TW200807925A - Device and method for estimating fractional carrier frequency offset - Google Patents
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Description
200807925 九、發明說明: 【發明所屬之技術領域】 本發明係有關於一種估算發射器與接收器之小數頻偏 (fractional carrier frequency offset between transmitter and receiver)的裝置與方法。本發明通常應用於正交分頻多工 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)相關 系統,其中包括正交分頻多工存取技術(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access,OFDMA),如微波 存取全球互通技術(Worldwide Interoperability for Microwave Access,WiMAX) 〇 【先前技術】 第1圖為一無線通信系統100,其中包括一發射器102 以及一接收器104。該發射器102以一信號混頻所欲發 射的信號s⑺,並且以一天線106發射混頻後的信號。該 • 接收器1〇4利用天線108接收發射器1〇2所發射的信號, 並且將其以一信號eH,混頻。本說明書將該接收器1〇4混 頻後的信號稱為一接收信號,其值如下: r(/)=你e何〜爲七你e㈣ 射态102與该接收器1 〇4之間的一頻偏(carrier freqUenCy offset)。以5亥然線通信系統loo的一子載波間距(subcarrier spacing)將該頻偏/Δ單位化,可將該頻偏,△分割成一整數部 份/^以及一小數部份々⑽,其中/A:^y^+//r〆本發明將估 鼻该小數部分力*rac。 0821-A21735TWF(N2);P62950014TW;g!〇nous_tien 5 200807925 已有多種估算上述小數頻偏(/^rac)的技術揭露於世上。 如美國專利案U.S. 5,732,113,將計算該接收信號r⑺的一 第一與一第二前導重複碼(preamble repetition)之間的一延 遲相關性(delay correlation);並且將該延遲相關性的相位 乘以一弧長係數,藉以求得上述小數頻偏//rac。 以下舉例說明專利案U.S· 5,732,113之技術内容。第2 圖圖解一無線網路區域系統(Wireless Local Area Networks, • 簡稱WLAN,即IEEE 802.11a)的接收信號之前導信 號。該前導信號包括一短前導資料(short preamble)以及一 長前導資料(long preamble)。該短前導資料包括十段完全相 同的鈾導重複碼Αι〜Ai〇。該長前導資料包括兩段完全相同 的前導重複碼B!、與B2。該接收信號之短前導資料的 任意兩段重複訊號(如Αι與A2)間存在一延遲相關性(標示 為々2),其估算公式如下: N~\ //=0 φ 其中,#代表一累加的取樣點數,D代表該兩段前導重複 碼A!與八2相同點之間的延遲(delay)。〜r w組成該前導 重複碼Α!,並且a〜組成該前導重複碼A2。,*,代表 共軛運算(complex conjugation)。上述接收信號#」的取樣 週期為7;。 以第1圖之無線通信系統為例,由於r(〇二冷).e/2々,故 厂”e/2«並且〜+jD 。在沒有雜訊與頻率擾動 (frequency disturbance)的狀況下,〜=〜+/>。上述第一與第 二重複區段A!與A:之間延遲相關性可依以下方式簡 0821-A21735TWF(N2);P62950014TW;glorious_tien 6 200807925 化: N -\ zi2二$" ·.^(一4 (公式 i) 台" ,;=〇 該延遲相關性之相位/心〗乘上一弧長係數7/Y_27rZ)7V後即 可求得上述小數頻偏//I。總結專利案u.s·5,732,113的内 容如下:當一接收信號,⑺中一第一前導重複碼以及一第 二前導重複碼Ai與A2完全相同時,其無線通信系統的小 數頻偏可由下列公式計算出來:
ffrac. 2kDTs (公式2)
然而,部分通訊系統中接收信號之前導重複碼的特性 並不完全相同於第2圖所示之WLAN系統’如 IEEE802.16e,故專利案 U.S. 5,732,113 並不適用於 IEEE 802.16e(通常稱為 WiMAX)。 如第3圖所示,WiMAX系統之服務區域就像一個蜂巢 式行動通訊系統(cellular m〇bile communication system) ’ 是 由一群六角形彼此相接的單位細胞(cell)所組成,系統包含 • 了行動電話交換中心、基地台、和移動台等幾個部份,並 且每一個細胞更被劃分成二個扇面(3-sector cellular planning),每一扇面都有各自的前導訊號辨識碼(preamble index)。接收信號之前導重複碼可以幫助使用端辨別自 身目前位於某一單位細胞之某一扇面。然而,由於編碼問 題’ "WiMAX糸統的如導重4旻碼亚不像an夺统一产為 彼此完全相同之信號。WiMAX系統之接收信號^⑺具有三 個前導重複碼’但在接收端以2倍頻或4倍頻取樣;來的 訊號並不具有完全相同的二段重複碼’將導致前導重複碼 0821-A21735TWF(N2);P629500l4TW;glorious_tien 7 200807925 間的延遲相關性存在一旋轉相位。以第一個扇面為例,一 接收信號中,一第一與一第二前導重複碼的延遲相關性心2 為ς ·,。與公式1相較,該第一扇面的延遲相關性 Ζ72更包括一旋轉相位φ7。同樣地,於第二與第三扇面中, 上述延遲相關性Ζ/2所存在的旋轉相位分別為φ2與03。專 利案U.S. 5,732,113所揭露的公式2並無法克服旋轉相位 的問題。 φ 【發明内容】 本發明將提供一種估測發射器與接收器之小數頻偏的 方法與裝置。 本發明的一種實施方式包括下列步驟:估算一接收信 號的一第一延遲相關性,存在於該接收信號的一第一前導 重複碼以及一第二前導重複碼之間;對該第一延遲相關性 的相位進行一旋轉相位補償運算,以補償該第一延遲相關 性的一旋轉相位,其中,該第一延遲相關性之相位經過該 * 旋轉相位補償運算後,將轉變為一處理後相位資料;以及 將該處理後相位資料乘以一弧長係數,以計算發射器與接 收器之間的一小數頻偏。上述方法亦可以硬體方式實現。 為讓本發明之上述和其他目的、特徵、和優點能更明 顯易懂,下文特舉出數個實施例,並配合所附圖式作詳細 說明。 【實施方式】 以IEEE802.16e為例,若以時間轴觀察其接收信號, 0821-A21735TWF(N2) ;P62950014TW;glorious_tien 8 200807925 可發現其前導資料具有三段前導重複碼。通^έ 速度通常為信號頻寬的兩倍或四倍。在取樣;”統之取樣 倍 信號頻寬的狀況下,上述三段前導重複石馬並三 因此無法採用傳統技術(如專利案U.S. 5 7λ) 相等 數頻偏。 ’ ’ 3)觀察 在WiMAX系統之接收信號r⑺的二^ 。一刚導重 前導 取=
〒,任選連續的兩段前導重複碼,分別命名為一第 重複碼以及一第二前導重複碼。以下為了說明方=了 個前導重複碼中,時間最早的前導重複碼為該第〜^ _ 複碼,其次為該第二前導重複碼。上述第_與第〜^ 重 複碼之間的延遲相關性Z/2如下: 、$重 N—]
«=0 -./2^Drs. V I., L./^i νΣΙβ"ΚΊ〜+4 ,一.Hd 二 C · e~丁s 其中,〜= 並且 Cxe7> = ΣΚΙΚ
WiMAX 的 2 式 ,'+並且 狀-U) _______…〜 72較公 多了 一個旋轉相位</>。由於WiMAX系統將傳播$ 告 、 1。由、區 里1J为成複數個單位區域(cellular planning),每一個如 、 M單值區 域又劃分為三個扇面(sect〇r)。在三個扇面區域所做出來时 延遲相關其上述旋轉相位φ值並不相同,分別為φ;、也、' 與也,彼此相位差皆為120度角。本發明之實施方式中, 上述旋轉相位分別為0度、120度、以及-120度。由於系 統用戶事先並不清楚本身處於某一扇面,亦無法預知上述 延遲相關性ζ12之上述旋轉相位φ為何.。故本發明提出的 方法,將把0、以及一分別乘以上述延遲相關性ζ12, °82l-A21735TWF(N2);P62950014TW;glohous_tien 9 200807925 以分別產生々、勺、以及q如下,分別為: z^zn^eM =C^-j27f^ ^Αφ-φ^ ; ζ2 二 . e⑻二 C. e'pH eA(p,、·,以及 .z3 ^ Zi2. ej(p^ = C · e~ j27f^ · ε}[φ-φ^ ° 以使用者位於第二扇面為例,由於使用者接收到的信 號屬於第二扇面,上述旋轉相位應為0尸271"/3。上述Z/、z2、 以及之相位如下: Ζζχ--2τξ^ΌΤ^{φ2-φχ)=-27^^ΌΤ^ -π-0 ^-27f^DTs-\- — n\
v·^ / 3
Ζζ2=^ΑΌΤ^(φ2-φ2) = ^ΑΟΤ8 ; VX A 4 二-河tPTs~ip2 - φ)=-l7fiPTs
-Irf^DT^ — n
O 上述相位Zz/、/z2、以及/z3之和為(-<57[/αΙ)7^+27Γ)將 其轉換至相位-7Γ〜7Γ並且乘以一弧長係數——I後,即可得 6kDTs 出該接收器與發射器之間的上述小數頻偏//rac。當使用端 不是位於上述第二扇面,而是位於第一或第三扇面時,亦 可以同樣的方法估算出小數頻偏。此方法可以公式表示如
下: /_:-告x[a+~aL, 其中, Ζ Ζι+ Z Z2+ Z Z3 =(-2^013+(/)-00+ (-27rfADTs+</)-</>2)+ (-27ΓίΔΒΤδ+φ-φ3) =3·(-27ΓίΔΟΤδ+φ)-(φ1+φ2+Φ3) =3./2^-(0+2^/3-21/3)=3.^^20 [ρ/7·]^將把相位;τ/ζαπ轉換至-7Γ〜7Γ。本發明提出的發射器與 0821-A21735TWF(N2);P62950014TW;glorious_tien 10 200807925 接收器之的小數頻偏估算方法可簡化如下 6nDTs (公式3) 上述公式3並不止限定於也為〇度角 與也為-房度角的無線通信系統個:角、 也、與知彼此相差似度角的系統皆可使財=位也、 —此外,必須注意的是,本發明所提及的—第一、 二、或之後所提及的一第三前導重複碼並不 : 信號中的時間餐。亦可不依料間順序命 ^^ 的前導重複碼為本發明所指之第_、第二、 j = 碼,僅需依照所採用前導重複碼,適告 ’j ^禝 係數即可。 ^磐本發明内相關 上^公式3可以應用於各式頻道模型,例如肌*頻 、板里或AWGN頻道模型。在本發明的另—實施例發 ^提―出一種小數頻偏估測方式,不僅需要—接收信號呦 的^一與—第二前導重複碼之延遲相關性2/2(本發明稱 之為弟-延遲相關性),尚需要該第一與_第三前導重 之延遲相關性z Μ本發明稱之為第二延遲相關性)。上 -與第土延遲,關性與的計算方式如下: Ζΐ2 = δ 心= N —1 N^\ «=〇 由於本實施例所採用的WiMAX系統中,卜+故上述第 -、與k延遲相關性的.相位和(々々Μ為(姚DTs)。 务射态與接收器之間的一小數頻偏之計算方法如下: 〇821-A21735TWF(N2);P62950014TW;gi〇n〇us_tien ^ 200807925 f/rac = ~^7^Γ X [A2 + ^13 L (公式 4) 6nDTs 上述公式4不僅可應用於行動裝置之頻道模型(如 ITU-R Vehicular A頻道模型),在固定頻道模型(例如SUI-4 頻道模型或AWGN頻道模型)中亦有相當良好的表現。 第4圖為本發明所揭露之小數頻偏估測方法的一種實 施方式的流程圖。步驟402計算一接收信號的一第一 與一第二前導重複碼之延遲相關性心2。7V代表一個前導重 φ 複碼的取樣數。D代表該第二前導重複碼與該第一前導重 複碼之間的延遲。代表共軛運算。步驟404對該延遲相 關性z/2的相位進行一旋轉相位補償運算,以補償該延遲相 關性心2内的一旋轉相位φ,補償後結果為一處理後相位資 料步驟406將以一弧長係數^[乘以該處理後相位 資料/Τ/ζ72),所得的結果即發射器與接收器之間的小數頻 偏。必須注意的是,該接收信號的任兩個前導重複碼(例 如:最早出現與其次出現之前導重複碼,最早出現與最後 φ 出現之前導重複碼,或最後出現與稍前出現之前導重複碼) 皆可用來當作本發明所提及之第一與第二前導重複碼以估 算小數頻偏。為了說明方便,本說明書以最早出現之前導 重複碼為上述第一前導重複碼,並且以稍後出現之前導重 複碼為上述第二前導重複碼,其tz12=fVr(:+D)。 n-0 在某些無線通信系統中,上述接收信號Γ⑺可能屬於一 第一扇面、一第二扇面、或一第三扇面。當該接收信號 屬於上述第一、第二、或第三扇面時,上述延遲相關性z72 將分別存在一旋轉相位也、φ2、或也,彼此相差120度角。 0821-A21735TWF(N2);P62950014TW;glorious_tien 12 200807925 此類無線通信系統所採用的調變方法可為正交分頻多工 (OFDM)技術,如 IEEE 802.16e(通稱為 WiMAX)。 在上述第一與第二前導重複碼分別為最早出現與其次 出現之前導重複碼的例子中,基於上述公式3,步驟404 更包括以下技術:將上述延遲相關性之相位/z72乘以3以 產生一第一數值3·/ζ 72 ;以及將該第一數值3·/ζ 72轉換 至相位區間-7Γ至7Γ以產生處理後相位貧料/ 。 /(/¾)二[3.Zz12L,[/?/廳也將把;轉換至-7Γ〜7Γ。此時,步驟 馨 406所採用的弧長係數2為——-~~,7Γ代表圓週率,Γ,為 6.ti.D‘Ts Ν-ί 該接收信號rft)的一取樣週期。若,則步驟406 /;=0 所採用的弧長係數d為——-——。 6 · π · D,Ts 此外,本發明更基於公式4揭露一種適用於行動裝置 之頻道模型的小數頻偏估測方法。在一第一、一第二、與 一第三前導重複碼分別為最早出現、其次出現、與最後出 現之前導重複碼的例子中,上述步驟404更包括下列技 • 術:計算該接收信號r⑺的第一前導重複碼與第三前導重 複碼之延遲相關性z73,其中 Ζ13 = ;將上述延遲相關 //=0 性心2與Z/3之相位相加以產生上述處理後相位資料/「/ ,其中。此時,步驟406所採用 的弧長係數d為了 V;··,7Γ代表圓週率,7;為該接收信號 6'π-D-Ts /Y0 的一取樣週期。若 b =玄rw*.r(,i+D)、213 = £厂,广·γ("+2Ζ)),則步驟 406 «=〇 ;;=0 所採用的弧長係數d為——-——。 6, π,D ·Ί\ 第5圖為本發明所揭露之小數頻偏估算裝置,其理論 0821-A21735TWF(N2);P62950014TW;glorious_tien 200807925 為公式3。-小數縣估算“ 包括—第— 性估异器502、一旋轉相位補償器5〇4、以及一第—乘法哭胃 :^亥第二延遲相關性估算器5〇2將估算-接收信銳: 的一弟—科重複碼収1二前導重複碼之_延遲相 ,z72。在±;4第—與第二前導重複碼分別為最早出現 料重複碼的例子巾,該第―㈣㈣性估算 -502所執行的運算為:〜奮“)。#代表—個前導^ 碼的取樣數。i)代表該第二前導重複碼與該第—前導重 馬之間的延遲。^代表餘運算。該延遲相關性心2中包 ^ %轉相位(/)。為了補償該旋轉相位φ,該旋轉相位補償 器504將對該延遲相關性的相位/。2進行運算,以產生二 處理後相位資料。該旋轉相位補償器5〇4包括一相 位估算器508、一第二乘法器51〇、以及一相位轉換器512。 邊相位估异器508將估算該該延遲相關性的相位/々2。該 第二乘法器510將把該相位乘以三,以得一第一數值 心2。該相位轉換器512將令該第一數值轉換至一弧度區間 π〜7Γ,以產生上述處理後相位資料介/2“。/(A2)=[3 a上。 bhasi運算將把轉換至_ π〜π。該第一乘法器5〇6將令 該處理後相位資料/(f/Z72)乘以一弧長係數—一j_,並二 “·D.TS /、、、、口 果即發射裔以及接收器之間的小數頻偏。π代表圓週率, 7;為該接收信號的一取樣週期。若,則該 /?=〇 1^〇) 一乘$器506將令該處理後相位資料乘以一弧長係 、· π · D · Τ 數 - 基於公式4,第6圖為本發明所揭露的另一種小數頻 0821-A21735TWF(N2);P62950014TW;giorious_tien 14 200807925 偏估算裝置。小數頻偏估算裝置600與第5圖之小數頻偏 估算裝置500之不同處在於其旋轉相位補償器602。該旋 轉相位補償器602包括一第一相位估算器604、一第二延 遲相關性估測器606、一第二相位估算器608、以及一加法 器610。該第二延遲相關性估測器606將估算一接收信號 r(t)的一第一前導重複碼與一第三前導重複碼之延遲相關 性Z/3。在一第一、一第二、與一第三前導重複碼分別為最 早出現、其次出現、與最後出現之前導重複碼的例子中, b = ‘⑽。上述第一與第二相位估算器6〇4與608將估 /;=0 算上述延遲相關性Z/2與的相位與/z7J。該加法器 610將令Z z12與Z z13相加以產生上述處理後相位資料/(/ 々2」,其中/「/々2戶/心2+ /々3。小數頻偏估算裝置600不 僅可應用於行動裝置之頻道模型(如ITU-R Vehicular A頻 道模型),在固定頻道模型(例如SUI-4頻道模型或AWGN 頻道模型)中亦有相當良好的表現。 本發明雖以較佳實施例揭露如上,然其並非用以限定 本發明的範圍,任何熟習此項技藝者,在不脫離本發明之 精神和範圍内,當可做些許的更動與潤飾,因此本發明之 保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。 0821-A21735TWF(N2);P62950014TW;glonous_tien 15 200807925 【圖式簡單說明】 第1圖圖解一無線通信系統; 第2圖圖解WLAN系統内接收信號之前導信號; 第 3 圖圖解 WiMAX 技術之 3-sector cellular planning; 第4圖為本發明之小數頻偏估算方法; 第5圖為本發明之小數頻偏估算裝置;以及 第6圖為本發明另一小數頻偏估算裝置。 【主要元件符號說明】 100〜無線通信系統; 102〜發射器; 104〜接收器; 106、108〜天線; 402〜計异Zi2, 404〜補償z12中的一旋轉相位</>,其中產生; 參 406〜d ; 500〜小數頻偏估算裝置; 502〜第一延遲相關性估算器; 504〜旋轉相位補償器; 506〜第一乘法器; 508〜相位估算器; 510〜第二乘法器 512〜相位轉換器; 600〜小數頻偏估算裝置; 0821-A21735TWF(N2);P62950014TW;glorious_tjen 16 200807925 602〜旋轉相位補償器; 604〜第一相位估算器; 606〜第二延遲相關性估測器; 608〜第二相位估算器;以及 610〜加法器。
0821-A21735TWF(N2);P62950014TW;giorious_tien 17
Claims (1)
- 200807925 十、申請專利範圍: 1-種估算發射器與接收器之小數頻偏的方法, 包括: 估异-第一延遲相關性,該第一延遲相關性存在於— 接收信號的n導重㈣mu導重複碼之 間;Μ對該第—延遲相關性的相位進行—旋轉相位補償運 异,以補償該第-延遲相關性的—旋轉相位,其中該第一 延遲相·之相健過職轉相㈣償運算後,將轉 一處理後相位資料;以及 ㈣處理後相位資料乘以—弧長係數,以計算發射器 /、接收為之間的一小數頻偏。 2·如申請專利範圍第〗項所述之估算發射器與接收哭 之;^賴的方法’其中該接收信號經判斷後,將被歸i 至-弟-扇面、一第二扇面、或一第三扇面,其中,屬於 ,扇接收信號之上述旋轉相位彼此不同目 左3 π,7Γ代表圓週率。 丨㈡ 3.如申請專利範㈣丨項所述之估算發射器與接收器 之小數頻偏的方法,其中上述接收信號所採用的調變 為一正交分頻多工技術。 、工 •如申明專利範圍第3項所述之估算發射器與接 之小數頻偏的方法,直中該正交分 0Α /、Υ為止乂刀頻多工技術將應用於 〜〇2.16e規範,1删802.16e即微波存取全球互通技 14TW;g|〇rj〇us」ien 0821-A21735TWF(N2);P629500 18 200807925 之小利範圍第2項所述之估算發射11與接收器 數遺偏的方法,其中上述旋轉相位 蔣玆筮一...... i · 以計算出一第 將該第一延遲相關性的相位乘以 數值;以及 _ 之二 6· π · D ·Τ 1 s 场或 2 =號的—取樣週期』代表上述第—與第二前導重複 碼間的延遲。 炎 7·如申請專利範圍第2項所述之估算發射器與接收器 之小數頻偏的方法,其中上述旋轉相位補償運算更包括: .一t算—第二延遲相關性’該第二延遲相關性存在於該 弟y別導重複碼以及該接收信號的一第三前導重複碼之 間; 將上述第-延遲相關性的相位與該第二延遲相關性的 相位相加,以計异出上述處理後相位資料。 8·如中請專利範圍第7項所述之估算發射器與接收哭 之小數頻偏的方法,其中該弧長係數為__1_ 1° 6'7Γ'D-T s 馬 δ亥 接收信號的-取樣週期^代表上述[與第二 碼間的延遲。 垔稷 9·-種估异發射$與接收器之小數頻偏的襄置,复 包括: 〃 Τ -第-延遲㈣性估算器,估算—第—延遲相關性, 0821-Α2 彳 735TWF(N2) ;P629500 HTW;gl〇r 丨 〇us」jen 19 200807925 第别導重複石馬 该第一延遲相關性存在於一接收信璩的 以及一第二前導重複碼之間; -旋轉相位補償器,對該第〆延遲相 運算,以補償該第—延遲相關性^旋轉相i t進行 位補償為將輸出一處理後相位資料;以及 μ旋轉相 第一乘法态,將該處理後相位資料乘以一 數,以計算發射器與接收器之間的/小數頰一弧長係 I 〇 ·如申請專利範圍第9項所述尤估算發射器與 ^ 之小數頻偏的裝置,其中該接收信號經判斷後,脸、收杰 至-第-扇面、一第二扇面、或〆第三屬㊆,其中被歸類 不同扇面的上述接收信號之上述漩轉相位彼π 、’,屬於 差代表圓週率。 同並且相 II ·如申請專利範圍第9項所述之估算發射器與接 之小數頻偏的裝置,其中上述接收信號所採用的調變 為一正交分頻多工技術。 、式 12·如申請專利範圍第11項所述之估算發射器與 器之小數頻偏的裝置,其中該正交分頻多 IEEE 8〇2.!6e規範,reEE 8〇2·16ε即微波存取人玉、、用於 術。 求互通技 13·如申請專利範圍第10項所述 器之小數頻偏的裝置,其中該旋轉相位補^更^二接收 一相位估算器,估算該第-延遲4目__^.. 一第二乘法器,將該第一延遲 , 以計算出-第—數值;以及 __位乘以三’ 0821-Α21735TWF(N2);P62950014TW;glorious_tien 20 200807925 產生二器’藉由轉換該第一數值至—弧度區間以 產生上述處理後相位資料,該弧度區間為…。 14·如申請專利範圍第13頂辦、 器之小數頻偏的裝置,其與f= 外从,,, 6·π·Σ).Τ s 馬 5亥接收信號的一取樣週期, ' 複碼間的延遲。 鳴上述弟-與第二前導重 哭之=巾請專職_ 1G韻叙轉發抑與接收 。。—、,的裝^置’其中該旋轉相位補償器更包括: —弟-相位估,②’估异該第_延遲相關性的相位; -弟二延遲相雜估算器,估算—第二延遲相關性, ㈣相關性存在於—前導重複碼以及該接收信 遽的一弟三前導重複碼之間; 、—第二相位估算器,估算該第二延遲相關性的相位; 以及 —加法器’將上述第-延遲相關性的相位與該第二延 遲相關性的相位相加,以計算出上述處理後相位資料。 為之小數頻偏的裝置’其巾該弧長係數為 該接收信號的-取樣週期代表上述第—與第二前導重 複碼間的延遲。 16·如申請專利範圍第15項所述之估算發射器與接 /ί\ -its /έτ l^L· Ώσ ^ . 6· π · D,Τ R為 〇821-A21735TWF(N2);P62950014TW;gi〇riousjien
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