錯誤僅影響資源區塊之第一及最後一頻率 音調，則於此方法中，導頻傳送不會受到頻率同步錯誤之 影響。因此，其係為處置頻率同步錯誤之有效的型樣。另 一方面，由於移除了邊緣頻率音調中所有導頻，其框定及 封閉更少之資料符號。因此，所述導頻型樣設計比第6B 圖所示導頻型樣設計需要更多之通道外插。 第8A圖係基於系統1B中6x6之資源區塊90以實現 最佳化通道響應估測之導頻型樣的範例。於第8A圖所示 之範例中，兩個資料串流串流#1與串流#2係藉由資源區塊 90來傳送，資源區塊90具有6個連續頻率音調及6個連 續時槽。如第5圖中步驟104相關之描述，總數為4個之 0758-A33573TWF MTKI-08-288 15 200947993 導頻將被分配，對於6x6之資源區塊中每一資料串流而 言，需要沿著時域的至少2個導頻，以及沿著頻域的至少 2個導頻。如第8A圖所示，依據第5圖之步驟105，首先 將每一資料串流之四個導頻分配於鄰近資源區塊90之四 個角處，以避免每一資料串流之通道外插（步驟#1)。最 佳化通道響應估測可藉由此種新的導頻型樣設計而達成。 接著，依第5圖之步驟106,進一步驗證對於每一資料串 流而言，每一時槽皆具有不超過一個之被分配的導頻，以 最小化功率波動（步驟#3)。 對於上鏈傳送，導頻型樣需要進一步調整，以防止多 用戶同步錯誤導致的導頻衝突。第8B、8C、8D及8E圖係 為四種不同的導頻型樣調整方案。所述四種導頻型樣設計 皆遵循相同之原理，但於不同環境下，每一導頻型樣設計 亦具有各自的優點。於第8B圖中，為保留無導頻之緩衝區 域，位於四個角處之導頻被重新排列，以避免由頻率同步 錯誤導致的導頻衝突。更具體地，對於資源區塊90而言， 於頻率方向上，最頂部的列係為最小頻率音調；從頂部開 始的第二列係為第二小頻率音調；從底部開始之第二列係 為第二大頻率音調；而最底部的列具有最大頻率音調。於 時間方向上，最左側的行係為最小時槽；從左側開始之第 二行係為第二小時槽；從右側開始之第二行係為第二大時 槽；而最右側的行係為最大時槽。因此，對於串流# 1而言， 第一個P1位於最小頻率音調及最小時槽處；第二個P1位 於最小頻.率音調及第二大時槽處；第三個P1位於.第二大頻 率音調及第二小時槽處；第四個P1位於第二大頻率音調及 0758-A33573TWF MTKI-08-288 - 16 200947993 最大時槽處。對於串流#2而言，每一導頻P2之位置分別 低於每一導頻P1 一列。換言之，每一個P2皆位於對應之 P1的下一較大頻率音調及相同時槽處。中間的兩個時槽被 保留為無導頻狀態。 相較於第8B圖，藉由將每一串流之每一導頻分配於 不同的頻率音調，第8C圖中之導頻型樣可覆蓋更多頻率音 調。於第8D圖中，整個最頂部及最底部頻率音調被保留 ❹ 為無導頻之緩衝區域。所述型樣係為防止頻率同步錯誤之 穩定型樣，然而卻並非避免通道外插之最佳 第8D圖，第8E圖中之導頻型樣僅將最頂部之頻率音調保 留為無導頻之緩衝區域以防止導頻衝突。因此，其可以很 好地權衡防止頻率同步錯誤及避免通道外插。 以上所述之新的導頻分配方案可以容易地擴充至具 有不同尺寸之資源區塊。第9A及9B圖係上鏈傳送中6x5 之資源區塊92以及6x7之資源區塊94中導頻塑樣之範例 ❹的示意圖。於第9A圖所示之範例中，相較於第8b圖’導 頻依然位於鄰近資源區塊92之四個角處，但中簡的一個無 導頻時槽被移除。於第9B所示之範例中，導頻之位置與第 8B圖中所示導頻之位置相同，且只有最右側之時槽載送資 料。由於當6符號及7符號之資源區塊並存於同一系統中 時，6x6之資源區塊的通道估測係數可用於6χ7之資源區 塊的前6個時槽，因此，所述排列可最小化通道估測係數 之變動。 以上所述範例中所示之資料串流的索引係符合邏輯 觀點（logical sense)。其可以相互交換而不會影響導頻型 0758-A33573TWF_MTKl-O8-288 \η 200947993 樣。此外，ΜΙΜΟ導頻型樣亦可藉由移除串流#1或串流#2 之導頻而直接用於單入單出（Single-Input Single-Output， SISO)系統。移除之導頻的位置可用於分配資料。 小尺寸資源區塊之導頻設計 對於開銷減少且密度較低之導頻設計而言，通道外插 係不可避免的’且其通常發生於鄰近資源區塊邊緣之符號 處’其原因係由於所述符號可能不具有用於通道内插之前 一導頻及後一導頻。當資源區塊之尺寸較小時，所述狀況 尤其正確。小尺寸資源區塊通常用於上鏈回饋通道，有時 亦用於上鍵資料傳送。舉例而言，上鍵資源區塊可僅由兩 個連續次載波或兩個連續OFDM符號構成。因此，其可導 致開銷增加，且不再需要將四個導頻定位於鄰近小資源區 塊之四個角處。 第10圖係依本發明第二實施例之基於小資源區塊尺 寸之導頻型樣設計方法之流程圖。如第10圖所示，導頻型 樣設計開始之步驟201至步驟204與第5圖所示之步驟1〇1 至104相同。三個範例之系統需求列示於下述之表2。於 第一設計範例OFDMA系統2A中，定義了 SISO系統中2χ6 或6x2之資源區塊。於第二設計範例〇fDMA系統2b中， 定義了兩串流ΜΙΜΟ系統中4x6或6x4之資源區境。於第 三設計範例OFDMA系統2C中，定義了 SISO系統中4χ6 或6x4之資源區塊。 基於二維採樣理論，對於三個系統而言，颊域中所需 最大導頻間距皆為8(^=8)，而時域中所需最大導頻間 0758-A33573TWF ΜΤΚΙ-08-288 18 200947993 ===。因此，基於三個系統之資源區塊尺寸， :二：要沿著，域的2個導頻以及沿著時域的2個導 頻二右，考慮系_值速率及吞吐量，對於系统2Α及2Β 而°每資源區境中每-串流所分配之導頻數量為2, 而對於系統2C而言則為4。 -—--- . 系統參數 ---— 系統2 A 系統2B 系統2C 系統類型 SISO ΜΙΜΟ SISO -------- 串流數量 — - 1 2 1 中心頻率 2.5GHz 2.5GHz 2.5GHz 頻寬 *— - 10MHz 10MHz 10MHz 最大通道延遲擴散（w) \2\xs 12μβ 12ps 最大速度（都卜勒頻移 350km/h 350km/h 350km/h f〇,max) (810Hz) (810Hz) (810Hz) 次載波間距(Af) 10.94kHz 10.94kHz 10.94kHz OFDM 符號長度(TsymbQl) 102.82 με 102.82 με 102.82 資源區塊尺寸 2x6 及 6x2 4x6 及 6x4 4x6 及 6x4 每串流之導頻數 2 2 4 表2系統需求 Ο ❹ 若欲分配之特定數量之導頻被決定，則隨後依據第10 圖中步驟2 05所示之規則將所述導頻定位於每一資源區塊 之特定位置。若資源區塊尺寸於頻率方向或時間方向上小 於3,導頻被定位以使得被分配之導頻與資料間之平均間 0758-A33573TW_MTKI-08-288 19 200947993 距最小化，並使得導頻與導頻之間距儘可能大。另一方面， 若資源區塊尺寸於頻率方向及時間方向上皆大於或等於 3，則導頻被定位以避免通道外插。 第11A及11B圖係系統2A中基於2x6及6x2之資源 區塊之導頻型樣設計的範例的示意圖。於第11A圖中，2x6 之資源區塊210沿著時域被分割成兩個尺寸相等之子區 塊。每一導頻皆位於每一子區塊之中心時槽，以最小化導 頻至資料平均間距。此外，每一導頻皆位於不同之頻率音 調，以使得導頻至導頻間距儘可能大。類似地’於第ΠΒ 圖所示之範例中，6x2之資源區塊220沿著頻域被分割成 兩個尺寸相等之子區塊。每一導頻皆位於每一子區塊之中 心頻率音調，以使導頻至資料平均間距最小化。此外，每 一導頻皆位於不同之時槽，以使得導頻至導頻間距儘可能 大。因此，通道估測之性能可被提升。 通常，對於頻率方向或時間方向上小於3之小尺寸資 源區塊而言，若欲分配m個導頻於i X j之資源區塊，則所 述資源區塊可被分割成η個相等的子區塊，其中m係為η 的倍數。若i小於3且j等於或大於3，則j必須為η的倍 數，i X j之資源區塊沿著時域被分割成η個子區塊。m/n 個導頻被分配於每一分割的子區塊以使導頻至資料平均間 距最小化。另一方面’若j小於3且i等於或大於3 ’則i 必須為η的倍數，i X j之資源區塊沿著頻域被分割成η個 子區塊。m/n個導頻被分配於每一分割的子區塊以使導頻 至資料平均間距最小化。 第12A及12B圖係系統2B中基於4x6之資源區塊230 0758-A33573TWF MTKI-08-288 20 * 200947993 及6x4之資源區塊240之導頻湮樣設計的範例的示意圈。 由於資源區塊230及240之尺寸於頻率及時間方向上皆滿 足等於或大於3之條件，因此，導頻之分配可避免通道外 插。於第12A圖所示之範例中，串流#1之两個導頻成對角 式位於資源區塊230之两個角，而串流#2之两個導頻成對 角式位於資源區塊240之另外两個角。類似地，於第2B 圖所示之範例中，串流#1及串流#2之兩對導頻成對角式位 • 於資源區塊240之四個角處。因此，通道外插可最大程度 地被避免。第12A及12B圖所示之資料串流#1及#2的索 引係符合邏輯觀點（logical sense)。其可以相互交換而不 會影響導頻型樣。 第13A及13B圖係系統2C中基於4x6之資源區塊250 及6x4之資源區塊260之導頻型樣設計的範例的示意圖。 於第13A及13B圖所示之範例中，其各自的四個導頻分別 位於資源區塊250及260之四個角處。此外，成對角式之 • 两個導頻被調整為向内移動一個時槽，以使導頻功率脈衝 導致之功率波動最小化。 高階ΜΙΜΟ系統之導頻型樣設計 由於可提供資料吞吐量之顯著增長而無需額外頻 寬’ ΜΙΜΟ技術於無線通訊系統中變得引人注目。於多天 線ΜΙΜΟ系統中，每一資料串流皆利用相同之資源區塊而 藉由對應之天線傳送。對於具有至少四個或更多串流之高 階MIMQ系統而言，每一串流欲分配之導頻數量更嚴格。. 因此，高階ΜΙΜΟ OFDMA系統中導頻型樣之最佳設計尤 0758-A33573TWF ΜΤΚ1-08-288 21 200947993 為複雜。通常，每一串流欲分配之導頻數量一般不能太大’ 以達成高吞吐量，同時亦不能太小，以獲取良好之通道估 測品質。 第14圖係依本發明第三實施例之高階ΜΙΜΟ OFDMA 通訊系統之導頻型樣設計方法的流程圖。如第14圖所示， 導頻型樣設計開始之步驟301至步驟304與第5圖所示之 步驟101至104相同。三個範例之系統需求列示於下述之 表'3。 系統參數 系統3A 糸統3B 系統3C_ 系統類型 ΜΙΜΟ ΜΙΜΟ ΜΙΜΟ 串流數量 4 8 8 峰值速率 15 bps/Hz 30bps/Hz 30bps/Hz 最大通道延遲擴散（Tmax) ΙΟμβ 10ps 10ns 次載波間距(△0 10.94kHz 10.94kHz 10.94kHz OFDM 符號長度(Tsymbcl) 102.82 με 102.82 102.82 μθ 資源區塊尺寸 18x6 18x6 36x6 每串流之導頻數 4 3 5 表3系統需求 於第一設計範例OFDMA系統3Α中，定義了四串流 ΜΙΜΟ系統中18x6之資源區塊。每一資源區塊之導頻數量 被選定為四個，以達成吞吐量及獲取良好通道估測品質。 於第二設計範例OFDMA条統3Β中，定義了八串流ΜΙΜΟ 075B-A33573TWFMTKI-08-288 22 200947993 系統中18x6之資源區塊，且每一資源區塊之導頻數量被選 定為三個，以達成吞吐量及獲取良好通道估測品質。於第 三設計範例OFDMA系統3C中，定義了八串流ΜΙΜ〇系 統中36x6之資源區塊1且每一資源區塊之導頻數量被選定 為五個’以達成吞吐量及獲取良好通道估測品質。 右欲分配之特定數量之導頻被決定，則隨後依據第 圖中步驟305所示之規則將所述導頻定位於每一資源區塊 之特定位置.。由於高階ΜΙΜ〇系統通f運作於低移動性 (low-mobility)環境下（時間變動不顯著），因此，時域 之外插不再係為主要影_素。因此，導頻之分配僅為避 免頻域之外插。考慮以下兩種狀況。於第-種狀況下，僅 有-個資㈣塊可胁通道估測；於第二種狀況下， f更多的相鄰資源區塊可聯合地用於通道估測。 頻首先於頻域被定位於鄰近 母頁源b塊之兩個邊緣處，以避免頻域之補堵成板 ΐ頻時Π:佈於已分配= 要向内移動幾鱗頻音調，以使得末 近。接著，剩铪道此、Α 个貫過於鄰 的兩個導頻之間。 J刀神於已分配 於第14圖之井^2 a 奉冷而4 4 驟 _，進—步驗證對於每一資料 串机而$ ’母1措皆具有不超過—個之被分 ^ 以最小化功率波動。 的導頻， 導頻衝突，當導頻符辦赫用戶同步錯誤導致的 源區塊之-個或^被分配時，於每—資 〇758-A33573TWF_MTKI-〇8«288 夕個邊緣處保留緩衝區域（步驟3〇7)。 23 200947993 第15A圖係四串流之ΜΙΜΟ OFDMA系統3A中基於 18x6之資源區塊310之導頻型樣設計的範例的示意圖。每 一資料串流欲分配之導頻數量為四個。如第15A圖所示， 對於每一資料串流而言’兩個導頻沿著頻域被定位於資源 區塊310之頂部邊緣及底部邊緣（步驟#1)處。剩餘之兩 個導頻沿著頻域最大程度地平均分佈於已分配的兩個導頻 之間（步雜)。儘管時間方向之通道外插不再係為主要 影響因素，導頻依然沿著頻域方向以儘可能大的間距定 位。因此，如第15A圖所示，沒有導頻位於兩個中間時槽。 於第15A圖所示之範例中，進一步驗證對於每一資料串流 而言，每一時槽皆具有不超過一個之被分配的導頻，以最 小化功率波動（步驟#3)。 第15B圖係於資源區塊31〇之一個或多個邊緣 緩衝區域以滅小多用戶同步錯誤效應之範例的示意圖於 第15B圖所示之範例中，資㈣塊31"鄰近導頻音調之 緩衝區域被保留為無導頻狀態，即導頻不會分配於所述區 域。當頻卵步錯蹄生時’前㈣鮮音前能會與相 鄰資源區塊之後兩個頻率音調於頻域相互干擾。然而，、於 第15B圖財之料佈局巾，前兩個解音财之導頻不 會與相鄰資源區塊之後兩個頻率音調發生衝突。 第15C圖係為另一範例’資源區塊之整個第一及备诒
頻率同步錯誤之影響。第15a 0758-A33573TWF—MTK1-08-288 法中’導頻傳送不會受到 15B及15C中所示之資料 24 200947993 串流的索引係符合邏輯觀點。其可以相互交換而不會影繆 導頻型樣。 第16A圖係八串流之ΜΙΜΟ ΟΡΌΜΑ系統3B中基於 18x6之資源區魏32〇之導頻型樣設計的範例的示意圖。I 一資料串流欲分配之導頻數量為三個。如第16Α圖所系’ 對於每一資料串流而言，兩個導頻沿著頻域被定位於實痹 區塊320之頂部邊緣及底部邊緣處。剩餘之一個導頻沿著 頻域定位於已分配的兩個導頻中間處。如第16Α圖所亦’ 導頻沿著頻域方向以儘可能大的間距定位以降低通道外 插。此外’其進一步驗證對於每一資料串流而言，每〆睛 槽皆具有不超過一個之被分配的導頻，以最小化功率波# ° 第16Β阖係於資源區塊320之一個或多個邊緣處保留 缓衝區域之範例的示‘圈。於第16Β圖所示之範例中，整 個第一及最後一頻率音調皆被保留為無導頻狀態之緩衝區 域’即導頻不會分配於所述區域。若頻率同步錯誤僅影響 資源區塊之第一及最後一頻率音調’則於此方法中，導頻 傳送不會受到頻率同步錯誤之影響。 以上所述之新的導頻型樣設計可輕易地擴充至具有 其他尺寸之資源區塊。第17Α圖係基於18x5之資源區塊 330之導頻型樣設計的範例的示意圖，第Γ7Β圖係基於18x7 之資源區塊3 40之導頻型樣設計的範例的示意圖。於第17 Α 圖所示之範例中，導頻係依據第14圖步驟305所示之規則 定位。於第17Β圖所示之範例中，除了最右侧之時槽不載 送資料外，導頻之定位與第6 Α圖所示之定位相同。由於 當6符號及7符號之資源區塊並存於同一系統中時，18χ6 « 0758-A33573TWF_MTKI-〇8-288 25 » 200947993 之 資源區塊的、s 個時槽，因、通道估測係數可用於18x7之資源區塊的前6 :此’所述排佈可最小化通道估測係數之變動。 弟18屬後 μ < >次 糸八串流之MIM0 OFDMA系統3C中基於 36x6之資场p 一資料串後埯35〇之導頻型樣設計的範例的示意圖。每 於一資^欲分配之導頻數量為五個。如第18圖所示，對 塊"^5〇_料串流而言，兩個導頻沿著頻域被定位於資源區 、、-之項部邊緣及底部邊緣處。剩餘之三個導頻沿著頻 域平句i地刀伟於已分配的兩個導頻之間。如第18圖所示’ 導頻/〇著頻域方向以儘可能大的間距定位以降低通道外 插。此外，其進一步驗證對於每一資料串流而言，每一時 槽皆具有不超過—個之被分配的導頻，以最小化功率波動。 第19圖係八串流之ΜΙΜΟ OFDMA系統3B中兩個連 續的18x6之資源區塊360及370之示意圖。每一資源區塊 及每一資料串流欲分配之導頻數量為三個。於一些ΜΙΜΟ OFDMA系統環境下，連續的資源區塊可聯合地用於通道 估測。如第19圖所示，資源區塊360及370中鄰近頂部邊 緣之兩列頻率音調及鄰近底部邊緣之兩列頻率音調被空出 (blank)。因此，資源區塊36〇之底部導頻與資源區塊37〇 之頂部導頻不會過於鄰近。當資源區塊360及370被聯合 使用時，其可以提供較佳之通道估測品質。第19圖亦可擴 充至36x5及36x7之資源區塊。對於36x5之資源區塊而 言’其對應之導頻型樣可藉由移除第19圖中第三或第四無 導頻符號而獲得。對於36x7之資源區塊而言，其對應之導 頻型樣可·藉由於第19圖之六個符號後添加一假無導頻符 號而獲得。 0758-A33573TWF_MTKI-08-288 * 26 200947993 第20A及20B圖係八串流之MIM0 0FDMA系統中聯 合地利用連續資源區塊以進行通道估測之另外幾個範例的 不忍圖。於這些實施例中，由於相鄰資源區塊之導頻於每 一資源區塊之邊緣的資料音調通道估測中具有優勢，因 此，每一串流之導頻被進一步減少至兩個。於第20A圖所 不之乾例中’ 18x6之資源區塊38〇與18χ6之資源區塊385 彼此相鄰。資源區塊38〇及385中鄰近頂部邊緣之三列頻 鲁，音調及鄰近底部邊緣之三列頻率音調被空出。換言之， 每了資料串流之一個導頻位於第4或第5頻率音調，而每 一資料串流之另—導頻則位於第Η或第15頻率音調。因 此’貪源區塊380之底部導頻與資源區塊385之頂部導頻 可保持良好距離，以提供良好的通道估測品質。類似地， 如第細圖所示，18χ6之資源區塊390與18x6之資源區 塊395彼此相鄰。資源區塊390及395中鄰近頂部逢緣之 二列頻率音調及鄰近底部邊緣之四列頻率音調被空出。換 ❹ 言之’每一資料串流之一個導頻位於第4或第5頻率音調， 而每一資料串流之另一導頻則位於第13或第14頻率音 調。因此，資源區塊390及395中所有導頻皆沿著頻域平 均地分佈，以提供較佳之通道估測品質。此外，應注意， 如第20Α及20Β圖所示之連續資源區塊中全部導頻之導頻 間距，皆符合由二維採樣理論得出之導頻間距約束條件。 第20Α及20Β圖亦可擴充至18x5及18x7之資源區塊。對 於18x5之資源區塊而言，其對應之導頻型樣可藉由移除 18x6之資源區塊的導頻型樣中第三或第四無導頻符號而獲 得。對於18x7之資源區塊而言，其對應之導頻型樣可藉由 0758-A33573TWT_MTKI-08-288 27 ° ^ 200947993 =18x6之資源區塊的導頻型樣之六個符號後添 導頻符號而獲得。 意’以上所述範例中所示之資料串流的索引係符 二 點。其可以相互交換而不會影響導頻型樣。此外， 以上範^所示之八串流M_系統之導頻型樣可直接擴充 至五串流、六串流及七串流之ΜΙΜΟ系統。對於五串流之 、系繞而吕，第六、第七及第八串流之導頻位置係用 以^配資料而非導頻。類似地，躲六串流之ΜΙΜΟ系統 而》第七及第八串流之導頻位置係用以分配資料；而對 於七串流之ΜΙΜΟ系統而言，第八串流之導頻位置係用以 分配資料。 ” 於多天線ΜΙΜΟ OFDMA系統中，傳送器透過多個傳 送天線來傳送資料，而接收器透過多個接收天線接收資 料。由於每一接收天線皆接收所有傳送天線傳送之資料， 因此信號傳播之通道的數量係由傳送天線數量及接收天 線數量之組合來決定。舉例而言，若有ρ個傳送天線及Q 個接收天線’則信號將於PxQ個通道上傳播，而每一通道 皆具有各自的通道響應。因此，於MIM〇〇FDMA系統中， 由於估測PxQ個通道之計算能力的限制’好的通道估測方 法顯得尤為重要。藉由最大限度地最小化外插及提供簡單 快速之通道估測’以上實施例中所述之導頻型樣設計非常 有益於ΜΙΜΟ OFDMA系統。 於ΜΙΜΟ系統中，每一傳送天線皆將導頻符號插入相 同次載波及OFDM符號之時槽中，其藉由所述天線傳送。 此種做法將於接收器處引入每一傳送天線之導頻符號間的 0758-A33573TWF_MTKI-08-288 28 200947993 為最小化每一傳送天線之導頻符 符號將於傳it天線間保持彼此正交。此外 ^摄，導頻 若導頻符綠μ似時敍蚊鮮音天線， 於時域及頻域之相同位置插Μ㈣。因此，=他天線 之其他信 線傳送之-個導頻可能會受到藉由其他天線傳=一個天 號之干擾。 咬’ ❹ 儘管本發明係與特定實施例相結合來插述 導之目的，但本發明並非僅限於此。不超出後附乂達成才曰 利範圍的各種修飾、變化以及上述實施例之各種特性之組 之申請專 合皆可被實作 ίΐ式簡單說明】 第1圖（先前技術）係彼此正交且於頻域及時域 選地傳送之導頻符號之示意圖。 可 第2圖（先前技術）係獲取準確通道估測之錢石 頻型樣的示意圖。 導 第3圖（先前技術）係基於頻率選擇性及都卜勒 資訊改變導頻型樣之OFDM無線系統的示意圖。 第4A圖係上鏈傳送中OFDMA無線通訊系统之方 圖。 第4B圖係下鏈傳送中OFDMA無線通訊系統之方掩 圖。 第5圖係依本發明第一實施例之OFDMA通訊系統中 . 基於資源區塊尺寸之導頻塑樣設計方法之流程圖。 第6A圖係基於18x6之資源區塊之導頻型樣設計的|色 0758-A33573TWF_MTKI-08-288 - 29 200947993 例的示意圖。 之資源區塊之導 第6B、6C圖係上鏈傳送中基於18χ6 頻型樣設計的範例的示意圖。 第7圖係多用戶同步錯誤導致之導頻衡突之示意圖。 第8A圖係基於6x6之資源區塊之導頻型樣設計的範 例的不意圖。 第8B、8C、8D及8E圖係上鏈傳送中基於6x6之資 源區塊之導頻型樣設計的範例的示意圖。 ❹ 第9A及9B圖係基於6x5之資源區塊及6x7之資源區 塊之導頻型樣設計的範例的示意圖。 第W圖係依本發明第二實施例之OFDMA通訊系統 中基於小資源區塊尺寸之導頻塑樣設計方法之流程圖。 第11A及11B圖係SISO系統中基於2x6之資源區塊 及6x2之資源區塊之導頻型樣設計的範例的示意圖。
第12A及12B圖係兩串流之ΜΙΜΟ系統中基於4x6 之資源區塊及6x4之資源區塊之導頻型樣設計的範例的示 意圖。 第13Α及13Β圖係SISO系統中基於4x6之資源區塊 及6x4之資源區塊之導頻型樣設計的範例的示意圖。 第14圖係依本發明第三實施例之高階ΜΙΜΟ系統之 導頻型樣設計方法的流程圖。 第15Α圖係四串流之ΜΙΜΟ系統中基於18x6之資源 區塊之導頻型樣設計的範例的示意圖。 第15Β及15C圖係上鏈傳送中四串流之ΜΙΜ〇系統 中基於18x6之資源區塊之導頻蜇樣設計的範例的示意圖。 0758-A33573TWF ΜΤΚΙ-08-288 30 200947993 第16A阖係八串流之ΜΙΜΟ系統中基於Ι8χ6之資源 區塊之導頻型樣設計的範例的示意圖。 第16Β圖係上鏈傳送中八串流之ΜΙΜ〇系統中基於 18x6之資源區塊之導頻型樣設計的範例的示意圖。 第17Α及17Β圖係八串流之ΜΙΜΟ系統中基於18x5 之資源區塊及18x7之資源區塊之導頻型樣設計的範例的 示意圖。 第18圖係八串流之ΜΙΜΟ系統中基於36x6之資源區 塊之導頻型樣設計的範例的示意圖。 第19圖係八串流之ΜΙΜΟ系統中利用連續資源區塊 之導頻型樣設計的範例的示意圖。 第20Α及20Β圖係八串流之ΜΙΜΟ系統中利用連續 資源區塊之導頻型樣设計的範例的示意.圖。 I主要元件符號說明】 11 : OFDMA 系統； 12 :第一傳送模組； 14 :第二傳送模組； 16、24 :導頻分配模組； 18、26 :資料分配模組； 20、28 :傳送器； 22、30 :天線； 32 :第一接收模组.； 34 :第二接收模組； 36、48 :導頻去分配模組； 0758-A33573TWF_MTXI-08-288 31 200947993 38、5Θ :導頻音調通道估測模組； 40、52 :資料去分配模組； 42、54 :資料音調通道估測模組； 46、58 :天線； 60、70、80、90、92、94、210、220、230、240、250、 260、310、320、330、340、350、360、370、380、385、 390、395 :資源區塊； 101〜107 :步驟； 201〜206 :步驟； 301〜307 :步驟。 0758-A33573TWF ΜΤΚΙ-08-288 32