CN101110807A - 估算发射器与接收器的小数频偏的装置与方法 - Google Patents

Abstract

本发明揭露一种估算发射器与接收器的小数频偏的装置与方法，可应用于正交频分复用(OFDM)的系统，如WLAN，WiMAX等技术。本发明的主要技术包括：估算第一延迟相关性，存在于接收信号中第一与第二前导重复码之间；对该第一延迟相关性的相位进行旋转相位补偿运算，以补偿该第一延迟相关性内的旋转相位，该第一延迟相关性的相位经过该旋转相位补偿运算后，将转变为处理后相位数据；最后，将该处理后相位数据乘以弧长系数，即可计算发射器与接收器之间的小数频偏。

Description

估算发射器与接收器的小数频偏的装置与方法

技术领域

本发明涉及一种估算发射器与接收器的小数频偏(fractional carrierfrequency offset between transmitter and receiver)的装置与方法。本发明通常应用于正交频分复用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，OFDM)相关系统，其中，包括正交频分复用存取技术(Ort hogonal Frequency Division Multiplexing Access，OFDMA)，如微波存取全球互通技术(Worldwide Interoperability for Microwave Access，WiMAX)。

背景技术

图1为一无线通信系统100，其中包括一发射器102以及一接收器104。该发射器1 02以一信号ej^2πftxt混频所欲发射的信号s(t)，并且以一天线106发射混频后的信号。该接收器104利用天线108接收发射器102所发射的信号，并且将其以一信号e^-j2πfrxt混频。本说明书将该接收器104混频后的信号r(t)称为一接收信号，其值如下： $r\left(t\right)=s\left(t\right)\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{tx}}t}\·e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{rx}}t}=s\left(t\right)\·e^{j2\mathrm{\π}(f_{\mathrm{tx}}-f_{\mathrm{rx}})t}=s\left(t\right)\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}t}.$ f_Δ即(f_tx-f_rx)，称为该发射器102与该接收器104之间的一频偏(carrierfrequency offset)。以该无线通信系统100的一子载波间距(subcarrierspacing)将该频偏f_Δ单位化，可将该频偏f_Δ分割成一整数部份f_int以及一小数部份f_frac，其中，f_Δ＝f_int+f_frac。本发明将估算该小数部分f_frac。

已有多种估算上述小数频偏(f_frac)的技术揭露于世上。如美国专利案U.S.5,732,113，将计算该接收信号r(t)的第一与第二前导重复码(preamblerepetition)之间的延迟相关性(delay correlation)；并且将该延迟相关性的相位乘以弧长系数，藉以求得上述小数频偏f_frac。

以下举例说明专利案U.S.5,732,113的技术内容。图2图解一无线网络区域系统(Wireless Local Area Networks，简称WLAN，即 IEEE 802.11a)的接收信号r(t)的前导信号。该前导信号包括短前导数据(short preamble)以及长前导数据(long preamble)。该短前导数据包括十段完全相同的前导重复码A₁-A₁₀该长前导数据包括两段完全相同的前导重复码B₁、与B₂。该接收信号r(t)的短前导数据的任意两段重复信号(如A₁与A₂)间存在延迟相关性(标示为z₁₂)，其估算公式如下：

$z_{12}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n\·r_{(n+D)}^{*},$

其中，N代表累加的取样点数，d代表该两段前导重复码A₁与A₂相同点之间的延迟(delay)。r₀-r_N-1组成该前导重复码A₁，并且r_D-r_N+D-1组成该前导重复码A₂。’^*’代表共轭运算(complex conjugation)。上述接收信号r(t)的取样周期为T_s。

以图1的无线通信系统为例，由于 $r\left(t\right)=s\left(t\right)\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}t},$ 故 $r_n=s_n\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}n{T}_s}$ 并且 $r_{n+D}=s_{n+D}\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}(n+D)T_s}.$ 在没有噪声与频率扰动(frequency disturbance)的状况下，S_n＝S_n+D。上述第一与第二重复区段A₁与A₂之间延迟相关性z₁₂可依以下方式简化：

$z_{12}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_n\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}n{T}_s}\·{(s_{n+D}\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}(n+D)T_s})}^{*}=e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}D{T}_s}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|s_n\right|}^2.$ (公式1)

该延迟相关性的相位∠z₁₂乘上弧长系数1/(-2πDT_s)后即可求得上述小数频偏f_frac。总结专利案U.S.5,732,113的内容如下：当接收信号r(t)中第一前导重复码以及第二前导重复码A₁与A₂完全相同时，其无线通信系统的小数频偏可由下列公式计算出来：

$f_{\mathrm{frac}}=-\frac{1}{2\mathrm{\πD}{T}_s}\∠z_{12}.$ (公式2)

然而，部分通信系统中接收信号之前导重复码的特性并不完全相同于图2所示的WLAN系统，如IEEE8 02.16e，故专利案U.S.5,732,113并不适用于IEEE 802.16e(通常称为WiMAX)。

如图3所示，WiMAX系统的服务区域就像一个蜂巢式移动通信系统(cellular mobile communication system)，是由一群六角形彼此相接的单位小区(cell)所组成，系统包含了移动电话交换中心、基站、和移动站等几个部份，并且每一个小区更被划分成三个扇面(3-sector cellularplanning)，每一扇面都有各自的前导信号识别码(preamble index)。接收信号r(t)的前导重复码可以帮助使用端辨别自身目前位于某一单位小区的某一扇面。然而，由于编码问题，WiMAX系统的前导重复码并不像WLAN系统一样为彼此完全相同的信号。WiMAX系统的接收信号r(t)具有三个前导重复码，但在接收端以2倍频或4倍频取样下来的信号并不具有完全相同的三段重复码，将导致前导重复码间的延迟相关性存在旋转相位。以第一个扇面为例，接收信号中，第一与第二前导重复码的延迟相关性z₁₂为C₁·e^-j2πfΔDTs·e^j1。与公式1相较，该第一扇面的延迟相关性z₁₂更包括旋转相位φ₁。同样地，于第二与第三扇面中，上述延迟相关性z₁₂所存在的旋转相位分别为φ₂与φ₃。专利案U.S.5,732,113所揭露的公式2并无法克服旋转相位的问题。

发明内容

本发明将提供一种估测发射器与接收器的小数频偏的方法与装置。

本发明的一种实施方式包括下列步骤：估算接收信号的第一延迟相关性，存在于该接收信号的第一前导重复码以及第二前导重复码之间；对该第一延迟相关性的相位进行旋转相位补偿运算，以补偿该第一延迟相关性的旋转相位，其中，该第一延迟相关性的相位经过该旋转相位补偿运算后，将转变为处理后相位数据；以及将该处理后相位数据乘以弧长系数，以计算发射器与接收器之间的小数频偏。上述方法亦可以硬件方式实现。

为让本发明的上述和其它目的、特征、和优点能更明显易懂，下文特举出数个实施例，并配合附图作详细说明。

附图说明

图1图解一无线通信系统；

图2图解WLAN系统内接收信号的前导信号；

图3图解WiMAX技术的3-sector cellular planning；

图4为本发明的小数频偏估算方法；

图5为本发明的小数频偏估算装置；以及

图6为本发明另一小数频偏估算装置。

附图符号说明

100-无线通信系统；

102-发射器；

104-接收器；

106、108-天线；

402-计算z₁₂；

404-补偿z₁₂中的一旋转相位φ，其中产生f(∠Z₁₂)；

406-A·f(∠z₁₂)；

500-小数频偏估算装置；

502-第一延迟相关性估算器；

504-旋转相位补偿器；

506-第一乘法器；

508-相位估算器；

510-第二乘法器

512-相位转换器；

600-小数频偏估算装置；

602-旋转相位补偿器；

604-第一相位估算器；

606-第二延迟相关性估测器；

608-第二相位估算器；以及

610-加法器。

具体实施方式

以IEEE802.16e为例，若以时间轴观察其接收信号，可发现其前导数据具有三段前导重复码。通信系统的取样速度通常为信号频宽的两倍或四倍。在取样速度并非三倍信号频宽的状况下，上述三段前导重复码并不完全相等，因此无法采用传统技术(如专利案U.S.5,732,113)观察其小数频偏。

在WiMAX系统之接收信号r(t)的三个前导重复码中，任选连续的两段前导重复码，分别命名为第一前导重复码以及第二前导重复码。以下为了说明方便，取三个前导重复码中，时间最早的前导重复码为该第一前导重复码，其次为该第二前导重复码。上述第一与第二前导重复码之间的延迟相关性z₁₂如下：

$z_{12}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n{r}_{n+D}^{*}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_n{e}^{j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}n{T}_s}{s}_{n+D}{e}^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}(n+D)T_s}$

$=e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}D{T}_s}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|a_n\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_n}\left|a_{n+D}\right|e^{-j{\mathrm{\θ}}_{n+D}}$

其中， $s_n=\left|a_n\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_n}$ 并且

WiMAX的z₁₂较公式1多了

一个旋转相位φ。由于WiMAX系统将传播区域划分成复数个单位区域(cellular planning)，每一个单位区域又划分为三个扇面(sector)。在三个扇面区域所做出来的延迟相关其上述旋转相位φ值并不相同，分别为φ₁、φ₂、与φ₃，彼此相位差皆为120度角。本发明的实施方式中，上述旋转相位分别为0度、120度、以及-120度。由于系统用户事先并不清楚本身处于某一扇面，亦无法预知上述延迟相关性z₁₂的上述旋转相位φ为何。故本发明提出的方法，将把e^j1、e^j2、以及e^j3分别乘以上述延迟相关性z₁₂，以分别产生z₁、z₂、以及z₃如下，分别为：

以及

以使用者位于第二扇面为例，由于使用者接收到的信号属于第二扇面，上述旋转相位应为φ＝2π/3。上述z₁、z₂、以及z₃的相位如下：

∠z₂＝-2πf_ΔDT_s+(₂-₂)＝-2πf_ΔDT_s；以及

上述相位∠z₁、∠z₂、以及∠z₃之和为(-6πf_□DT_s+2π)将其转换至相位-π-π并且乘以弧长系数后，即可得出该接收器与发射器之间的上述小数频偏f_frac。当使用端不是位于上述第二扇面，而是位于第一或第三扇面时，亦可以同样的方法估算出小数频偏。此方法可以公式表示如下：

$f_{\mathrm{frac}}=-\frac{1}{6\mathrm{\πD}{T}_s}\×{[\∠z_1+\∠z_2+\∠z_3]}_{-\mathrm{\π}}^{\mathrm{\π}},$

其中，

∠z₁+∠z₂+∠z₃

＝(-2πf_□DT_s+φ-φ₁)+(-2πf_□DT_s+φ-φ₂)+(-2πf_□DT_s+φ-φ₃)

＝3□(-2πf_□DT_s+φ)-(φ₁+φ₂+φ₃)

＝3□∠z₁₂-(0+2π/3-2π/3)＝3□∠z₁₂。

[phase]_-π ^π将把相位phase转换至-π-π。本发明提出的发射器与接收器之间的小数频偏估算方法可简化如下：

$f_{\mathrm{frac}}=-\frac{1}{6\mathrm{\πD}{T}_s}\×{[3\·\∠z_{12}]}_{-\mathrm{\π}}^{\mathrm{\π}}$ (公式3)

上述公式3并不止限定于φ₁为0度角、φ₂为120度角、与φ₃为-120度角的无线通信系统。任何上述三个相位φ₁、φ₂、与φ₃彼此相差120度角的系统皆可使用本发明。

此外，必须注意的是，本发明所提及的第一、第二、或之后所提及的第三前导重复码并不限定其于接收信号中的时间顺序。亦可不依照时间顺序命名接收信号内的前导重复码为本发明所指的第一、第二、与第三前导复码，仅需依照所采用前导重复码，适当调整本发明内相关系数即可。

上述公式3可以应用于各式频道模型，例如SUI-4频道模型或AWGN频道模型。在本发明的另一实施例，本发明提出一种小数频偏估测方式，不仅需要接收信号r(t)的第一与第二前导重复码的延迟相关性z₁₂(本发明称之为第一延迟相关性)，尚需要该第一与一第三前导重复码之延迟相关性z₁₃(本发明称之为第二延迟相关性)。上述第一与第二延迟相关性z₁₂与z₁₃的计算方式如下：

$z_{13}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n{r}_{n+2D}^{*}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_n{e}^{j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}n{T}_s}{\left(s_{n+2D}{e}^{j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}(n+2D)T_s}\right)}^{*}=B\·e^{-j4\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}D{T}_s}\·e^{\mathrm{j\θ}};$

其中，并且 $B\·e^{\mathrm{j\θ}}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|s_n\right|\·\left|s_{n+2D}\right|\·e^{j(\∠s_n-\∠s_{n+2D})}.$ 由

于本实施例所采用的WiMAX系统中，θ＝-φ，故上述第一与第二延迟相关性的相位和(∠z₁₂+∠z₁₃)为(-6πf_□DT_s)。发射器与接收器之间的一小数频偏的计算方法如下：

$f_{\mathrm{frac}}=-\frac{1}{6\mathrm{\πD}{T}_s}\×{[\∠z_{12}+\∠z_{13}]}_{-\mathrm{\π}}^{\mathrm{\π}}$ (公式4)

上述公式4不仅可应用于移动装置的频道模型(如ITU-R Vehicular A频道模型)，在固定频道模型(例如SUI-4频道模型或AWGN频道模型)中亦有相当良好的表现。

图4为本发明所揭露的小数频偏估测方法的一种实施方式的流程图。步骤402计算接收信号r(t)的第一与第二前导重复码的延迟相关性z₁₂。N代表一个前导重复码的取样数。D代表该第二前导重复码与该第一前导重复码之间的延迟。’^*’代表共轭运算。步骤404对该延迟相关性z₁₂的相位进行旋转相位补偿运算，以补偿该延迟相关性z₁₂内的旋转相位φ，补偿后结果为处理后相位数据f(∠z₁₂)。步骤4 06将以弧长系数A乘以该处理后相位数据f(∠z₁₂)，所得的结果即发射器与接收器之间的小数频偏。必须注意的是，该接收信号r(t)的任两个前导重复码(例如：最早出现与其次出现的前导重复码，最早出现与最后出现的前导重复码，或最后出现与稍前出现的前导重复码)皆可用来当作本发明所提及的第一与第二前导重复码以估算小数频偏。为了说明方便，本说明书以最早出现的前导重复码为上述第一前导重复码，并且以稍后出现的前导重复码为上述第二前导重复码，其中， $z_{12}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n\·r_{(n+D)}^{*}.$

在某些无线通信系统中，上述接收信号r(t)可能属于第一扇面、第二扇面、或第三扇面。当该接收信号r(t)属于上述第一、第二、或第三扇面时，上述延迟相关性z₁₂将分别存在旋转相位φ₁、φ₂、或φ₃，彼此相差120度角。此类无线通信系统所采用的调变方法可为正交频分复用(OFDM)技术，如IEEE802.16e(通称为WiMAX)。

在上述第一与第二前导重复码分别为最早出现与其次出现的前导重复码的例子中，基于上述公式3，步骤404更包括以下技术：将上述延迟相关性的相位∠z₁₂乘以3以产生第一数值3·∠z₁₂；以及将该第一数值3·∠z₁₂转换至相位区间-π至π以产生处理后相位数据f(∠z₁₂)。 $f(\∠z_{12})={[3\·\∠z_{12}]}_{-\mathrm{\π}}^{\mathrm{\π}},$ [phase]_-π ^π将把phase转换至-π-π。此时，步骤406所采用的弧长系数A为

其中，π代表圆周率，T_s为该接收信号r(t)的取样周期。若 $z_{12}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r_n}^{*}\·r_{(n+D)},$ 则步骤406所采用的弧长系数A为

此外，本发明更基于公式4揭露一种适用于移动装置的频道模型的小数频偏估测方法。在第一、第二、与第三前导重复码分别为最早出现、其次出现、与最后出现的前导重复码的例子中，上述步骤404更包括下列技术：计算该接收信号r(t)的第一前导重复码与第三前导重复码的延迟相关性z₁₃，其中， $z_{13}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n\·r_{(n+2D)}^{*};$ 将上述延迟相关性z₁₂与z₁₃的相位相加以产生上述处理后相位数据f(∠z₁₂)，其中，f(∠z₁₂)＝(∠z₁₂+∠z₁₃)。此时，步骤406所采用的弧长系数A为

π代表圆周率，T_s为该接收信号r(t)的取样周期。若 $z_{12}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r_n}^{*}\·r_{(n+D)}$ 、 $z_{13}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r_n}^{*}\·r_{(n+2D)},$ 则步骤406所采用的弧长系数A为

图5为本发明所揭露的小数频偏估算装置，其理论为公式3。小数频偏估算装置500包括第一延迟相关性估算器502、旋转相位补偿器504、以及第一乘法器506。该第一延迟相关性估算器502将估算接收信号r(t)的第一前导重复码以及第二前导重复码之间的延迟相关性z₁₂。在上述第一与第二前导重复码分别为最早出现与其次出现的前导重复码的例子中，该第一延迟相关性估算器502所执行的运算为： $z_{12}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n\·r_{(n+D)}^{*}.$ N代表一个前导重复码的取样数。D代表该第二前导重复码与该第一前导重复码之间的延迟。’^*’代表共轭运算。该延迟相关性z₁₂中包括旋转相位φ。为了补偿该旋转相位φ，该旋转相位补偿器504将对该延迟相关性的相位∠z₁₂进行运算，以产生处理后相位数据f(∠z₁₂)。该旋转相位补偿器504包括相位估算器508、第二乘法器510、以及相位转换器512。该相位估算器508将估算该该延迟相关性的相位∠z₁₂。该第二乘法器510将把该相位乘以三，以得第一数值3·∠z₁₂。该相位转换器512将令该第一数值转换至弧度区间-π-π，以产生上述处理后相位数据f(∠z₁₂)。 $f(\∠z_{12})={[3\·\∠z_{12}]}_{-\mathrm{\π}}^{\mathrm{\π}}.$ [phase]_-π ^π运算将把phase转换至-π-π。该第一乘法器506将令该处理后相位数据f(∠z₁₂)乘以弧长系数

其结果即发射器以及接收器之间的小数频偏。π代表圆周率，T_s为该接收信号r(t)的取样周期。若 $z_{12}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r_n}^{*}\·r_{(n+D)},$ 则该第一乘法器506将令该处理后相位数据f(∠z₁₂)乘以弧长系数

基于公式4，图6为本发明所揭露的另一种小数频偏估算装置。小数频偏估算装置600与图5的小数频偏估算装置500的不同处在于其旋转相位补偿器602。该旋转相位补偿器602包括第一相位估算器604、第二延迟相关性估测器606、第二相位估算器608、以及加法器610。该第二延迟相关性估测器606将估算接收信号r(t)的第一前导重复码与第三前导重复码的延迟相关性z₁₃。在第一、第二、与第三前导重复码分别为最早出现、其次出现、与最后出现的前导重复码的例子中， $z_{13}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n\·r_{(n+2D)}^{*}.$ 上述第一与第二相位估算器604与608将估算上述延迟相关性z₁₂与z₁₃的相位∠z₁₂与∠z₁₃。该加法器610将令∠z₁₂与∠z₁₃相加以产生上述处理后相位数据f(∠z₁₂)，其中，f(∠z₁₂)＝∠z₁₂+∠z₁₃小数频偏估算装置600不仅可应用于移动装置的频道模型(如ITU-R Vehicular A频道模型)，在固定频道模型(例如SUI-4频道模型或AWGN频道模型)中亦有相当良好的表现。

本发明虽以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明的范围，任何熟习此项技艺者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可做些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视本发明的申请专利范围所界定者为准。

Claims (16)

1.一种估算发射器与接收器的小数频偏的方法，其中包括：

估算第一延迟相关性，该第一延迟相关性存在于接收信号的第一前导重复码以及第二前导重复码之间；

对该第一延迟相关性的相位进行旋转相位补偿运算，以补偿该第一延迟相关性的旋转相位，其中，该第一延迟相关性的相位经过该旋转相位补偿运算后，将转变为处理后相位数据；以及

将该处理后相位数据乘以弧长系数，以计算发射器与接收器之间的小数频偏。

2.如权利要求1所述的估算发射器与接收器的小数频偏的方法，其中，该接收信号经判断后，将被归类至第一扇面、第二扇面、或第三扇面，其中，属于不同扇面的上述接收信号的上述旋转相位彼此不同并且相差

，其中，π代表圆周率。

3.如权利要求1所述的估算发射器与接收器的小数频偏的方法，其中，上述接收信号所采用的调变模式为正交频分复用技术。

4.如权利要求3所述的估算发射器与接收器的小数频偏的方法，其中，该正交频分复用技术将应用于IEEE 802.16e规范，IEEE 802.16e、即微波存取全球互通技术。

5.如权利要求2所述的估算发射器与接收器的小数频偏的方法，其中，上述旋转相位补偿运算更包括：

将该第一延迟相关性的相位乘以三，以计算出第一数值；以及

藉由转换该第一数值至弧度区间以产生上述处理后相位数据，该弧度区间为-π至π。

6.如权利要求5所述的估算发射器与接收器的小数频偏的方法，其中，该弧长系数为

，其中，T_s为该接收信号的取样周期，D代表上述第一与第二前导重复码间的延迟。

7.如权利要求2所述的估算发射器与接收器的小数频偏的方法，其中，上述旋转相位补偿运算更包括：

估算第二延迟相关性，该第二延迟相关性存在于该第一前导重复码以及该接收信号的第三前导重复码之间；

将上述第一延迟相关性的相位与该第二延迟相关性的相位相加，以计算出上述处理后相位数据。

8.如权利要求7所述的估算发射器与接收器的小数频偏的方法，其中，该弧长系数为

其中，T_s为该接收信号的取样周期，D代表上述第一与第二前导重复码间的延迟。

9.一种估算发射器与接收器的小数频偏的装置，其中包括：

第一延迟相关性估算器，估算第一延迟相关性，该第一延迟相关性存在于接收信号的第一前导重复码以及第二前导重复码之间；

旋转相位补偿器，对该第一延迟相关性的相位进行运算，以补偿该第一延迟相关性的旋转相位，该旋转相位补偿器将输出处理后相位数据；以及

第一乘法器，将该处理后相位数据乘以弧长系数，以计算发射器与接收器之间的小数频偏。

10.如权利要求9所述的估算发射器与接收器的小数频偏的装置，其中，该接收信号经判断后，将被归类至第一扇面、第二扇面、或第三扇面，其中，属于不同扇面的上述接收信号的上述旋转相位彼此不同并且相差

，其中，π代表圆周率。

11.如权利要求9所述的估算发射器与接收器的小数频偏的装置，其中，上述接收信号所采用的调变模式为正交频分复用技术。

12.如权利要求11所述的估算发射器与接收器的小数频偏的装置，其中，该正交频分复用技术将应用于IEEE 802.16e规范，IEEE 802.16e、即微波存取全球互通技术。

13.如权利要求10所述的估算发射器与接收器的小数频偏的装置，其中，该旋转相位补偿器更包括：

相位估算器，估算该第一延迟相关性的相位；

第二乘法器，将该第一延迟相关性的相位乘以三，以计算出第一数值；以及

相位转换器，藉由转换该第一数值至弧度区间以产生上述处理后相位数据，该弧度区间为-π至π。

14.如权利要求13所述的估算发射器与接收器的小数频偏的装置，其中，该弧长系数为

其中，T_s为该接收信号的取样周期，D代表上述第一与第二前导重复码间的延迟。

15.如权利要求10所述的估算发射器与接收器的小数频偏的装置，其中，该旋转相位补偿器更包括：

第一相位估算器，估算该第一延迟相关性的相位；

第二延迟相关性估算器，估算第二延迟相关性，该第二延迟相关性存在于该第一前导重复码以及该接收信号的第三前导重复码之间；

第二相位估算器，估算该第二延迟相关性的相位；以及

加法器，将上述第一延迟相关性的相位与该第二延迟相关性的相位相加，以计算出上述处理后相位数据。

16.如权利要求15所述的估算发射器与接收器的小数频偏的装置，其中，该弧长系数为

其中，T_s为该接收信号的取样周期，D代表上述第一与第二前导重复码间的延迟。

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