TW200807918A - Timing errors - Google Patents

Description

200807918 九、發明説明： • 【發明所廣之技術領域】 本發明係關於一種分析取樣訊號的方法，尤指— 、 種於抽樣前变士 該訊號之取樣瞬間決定一調整值，其將於一給定 于 、 、 a平處建設性地 結合，以造成為抽樣號及一主要變化之頻率me應者 【先前技術】 在-典雜線電系統中(請參考第一圖），訊息係藉由—發射機 調變為-無線電載波。之後這訊號經過—未知且變_環境傳送 至該接收機。對於-接收機的效能，將環境的影響自觀號移除 的能力通常為關鍵。 μ 該發射機101經由一附加錯誤保護編碼區塊1〇2且之後經由一 調變區塊103傳遞訊息位元，該調變區塊1〇3調變該已編碼訊息 為一無線電載波。如調變的部分，可附加已知的符碼以幫助該接 收機中的無線電通道估計。 旦傳輸，之後该無線電訊號於接收機1〇8之前經過該無線電 通道104。該無線電通道頻繁地使碼間干擾（ISI)上升，之後其必 須藉由該接收機移除以確保正確接收。於藉由該接收機區塊處理 之耵，該訊號亦同時獲有干擾及雜訊。當該雜訊係為自該環境而 來之熱雜訊時，該干擾係因該頻譜之其他使用者而提高。之後附 5 200807918 加的雜訊係因該訊號經由該Rx前端區塊1的而附力口 該接收機⑽於該Rx前端中將該類比無線電訊號轉換為一數 位基頻訊號。之後該訊號係通過該解調變㈣⑽。 存在於該ISI、他X及因鱗電通奴Rx前端騎加之雜訊中 的傳輸編碼位元。之後該訊號係經_區塊浙以產生該些最終 接收之訊息位元。

於-典型接收機中，準確的時間回復對於該解調變區塊106的 效能是否良好係為重要的。於該時間回復循環中，對不正確的連 接程度產纽能上的影㈣同時__魏缝該解調變單元 的架構而定。於雜收翻非理想時序的例子中效能下降的程度 亦嚴重地被雜«運狀取樣麵辟。接收機運作之速率2 於符碼率係為習知，其亦與過取樣架構相關，相較於符碼率接: 機’其對於時序錯誤較不敏感⑽㈣.⑽，场G oak is，1 edition，McGraw-Hill international)。戴而，在 接收機愤㈣轉，對於在執行數錢算及記㈣的需求方面 幾乎總會導致更複_解決方案。·，為了使該触機有效運 作，其需避免過取樣該接收訊號。 河逮下行分組接入(HSPDA)係為該3GPP標準之釋出99變化版 、/、進/、曰在經由提昇資料率及降低端對端的潛在因素以提 ^曰強的使用者體驗。這些改進係經由增量冗餘(IR)的組合及使 用河卩白凋艾方式而實現。HSPM藉由導入用於資料相對通道之 6 200807918 16QAM的使用而延伸該3GPP的容量。然而，其應注意該16QAM調 變對於傳播介質中之失真，如ISI，相較於用於3GPP系統之釋出 99變化版本的QPSK調變方式，其係顯著地更為敏感。為了降低該 接收機對通道失真之敏感度，更有效且更複雜的接收機架構被提 出。線性最小平均平方誤差（LMMSE)等化器係為這種架構之一範例 {Chip-Level Channel Equalization in WCDMA Downlink，K· Hooli， M· Juntti，M.J· Heikkila，P· Komulainen，M· Latva-aho，J· Lilleberg, EURASIP Journal on Applied Signal Processing, August 2002) 〇 該LMMSE等化器藉由減少因傳播通道導致的失真而提升了該 解調變單元的效能。該LMMSE等化器可利用一前置濾波器Rake架

儀而 d(JSquallzatl〇n ιη ψ〇)ΜΑ terminals，Kari Hooli，PhD 版雜巾該f知Raek接㈣係於其之前加上—線性遽 波器，其目的為移除由通道導致的ISI。該接收機的連接程度效能 係根據已處理讀位喊的時序。該效能亦隨已触的數位訊號 之取樣速率而變化。 第二圖同時顯示-符碼率實施方式（每一細片取樣一次）以及 一=取樣實施方式(每—細片取樣兩次)之情形，於衰減傳播條件 "〜皮Rake接收機的總輪出效能。其顯示總輸出效能係相 對^接收機所觀察到之時序延遲。其可觀察到在該符瑪率接收機 之[月形中’效能因接收機所使用的時序而有顯著的變化。最佳取 7 200807918 樣點以及最絲#_總輸出的差異近料於 收機之贱_，料雜㈣麟、。上^過取樣接 使用過取樣魏以之狀_減少因此， 需求。然而，運作純,ti _㈣卜除精確_該取樣點的 機，豆運曾更、、，、日—7之魏機她_符碼率接收 對於接收機所伴隨的能量消耗將因此更高。 二=所需求的記憶體數量亦更大。然後重要的係須注意藉 «所達紅比融過取樣接 取1〜輸出末的至。精由顯示於第三圖中數位訊號 之'員邊的圖案’這樣的觀察一開始令人舒異但卻可易於理解。在 Μ _ ’符碼_於3.麵ζ。批，_接收機將能 狗處理頻率顧―1. 92廳至1· 9顺巾的訊號。其可_ 3觀察 到，大部分有用的訊號係限於這個範圍中（於2MHz處的衰減已等 於10dB)。因此’ s於—符碼率接收機其可提供良好效能，提供可 ‘機中一致的良好時序點。 【發明内容】 有鍛於上述習知之缺慽，發明人有感其未臻於完善，遂竭其心 智悉心研究克服，憑其從事該項產業多年之累加經驗，進而研發 出一種分析取樣訊號的方法。 根據一樣態，本發明提供一種分析取樣訊號的方法，其係用於 抽樣，其中該抽樣流程產生該訊號之抽樣變化以及該訊號的變 8 200807918 化’且其中該方法包含：如有任何需要，於抽樣前對該訊號之取 • 樣_蚊—罐值，其將於-給定鮮處賴性地結合，以造 , 成该抽樣訊號及該主要變化之頻率響應。 该訊號之抽樣訊號變化以及該主要變化之頻率響應間的建設 性干涉於此情形中獲致良好效能，其中該取樣訊號係為一鹏a 貧料訊號，其鱗於—取樣頻料於該龍碱之符碼率抽樣， 贿该貝料訊號之後可利用一運作於該符碼率之LMMSE架構解調 變0 错由前述本發_縣關定之罐可於其抽樣之前調整該 訊號之取樣_。舉例來說，在f知此技藝者的能力範圍下，設 計-遽波ϋ將能伟該取樣域之取樣_。躲絲樣瞬間之 調整’其储由前述本發_漏所概，可於個賊除或純 =，以對該取樣_獲得—實質的調整。舉例來說，調整值可於 時間上累加，其中該累加之調整值係用於該調整之—現值，之後 其係用於該取樣_。可湘各種方如加權為了提昇效能而累 加的該些數值。 /該取樣訊號及其主要變化之頻率響應間之建設性干涉的頻率 係可任意選擇地搜尋。然、而，其中_本發明以增進—解調器的 2能’其係運作於已對符碼率抽樣之—通訊訊號，藉由設定該任 意頻率至二分之―，或大約，隨著抽樣之資料訊制取樣頻率， 將使該解調器達到較佳的效能。 9 200807918 在可靠的具體實施例中，該取樣訊號係為傳送一列符碼之通訊 訊號。舉例來說，該資料訊號可包含一 HSDPA hs—dsch資料通道。 根據前述本發明之樣態，係判定一取樣瞬間調整，其將造成該 訊號之抽樣變化及其主要變化之解響應建設性的結合。舉例來 說’該訊號之減變化之頻率響應可藉由計算該通道脈衝響應之 離散傅利葉轉換㈣定，其巾舰縣經由該通道接收。之後該 主要變化之解響應可視為樣訊號之辭__化，其係 於抽樣之前藉由等於該訊號之取樣頻率的數量而平移。 本电明主要以-種方法做描述。然而，本發明亦延伸至編排軟 體以執行本方法且亦設置裝置喊行本方法。 【實施方式】 為充分瞭解本發明之目的、特徵及功效，兹藉由下述具體之實 施例’並配合_之圖式’對本發明做—詳細說明，說明如後： 弟四圖及第五圖為兩種所提出架構之適當的具體實施例。在第 四圖中，Rx前端區塊1〇5後伴隨一時序修正濾、波器働。其係假 定第四圖及第五圖兩者，其藉由該Rx前端區塊⑽所

均係過取樣_來說，對於—龜祕該訊號_每細;J 羨產生）撕序修正濾波器將一已知延遲應用於未有修正任 何其他特性之接收訊號（即，波^絲具有·她之一全通 遽波器。該日_正親器_之不同實财式料可能且其所 200807918 描述係為私叙_之外。t_驗由該 觸=的延遲係自時序錯誤估計單元職 ^之-延遲訊號係於降取樣單元術中抽樣致使該訊號之後 係_付碼率減少取樣。因此該解調變單元⑽可於該符碼率運 作取後錯决修正係於107中完成以產生該傳輸訊號之估計。 在第四圖中’藉由该時序錯誤估計單元仙所獲得之時序控制 峨係峨至該時序修正濾'波㈣G。第五__較前饋控制 ，構^第五騎表示的架構中，在任何延遲仙前，該時序錯 °、十單元401直接以前端區塊服所產生的訊號運作。由 時賴誤估計單元姻中所獲得之時序控制訊號係之後用於驅動 枷序修正濾波H 該時序修场㈣權之輸⑽之後傳至 該降取樣單元術。自該降取樣單元搬取樣之符碼率係之後由解 调夂區塊106及錯誤修正區塊丨〇7處理以產生該傳輸訊息之估計。 士在更詳細地描述第四圖及第五圖之具體實施例前，尤其係與該 ¥序錯决估計單元4Q1有關’這些具體實施例之特性，特徵及優 勢現將被提出。 這文件中所贿之频實施顺出—健構，其於—數位訊號 情計及修正時序錯誤，其卜理想時序點係自該傳播通道之估 „十而獲知且其中顯示了一種機制以自該最佳點獲得修正。 描述於廷文件中之具體實施例顯示獲得一時序控制訊號之時 序估計裝置係使用於數位通訊系財。該時序控制職可使用於 200807918 驅 動-時序修正機制(舉例來說 通訊接收機中實現理想時序。，v里延遲濾波器）已於一數位 後饋控制架構（第iFlw彻—麵控獅構（第五圖）或-元。料料料單元域時序修正單 (該過取樣比率僅紅單域理之w號係過取樣 "該元及該時序修正單元 作。因此 -，刹田序係與该付碼週期匹配的方式運 S出之時序估計機制 解調變單元運胁—^ φ 請u m使该 構相同的效能。率錢同時翻如—更複雜的過取樣機 於:物啡蝴彳㈣序㈣職細傳播通道的 μ通软頻铸應㈣得。該時序料裝置估計理想時 _間致使抽樣通道之頻率響應中的變化成分建設性地附加於實 際的頻率響應。 ”先剛技術解決方餘比，其中時序控制訊號係自接收訊號直 接地獲得，所提出之具體實_展現大量的優點。第-，因其運 作於該傳播通道而狱該接收訊號，故為了獲得該時序控制訊號 所處=之取樣的數量係顯著地降低。該取樣的數量制於定義根 據該實際的_環境之_通道，但其麵常顯著地低於需要獲 得-時序控制訊號之接收取樣的數量。因此所提出之具體實施例 12 200807918 就實施複雜度方_示其伽。甚者，且可能更為顯著地，自該 傳播通魏叙時序控制職的準確性餘自該接㈣號估計之 控制《更佳。即便該傳播通道係自該接收訊號估計之情形中， 其亦適用。 田遠通逼亚非一先前已知時，—引導訊號或訓練序列係典型地 柑設於該傳輸訊號中致使接收射這已知聽相以估計傳 輸通道。通細較該職之其餘部分紐之抑接細丨導訊號 (舉例來說，該訓練序列可以較該訊號之其餘部分更高的能量傳 輸）。在3GPP標準中，該一般引導通道(cpiCH)可用於通道估計 {3GPP TS 25. 211； Technical Specification Group Radio Access

Network’ Physical channels and mapping Qf transport channels onto physical channels (FDD)) 〇 接收献與該已知CPIGH通道相互關崎得。触已知cpiCH 訊號之相雜提升了該產生通道之娜比(SNR)，該產生通道係藉 由等於該CPICH通道延展係數之係數而估計。利用定義於該綱 標準之形式，通道估計SNR中之增益係接近27. ldB。 其應注意所描述之時序控制改良的應用並不僅限於引導訊號 箝設於該傳輸碱之通訊_。在缺少料贼之情形中，其可 使用隱蔽估計技術以獲得該傳播通道之估計。 為了更進一步提升該時序控制訊號的品質，可使用一些濾波器 階。首先，一低通濾波器係應用於與該傳播通道之頻率估計符合 13 200807918 遲。甚者該時序錯誤訊 免因濾波杰之群體延遲特性導致之任何延 號的濾除亦可完成。藉_除/減少自雜 =序錯贿㈣綱增權。所編機$ 二機制’其係基於與該傳播通道之頻率估計相符之複數符碼的 在所提出之-較佳具體實關巾，該_通道之鮮響應係首 乂:於兩倍細片速率之取樣率計算。該時序位置係之後獲得， 致使當抽樣降低至對每細片—取樣時，該含有映像之原始頻率塑 應的變化成分係建雜地。自該抽樣之變化係於每細片-取樣允 f之頻率細的兩輕控制。麵狀频實施射，用於獲得 -亥期A序位置所需之頻率響絲計可不需任何紐運算即可產 生0 斤提出之毛明可適用於任何數位通訊系統，其中該傳播通道係 已知或可估4 ’舉例來說，彻—引核訓練訊號。所提出之發 月的應用JL不限於任何特定多存取方式亦不限於任何傳輸格式。 其亦應注意所如之__包含單天狀乡天線連接方式（同 時於傳輸及接收側）。 該時序估計裝置可以硬體、一處理器上之軟體或結合兩者來實 現0 14 200807918 Λ需要顯示將被使用 為了更詳細地描述所提出之具體實施例， 到的傳輪連接的模型。 該接收訊號可表示為 =Σχ(ζΜ^ - ι)-^Σχ(ιΗ^ - i)+c(k) /=〇 /=〇 \ ’

其中WU示刊的傳播通道路σ。制形塑自相鄰蜂 巢而來的熱雜訊及干擾的結合。（⑹係假定轉有等於。2之白高 斯雜訊(AWGN)。該些取樣φ)表示為傳輸引導序列以及制係用於 表示在該服務蜂巢中自不同使用者而來的訊號。 假定延文件的其餘部分，並無任何一般地缺漏，其。 該通道脈衝響應(CIR)係藉由將該接收訊號與該引導序列 聯而獲得 /、 1 其中#係為W-GDMA ;丨導峨之延展係數。 這關聯性可由四個項次而顯示 无(/) = α X χ(/) 嘴 KM) N ^ s(k - m)c (k - /) +士 15 200807918 項縣由刻導訊號之 通稱口值相關。附加之三個項次表示在估計流針產生 上述做為該通道脈衝響應估計之方似 樣率接收。狹而所士 + 式係饭疋相就於該取 、…恤逑之方法可易於延伸至過取樣的情形。在一 過取樣系統中，該已知™訊號，其恤定於符碼率，係對 於该接收訊號之-細片範圍中不同相位有關。之後可校對對於該 接收訊號之不_位有_結果，以高於該符碼率之取樣率產生 一通道脈衝響應。其應強調的係利用該接收訊號對該cpicH訊號 的關祕僅係-種可能的方法，以產生該通道輯響應之估計。 所提出發明之顧係對任何通道脈衝響應估計技術均適用。其可 用於其他獅，紙雜最小付州物

John G. Proakis, edition, McGraw-Hill International^ ^ 以獲得該通道估計。其亦可_能運條缺乏—將訊號及/或訓 練序列之技術。舉㈣說，可仙隱蔽通道估測方法(趣j

Channel Estimation Using First and Second Derivatives of the

Characteristics Function, A. Yeredor, IEEE Signal

Processing Letters，vol· 9，no· 3 March 2002)。 藉由該接收器所觀察到之傳播通道的頻譜可表示如下 〜⑺=Σ - * V·2♦吡)Γ° n \ Is) /-

Ts

16 200807918 其中U轉_接_之取_期。在職收狀符碼率實行 係等於該符碼率，的倒數。當使用過取樣時-係等 m嶋於l4(/)表示該傳播通道之真實頻率響應。Γ。係 猎脚序修正濾波器働於該接收機所導入之延遲。 輪㈣亀__樣通道的頻 =::=:化項與-於°之項次相符。 #於雜樣通逼脈衝響應頻譜的貢獻係依據該傳播 =響=該取樣相的以及該取樣週紙。第六圖及第七圖分 入円、r ^纟^—取如及每㈣二取樣之兩種_下，具有結 二之w信號的頻譜。當該解調變區塊運作於每細片一 〜、母細片二取樣方式相比時，藉由比較這兩侧示之 ===成分間的部份重疊區域，其可觀察到係顯著二 不以嶙係於該符碼率取樣時，其變化將更顯著。 弟二圖顯示於每細片_取樣以及每細片二取樣之兩種情形 叶曾。"a樣傳，道之辭響應。該鮮響應已以抑取樣相位 可贿到在—峨贿㈣二取 率_'係本質上對所有不同的抽樣相位相同。另^面二= =每細片-取樣運作時，該抽樣頻率響應顯著地隨該‘二 雙這是因為該變化係、由該抽樣流程所造成。 1 如細侧_顿_狀網巾編，具有該 义成刀之實際響應的組合係依據該取樣時間〜。提出時序估計 200807918 裝置之目的係當該變化由該抽樣所造成時，獲得一時序控制訊 號，致使對於一給定頻率點/α該實際響應及該主要圖像成分（即， 其中於序列方程式中η=1之成分)建設性的結合。這條件可表示如 下（下列方程式假定其Λ 但是該方法可易於延伸至包含/<〇的 情形） 〆、

Imk* (Λ) x X{fa ^fs)x e~2J^} = 〇 該乘積跑-Λ)可以下列一般形式表示 ^ (Λ)><Χ(/α ~/5) = Ξ(/α)χβ7/?(Λ) 對於ϋ亥主要受化成分之建設性組合的條件可因此表示為 β^〇)'2πτ0/Ξ =：〇 因此該理想時序位置可利用下列方程式獲得

Ts 上述方程式顯示該理想時序位置（對於一給定頻率點產生建設 性變化係為理想），可自該傳播通道之頻率響應的訊息獲得。 ▲該頻率乂係為-多變的頻率。實際上，當寺達到良好的 效月匕這么卞件限疋了5亥主要訊號及該第一(㈣）變化之頻率響應 的封包”間交叉點。雖然效能似乎因乂自从更為移開而減少， 但仍於Λ/2附近的頻率達到合理的效能。舉例來說，其應注意將可 能根據該it道脈_應之雜適#地離乂的值。 第九圖顯示所提出之時序估計褒置的一特定具體實施例。該傳 18 200807918 播通迢路口’不論估計或先前已知，係傳輸至單元_及观以 產生該解響應值彻。些糊請以估 計該頻率響齡(/m/s)。描述於這文件中之方法的應 用亚不限於任何特定的頻率估計技術。舉例來說，其將可藉由對 該傳播通道路π應用—DFT以計算該頻率響應值。之後該估計頻 率響”/J於共軛單元5。2中共軛以獲得彻。之後該複數乘 積^又可自這兩個頻率響應值算出。該複數乘積 χ Λ -乂)係通過一低通濾、波器5〇4以嘗試並減少該估計 雜訊。之後波複數乘積之相位飧)係於計算相位單元5〇5中 估計。之後該理想時序位置可直接自這相位值估計。 士其餘意將有可能自該未遽波複數乘積r(/Jx跑-乂)估計 «亥相位ΘΛ)且之後以該相位值通過—低通毅糾卩，交換低通 慮波器504及計算相位單元5〇5的順序）。然而，如此做將於該濾 波相位值之產Μ導人—延遲，其等於該低通舰器之群體延 遲PH慮波為之别已完全初始化，這並非當該濾波器應用於 該複數乘積功>功;1)時，該虛歧實·的鱗係主要有 效的情形。 自該複數乘積功：)χ也—Λ)之滤波變化的相位外）可利 用一些不馳術完成。舉例來說，其可自該複數乘積的實部及虛 =間的比率之反正切估計該相位处）。然而，其應注意所提出之 4序估計方法的應用並不限於任何特定的計算相位單元咖之實 19 200807918 行0 Π77 於-取樣之4 單元娜所產生之時序估計具有限定 細!^該_可_、_卩顿麵。因此，在 係藉由非yr更進—步處理之前不遮_係為重要。該步驟 “、、敝相位早7G 506完成且提供一非遮蔽 之後藉由區坤Μ只辦方a L 蚊寸序估桃）。 〜广 之麵蔽相位錯誤係_區塊508以辞 异¥序錯誤。用於古十曾舞人 Λ 口十 係根據該响'r ^顧她錯誤似 f， 其中它們係累 加的 之後該些時序錯誤电)係提供至累加單元507， 该累加單元507產生一時序控制訊號，其 正濾、波器400。該時序控制訊號係為藉由單元咖計:: 累加的現值以及係為藉由時序修正遽波器錯决 位置之改變的現值。 而要應用於該取樣 於累加單元5〇7中該非遮蔽相位值 波，其提昇該時序控制訊號的正確性。舉例紅些低也慮 p0b迴圈實縣帛加，其可最佳 τ彻第- 最精確的結果。藉由依據照其相對二 的權重，其可增加該累加單元50 ==场序估計值不同 4°凡抑制能力。第九圖表示 20 200807918 丄也-Λ)之能量故) 後,m二肩中且之後傳輪_倾紐器504。之 ΐ：Χ=物触)偽_，。不_ 靠：，元5。7〜一⑽上之可 舉例來說，其可如下列所示完成該累加 <η^) = τ{η)+χ{τ{/α)χρ{/α)) 计H/J處理之前的時序控制訊 係為控_累加之迴_細參數。咖絲於該新估 之時序控制訊號。 在累加單元507 ^ί> V、 號且++1)表示於电）已被累加後 之-第二具體實施财，該累加可如下列所示 如0=fWtrW) PWw l^h[zxr(/a)xl^)J 〇therwise 其中P為-門播，舉例來說，其可設為該通訊系統之雜訊停件。 特定現且在人出之時序估計單元的特定具趙實施例。首先這 ，、意岐_可齡實 在效能方面具有特定的特性。 &特例亦 姻定具體實施例，其假定輸入於該時序錯誤估計單元 率/##樣率鱗於兩倍細Μ且瓣取鮮元402輪出之取樣 搞細片率Ρ對於目標為賴性地變化之頻&係等二 21 200807918 Λ/2 0 在此例中，獲得該時序位置r(/J致使 lm{r{fc/2)xX(- fj2)xe~^^ }= 〇 自上述方程式其應尤其注意的視於該特定情形中，當變化對 乂/2建設性的發生時，其亦對人=_乂/2具建設性。因此，建設 性地變化將會發生於限定在每細片一取樣之頻譜的兩邊緣。 在廷特定具體實施例中，該些頻率響應χ(乂/2)及尤/2)之產 出可以-非常低獅度的方式產生。觸轉應值可_下列方 程式產生 Α/€/2) = Σχ(η)χβ'Α2η < ㈣ ^fc/2)=tx(n)xe+J^ 、 n=0 對於此領域任何習知此技藝者很鶴地上述方程式可易於時 形而不m相位也μ執行任何乘法。騎所提&發明之 定具體實施_醉響應估計的實行_度係非常低。 藉由上述方程式產生之解響應空間之寬度 由頻率估計流程所包_範_寬。在存在 #在頻率粑圍中，根據於該通道路σ上取樣ζ+ι的數目，結合了 累加的次數越低，

所提出之時間估計機制的效能可藉由 使該累加長 22 200807918 度適於該賴條件而提升。舉絲說，射設定則加長度致使 用於該頻率響應+ Λ/2及-Λ/2之最小能量係高於—給定門插。 本發明在上文巾⑽紐實施·露，_本項技術者細 解岐，該實施例侧於鱗本發明，而不應解讀為限制本發明 之耗圍。應注意的是’舉凡與該實施解效之·與置換，均應 設為涵蓋於本發日狀範細。因此，本發明之保護顧當以下: 之申請專利範圍所界定者為準。 【圖式簡單說明】 僅經由範例，現在將參照所賴示更詳細地描述本㈣之較佳具 體實施例，其中： 第-圖為-典型接收機運作於—數位通訊系統中，· 第一圖同日愤崎於符碼率及過取樣架構’該接⑽對時間點之 敏感度； 第二圖為HSPDA訊號之頻譜； 第四圖為本發明之一具體實施例； 第五圖為本發明之另一具體實施例； 第六圖為具有每細片-取樣變化成分之3GPP訊號之頻譜； 第七圖為具有每細片二取樣變化成分之辦訊號之頻譜； 第八圖為用於不同抽樣相位每細取樣以及每細#二取樣之變 化頻譜；以及 23 200807918 * 第九圖為用於時間估計裝置之一較佳具體實施例。 - 【主要元件符號說明】 101發射機 102錯誤保護編碼區塊 103調變區塊 ' 104通道 105 Rx前端區塊 106解調變區塊 107錯誤解碼區塊 108接收機 400時序修正濾波器 401時序錯誤估計單元 402降取樣單元 500-507 步驟 24

Claims (1)

1. 200807918 十、申請專利範圍： 1· 一種分析取樣訊號的方法，其係用於抽樣， 生該訊號之抽樣變化，且其中該方法包含： 抽樣前對該訊號之取樣瞬間決定一調整值， 至少一給定位置處建設性地結合，以造忐 ’其中該抽樣流裎產 •如有任何需要，於 ’其將於該頻率域中 以造成該抽樣訊號及一 一主要 變化之頻率響應。

   積、计异該乘積之相位以及自該相位推論出該調整值。 3·如申請專利範圍第2項所述之方法，更包含於計算該乘積之相 位前過濾該乘積。 4·如申請專利範圍第2項所述之方法，更包含於推論出該調整值 之前展開該相位值。 5·如申請專利範圍第3項所述之方法，更包含於推論出該調整值 之前展開該相位值。 6·如申請專利範圍第3項所述之方法，其中該調整值係已過濾或 已累加。 7·如申請專利範圍第4項所述之方法，其中該調整值係已過濾或 已累加。 8·如申請專利範圍第5項所述之方法，其中該調整值係已過濾或 已累加。 200807918 9. 二請專利範圍第1項所述之方法，其中該取樣訊號係為-tiSuPA貝料讯唬’具係藉由該抽樣流程對其符碼率抽樣。 10. 如申請專利範圍第2項所述之方法，其中該取樣訊號係為— HSDPA資料訊號’其係藉由該抽樣流程對其符碼率抽樣。 Π.如申請專利範圍第3項所述之方法，其中該取樣訊號係為— HSDPA貢料訊號，其係藉由該抽樣流程對其符碼率抽樣。 12. 如申請專利範圍第4項所述之方法，其中該取樣訊號係為_ HSDPA貧料訊號，其係藉由該抽樣流程對其符碼率抽樣。 13. 如申請專利範圍第5項所述之方法，其中該取樣訊號係為-匪貧料訊號’其係藉由該抽樣_對其符碼率抽樣。 H.如申請專利範圍第6項所述之方法，其中該取樣訊號係為— 画’料訊號，其係藉由該抽樣流程對其符碼率抽樣。 15·如申請專利範圍第7項所述之方法，其中該取樣訊號係為-HSDPA貝枓喊’其係藉由該抽樣_對其符碼率抽樣。 16.如申請專利範圍第8項所述之方法’其中該取樣訊號係為- HSDPA貝科喊，其係藉由該抽樣流程對其符碼率抽樣。 17·如中請專利範圍第9項所述之方、、表甘 該通訊訊號之符碼率的一半。其中給定頻率大體上係為 18.如申請專利範圍第10項所述之方法，其中給定頻率大體上係 為該通訊訊號之符瑪率的一半。 19·如申請專利範園第11項所述之方、、土 #丄 / ，/、給定頻率大體上係 200807918 為該通訊訊號之符瑪率的一半。 20·如申請專織a[第12項所述之方法，其中給定解大體上係 為該通訊訊號之符碼率的一半。 21.如申請專利翻第13項所述之方法，其t給定頻率大體上係 為該通訊訊號之符碼率的一半。 汉如申請專利範圍第14項所述之方法，其中給定頻率大體上係 為该通訊訊號之符碼率的一半。 23.、如申請專利範圍第15項所述之方法，其中給定頻率大體上係 為該通訊訊號之符碼率的一半。 如申請專利翻第16項所述之方法，其中給賴率大體上係 為17亥通訊訊號之符碼率的一半。 25·如前述巾請補範圍任—彻叙方法，其㈣難樣訊號及 其主要變化之頻率響應值係藉由附計算且於該附流程中該 累加長度係可調整。 27