TW200539598A - A method and transmitter, receiver and transceiver systems for ultra wideband communication - Google Patents

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200539598 九、發明說明： I：發明戶斤屬之技術領域3 發明領域 本發明係有關一種超寬頻傳輪之方法及發射器、接收 5 器及收發器系統，例如超寬頻無線系統。 c先前技術3 發明背景 大部分習知無線系統之頻寬受限制，必須折衷功率來改 良資料速率。根據通道容量之夏農標準，於無線系統達成滿 10 意效能所需之傳輸功率隨資料速率成指數增高，因而限制頻 寬有限系統所可能達成之資料傳輸速率。為了克服此項問題 ，曾經提出超寬頻(UWB)系統，其中通道容量幾乎與頻寬成 線性比例。UWB通訊系統係基於數十微秒至數奈秒範圍之 極短脈衝之產生與發射，具有頻寬數十億赫茲。 15 於習知通訊系統，反射波經由不同路徑長度到達，於 接收器造成建設性干擾及破壞性干擾，劣化系統效能。於 使用極短脈衝系統諸如於UWB系統，此等反射波被接收而 彼此間無干擾。但於此種系統，高速UWB發射之傳播特性 顯示分散過大，可能與相鄰UWB脈衝干涉，但此種系統之 20短發射脈衝相對不受多路徑效應的影響。 於UWB系統，因頻寬大，故可支援極高資料速率，但 UWB發射之功率頻譜密度極低，甚至低於雜訊位準。總發 射功率只有數分之一毫瓦。聯邦通訊委員會(Fcc)已經核准 UWB於無執照之頻帶操作，但當UWB頻譜重疊習知窄頻裝 200539598 置時嚴格規定頻譜極限。如此確保UWB裝置不會顯著干擾 典型之無線裝置。 設計一種用於此種高速系統且具無線頻寬之收發器結 構是一項相當有挑戰性之工作。必須考慮於發射器及接收 5 器之射頻(RF)及基頻信號處理之複雜設計問題。 為了達成高資料速率及改良位元錯誤速率效能’習知 通訊發射器及接收器典型使用分集技術。分集組合時，接 收器可獲得相同發射波形橫過分集路徑之多套複本，且組 合該等波形來獲得改良之效能。 10 有多種不同方式來基於時間、頻率及空間獲得相同信 號之多個獨立複本。於時間分集，同一信號被發射多次(例 如k次），時間分隔係大於該通道之同調時間。此種辦法可 擴充所需頻寬k倍，延遲為同調時間之(k-Ι)倍。但由於玎能 出現高資料速率，故此種重複發射體系用於多種系統高度 15不合實際。此外，高速通訊系統有顯著較多路徑，因而考 慮糸統容量及資源分派，無法獲得系統效能之重大改善。 於頻率分集，同一信號使用N個不同頻率發射，頻率分 隔係大於該通道之同調頻寬。此種辦法也擴充所需頻寬N 倍，若資料流係於串列模式發射，則此種辦法要求(N-1)調 2〇變器及解調器之額外電路。為了以其它配置維持恆定資料 速率，輸入之資料分流為若干(本例為N)並列資料通道，各 通道複製至k頻帶來達成所需k級頻率分集。 最普遍之分集方法為空間分集，其中多根發射器天線 及接收器天線分開間隔係大於該通道之同調距離。此種配 200539598 等文良通讯系統之系統容量及Ber效率。發射器天線數 、、康系、、先要求至發射分集程度決定。空間分集之額外 ::為頜外射頻電路以及各天線關聯之複雜程度。此種發 $射刀集組合方法稱作為多進多出(膽刚分集組合。 一第1(a)圖顯不用於MIM〇組合之習知射頻收發器結構 聋巳例”亥收發為包含一發射器，其具有一m發射天線2之 陣列，各天線有其本身之驅動系統（財未顯朴該接收器 藝 包括一N接收天線3陣列，來獲㈣接收器分集。各接收天 1〇、友L括局部振盪為4及一類比至數位轉換器（ADC) 8。為 〇 了於接收器有有效ΜΙΜΟ檢測，該發射器有最大M發射天線 2 ’但M<N。全部天線2、3皆被調整至同一中心頻率。來自 個別ADCs 8之輸出送至信號處理電路（圖中未顯示），於該 處回復資料。 月，j文討論之分集組合方法用於有較低資料速率之系統 嚴重叉限制。當貝料速率增高時，可解析之多路徑數目顯 • I增加。由於資源受限制，接收器硬體無法滿意地處理全 4夕路徑兀件。此項限制將增加多路徑干擾，而顯著影響 系統能力。 如前文說明，使用轉發射來獲得時間分集及頻率 2〇 ’由於可利用之資源有限，故對於高速率系統相當不合實 際。此外，此等系統就頻寬效率而言高度無效率。 於分集組合可供使用之不同習知方法中，以空間分集 為最普及之方法。空間分集具有數項優於其它分集方法之 優點。但空間分集於接收器及發射器需要多重天線’空間 200539598 分集由於行動站之尺寸及複雜度受限制因而更適合用於基 地台。若多重天線用於接收器，則需要多重接收器濾波器 以及局部振盪器（LO)及ADCs，如此將增加接收器之成本、 尺寸及複雜度。存在有多重ADCs需要跨ADCs之區塊同步 5 化，此項任務不容易。此外，於高速率之多重路徑干擾以 及跨天線間之多流干擾等問題構成使用空間分集系統之重 大議題。 本内文係研究將UWB無線技術引用至高速無線個人 區域網路(WPAN)aUWB技術使用有低工作週期至超寬頻脈 1〇衝來達成較高資料速率。結合空間分集於收發器結構，可 進一步提高資料速率，但前述空間分集限制也適用於UWB 糸統。此寺限制對UWB糸統較顯著，主要原因在於wpan 裝置之成本、複雜度及尺寸等限制緣故。 如此使用習知分集方法於高資料速率之限制、以及可 15能需要超寬頻收發器結構的限制，需要發展出用於超高資 料速率之新穎分集方法，而未顯著增加系統之複雜度。 【發明内容】 發明概要 概略言之，本發明提議一種於發射器採用交錯發射來 20達成發射分集之收發器系統，且例如使用單一天線^於接 收器過度取樣。 根據本發明之第一方面，提供一種發射資料呈脈衝化 超寬頻信號之發射器系統，該系統包含： 一轉換器，其係供將一欲發射之信號由一串列序列轉 8 200539598 成一並列序列； 一調變器，其係供將該並列序列轉成一脈衝列之並列 流，各列具有一脈衝重複週期； 一延遲單元，其係於該相同脈衝重複週期以内以不同 5 時間間隔延遲該脈衝列之並列流； 一信號組合單元，其係組合該經延遲之脈衝流來形成 一組合信號，讓於該流之脈衝出現於單一脈衝之脈衝重複 週期以内； 一脈衝產生器，其係供基於該組合信號來形成一脈衝 10 序列；以及 一天線，其係供發射該脈衝序列。 根據本發明之第二方面，提供一接收資料呈脈衝化超 寬頻信號之接收器系統，該系統包含： 一接收天線，其係供接收該脈衝化超寬頻信號，該脈 15衝化#號具有一脈衝波形、一頻寬、一脈衝寬度及一脈衝 重複頻率’該脈衝化信號包含二或二以上具有相等脈衝重 複週期之交錯脈衝列，該交錯脈衝列係藉一脈衝間隔隔開 ’該脈衝重複週期係大於該脈衝間隔； 一匹配濾波器，其係耦合至該天線，供濾波該接收得 20之信號來形成一濾波後之信號，該濾波器係匹配該接收得 之信號之脈衝波形； 一低通濾波器，其係耦合該匹配濾波器，來處理該濾 波後之信號而形成一經處理之信號； 一類比至數位轉換器，其係耦合至該低通濾波器，來 200539598 以比該接收得之信號之脈衝重複頻率更高之速率，將該處 理後之信號由一類比信號轉換成一數位信號； -串列至並列轉換單元，其係_合該類比至數位轉換 器，來轉換該數位信號而產生N並列經取樣之信號；以及 5 —w處理器’其係_合至該串列至並列轉換單元， 來產生一代表該接收得之資料之輸出信號。 根據本發明之第三方面，提供一種收發器系統，該系 統包含一發射資料呈一脈衝化超寬頻信狀發射器，該發 射器包含： 10 轉換裔，其係供將一欲發射之信號由一串列序列轉 成一並列序列； 一調變器，其係供將該並列序列轉成一脈衝列之並列 流，各列具有一脈衝重複週期； 一延遲單元，其係於該相同脈衝重複週期以内以不同 15時間間隔延遲該脈衝列之並列流； 一^號組合單元，其係組合該經延遲之脈衝流來形成 '、、a l號，讓於该流之脈衝出現於單^___脈衝之脈衝重複 週期以内；以及 一天線，其係供發射該脈衝序列，該收發器系統進一 20 步包含： 一接收呈一脈衝化超寬頻信號之資料之接收器，該接 收器包含： 一接收天線，其係供接收該脈衝化超寬頻信號，該脈 衝化仏號具有一脈衝波形、一頻寬、一脈衝寬度及一脈衝 200539598 重複頻率’該脈衝化信號包含二或二以上具有相等脈衝重 複週期之交錯脈衝列，該交錯脈衝列係藉一脈衝間隔隔開 ，該脈衝重複週期係大於該脈衝間隔； 一匹配濾波器，其係耦合至該天線，供濾波該接收-得 5之信號來形成一濾波後之信號，該濾波器係匹配該接收得 之信號之脈衝波形； 一低通濾波器，其係耦合該匹配濾波器，來處理該濾 I 波後之信號而形成一經處理之信號； 一類比至數位轉換器，其係耦合至該低通濾波器，來 10以比該接收得之信號之脈衝重複頻率更高之速率，將該處 理後之信號由一類比信號轉換成一數位信號； 一串列至並列轉換單元，其係耦合該類比至數位轉換 ，來轉換该數位信號而產生N並列經取樣之信號；以及 一^唬處理器，其係耦合至該串列至並列轉換單元， 5來產生一代表該接收得之資料之輸出信號。 • 根據本發明之其它方面，提供一種包含前文定義之發 射器、及/或接收器及/或收發器之ds_CDma系統。 根據本發明之又另一方面，提供一種發射資料呈脈衝 化超寬頻信號之方法，該方法包含： '串列至並列轉換器，將一欲發射之信號由一串列 序列轉成一並列序列； 於调變器，將該並列序列轉成一脈衝列旅列流，各 列具有一脈衝重複週期； 方、。亥相同脈衝重複週期以内，以不同時間間隔延遲該 200539598 脈衝列並列流； 組合該經延遲之脈衝流來形成一組合信號，讓流中各 脈衝係於單一脈衝之脈衝重複週期以内出現；以及 發射該組合信號。 5 根據本發明之又一方面，提供一種接收資料呈脈衝化 超寬頻信號之方法，該方法包含： 接收該脈衝化超寬頻信號，該脈衝信號具有一脈衝波 形、一頻寬、一脈衝寬度以及一脈衝重複頻率，該脈衝化 信號包含二或二以上具有相等脈衝重複週期之交錯脈衝列 10 ，該等交錯脈衝列係以一脈衝間隔隔開，該脈衝重複週期 係大於該脈衝間隔； 於一匹配濾波器，濾波該接收得之信號來形成一經濾 波之信號，該濾波器係匹配該接收得之信號之脈衝波形； 於一耦合至該匹配濾波器之低通濾波器，處理該經濾 15 波之信號來形成一經處理之信號； 將該經處理之信號由一類比信號轉成一數位信號； 以高於該接收得之信號之脈衝重複頻率之速率，對該 數位信號進行串列至並列轉換，以及產生一經取樣之信號 ;以及 20 處理該經取樣之信號來產生一代表該接收得之資料之 輸出信號。 本發明之較佳具體例於發射器及接收器二者導入分集 增益，如此有助於改進系統容量。 於較佳具體例中，劃碼多向近接技術可用來處理多向 12 200539598 近接。選用較高調變系統如QPSK可加快資料傳輸速率。 較佳具體例中，提示用於UWB傳輸之基於局部振蘯器 之多重頻帶發射器。多重頻帶發射器系統允許使用者選用 有較低干擾的頻帶，以及忽略由現有無線標準使用之頻帶 5 。多重頻帶系統可顯著減少UWB系統間之干擾，以及改良 複數個無線裝置之並存。 如此，本發明之具體例之目的係有相對簡單之射頻結 構，可探討空間分集，但未於發射器及接收器二者使用多 根天線。 10 圖式簡單說明 將參照下列附圖說明本發明之較佳特色，附圖僅供舉 例說明之用，附圖者： 第1圖為具有空間分集之習知射頻收發器結構之示意 圖； 15 帛2⑷圖為藉UWB發射器產生之脈衝序列之範例之波 形圖； 第2(b)圖為接收得之UWB脈衝之範例之波形圖，該 UWB脈衝係對應於不含通道失真之發射脈衝； 第3⑷圖為對應於BPSK調變之習知脈衝產生器之示意 20 方塊圖； 第3(b)圖為根據本發明之具體例，使用QpsK調變之脈 衝產生器之示意方塊圖； 第4⑷圖為根據本發明之具體例，具有正交混合器用於 多重頻帶發射之另-者發射器結構之示意方塊圖； 13 200539598 第4(b)圖顯示第4(a)圖所示具有正交混合器用於多重 頻帶發生之另一發射器結構於不同階段之波形圖； 第5圖為第4(a)圖所示具有正交混合器用於多重頻帶發 射之另一發射器結構，用於多重頻帶之頻率分派之範例； 5 第6(a)圖為有多根發射天線之習知發射器結構之示意 方塊圖； 第6(b)圖為根據本發明之具體例，交錯式發射器之示意 方塊圖； 第6(c)圖為根據本發明之具體例，另一交錯式發射器之 10 不意方塊圖， 第7圖為於交錯式發射流之波形之示意圖； 第8圖為根據本發明之具體例，過度取樣接收器之示意 方塊圖； 第9(a)圖為第8圖所示，根據本發明之具體例，基頻信 15 號處理單元之示意方塊圖； 第9(b)圖為第9(a)圖之基頻信號處理單元之第η多抽頭 早元之不意方塊圖， 第9(c)圖為第9(a)圖之向量乘法器（Μ)單元之示意方塊 圖； 20 第10圖為表，顯示系統（包括根據本發明之具體例之系 統）之模擬研究用之多重路徑通道特性及對應之模式參數 之範例； 第11圖為表，顯示根據本發明之具體例，一系統模擬 研究用之系統參數； 14 200539598 弟12(a)圖為線圖’顯示具有過度取樣因數32之本發明 之具體例及具有二延遲抽頭之RLS等化器於通道模式用於 0-4米視線(LOS)傳播條件之效能； 弟12(b)圖為線圖’顯示具有過度取樣因數32之本發明 5之具體例及具有二延遲抽頭之RLS等化器於通道模式用於 4-10米非視線(NLOS)傳播條件之效能； 第13(a)圖為線圖，顯示具有過度取樣因數16之本發明 之具體例及具有四延遲抽頭iRLS等化器於通道模式用於 0-4米視線(LOS)傳播條件之效能； 10 第13(b)圖為線圖，顯示具有過度取樣因數16之本發明 之具體例及具有四延遲抽頭之1^^等化器於通道模式用於 4-10米非視線(NLOS)傳播條件之效能； 第14(a)圖為線圖，顯示具有過度取樣因數16之本發明 之具體例及具有二延遲抽頭之1^^等化器於通道模式用於 15 0-4米視線(L〇S)傳播條件之效能； 第14(b)圖為線圖，顯示具有過度取樣因數16之本發明 之具體例及具有二延遲抽頭之!^^等化器於通道模式用於 4-10米非視線(NLOS)傳播條件之效能； 第15(a)圖為線圖，顯示本發明之一具體例有不同接收 20器參數用於不同過度取樣(OS)因數之效能之比較；以及 第15(b)圖為線圖，顯示本發明之一具體例有不同接收 器參數用於不同延遲抽頭(DT)因數之效能之比較。 L實施方式】 較佳實施例之詳細說明 15 200539598 將就第2a圖至第15(b)圖說明本發明。 本發明之較佳具體例使用超寬頻(U W B)脈衝用於傳輪 資訊。通常，UWB系統係傳輸載於極窄寬度(Tp)脈衝之資 訊序列’該等脈衝依據調變而定係以規則間隔隔開。此等 5脈衝可使用單一基本脈衝波形產生器形成，持續時間極短 ’典型為遠比對應單一位元或單一晶片之間隔時間更短。 二相鄰脈衝間之間隔稱作為脈衝重複週期（Tf)。 第2(a)圖顯示例如於本發明之一具體例，藉UWB發射 產生之一脈衝序列之範例波形圖。顯示一脈衝流，各财 10衝包含一正迴圈以及一負迴圈。該等迴圈之發生順序指示 資料脈衝通過收發器之程度。第2(a)圖顯示脈衝重複週期 (Tf)與脈衝寬度(Tp)間之關係圖。脈衝寬度(Tp)定義為二迴 圈之持續時間；以及脈衝重複週期（Tf)定義為由一脈衝起點 至下一脈衝起點之時間。 15 具體實施本發明之發射器結構探討使用所發射之脈衝 流之此種記號/空間特性，且以交錯方式組合多個發射哭脈 衝並列流。可交錯組合之並列發射之脈衝流之最大數目受 脈衝重複週期（Tf)對脈衝寬度(Tp)之比所限，該比值也定= 為工作週期之導數。 20 所發射之脈衝形狀當其通過發射器及接收器之無線通 道及天線時將顯著改變。 第2(b)圖顯示當UWB脈衝經發射且無任何通道失真時 ，於接收器接收得之典型波形形狀。如第2(b)圖所示，接收 得之脈衝類似響鈴圖案或振遭圖案，具有粗略相等的正迴 16 200539598 圈與負迴圈持續時間。此種迴圈期扮演要角，且被定名為 脈衝寬度(τρ)，如第2(b)圖之標示。 由第2(b)圖之波形分析了解，回復信號之特佳方式係使 用匹配該接收得之脈衝形狀之遽波器。此種與接收器匹配 5 Hit之有效實用實作為正弦波形，其主要為局部振盈 為(LO) ’具有中心頻率係等於脈衝寬度之倒數〇/Τρ)，接著 為粗略相同頻寬之低通滤波器。實際上此型局部振蘯器(l〇) _ T導人時序不匹，可藉局部振蘯器之正交對補償。 基於前述考量，本發明之較佳具體例包括一使用正交 1〇混合器型接收器之結構。 第3(a)圖及第3(b)圖比較典型習知方法與本發明之具 體例之脈衝產生細#。第办)圖顯*習知Βρ§κ_之脈衝 產生益模組。第3⑷圖之系統包含一脈衝產生器1〇，其驅動 -調節H單元I2來將輸人㈣如轉成脈衝流，其隨後送 15至天線驅動單元（圖中未顯示）。 • 帛3⑻圖顯示根據本發明之—具體例，使用QPSK調變 之-脈衝產生系統。第3(b)圖之系統包含一脈衝產生器^ ，其驅動二調節器單元18、2G。調節器單元狀_直接於 正交資料流Q操作’而另一調節器單元2〇係透過一延遲單元 2〇 22而於同相位資料流!操作。二調節器單元18、2()之輪出隨 後於天線驅動單元24多工化，及傳輸至天線（圖中未顯示） 。延遲D選用為QPSK調變之脈衝寬度之1/4。 經由對資料調變選用Q p s κ，對相等數目之傳輪流，資 料速率可加快因數2。當使用QPSK調變時，二相同發射器分 17 200539598

、外i相位資料及Q相位f料脈衝，其於傳輸前相加。 弟4(a)圖顯示根據本發明之具體例，基於局部振蘯哭之 多重頻帶發射器單元之方塊圖。該單元包含一脈衝產生器 26 =動二調變器單㈣、3()。調變器單㈣之—直接於 5 父㈣流q操作’而另—調變料元如係於同相位資料I 才木作各n周交益單元Μ、3〇之輸出通過個別正交混合器Μ 、34。正父混合物32、渐天線驅動單元％多卫化之前係 藉局部振盪器36驅動。 至於第4(a)圖所示較佳系統，使用正交混合器型局部振 10盪1^ 36其產生經QPSK調變之信號，該脈衝產生器簡單， 可使用任何脈衝成形功能來替代單擊。典型例為高斯脈衝 。脈衝特徵將就選用之多重頻帶之中心頻率而改變。 如第4(a)圖之另一種發射器結構中於不同階段顯示之 波形形狀顯示於第4(b)圖。波形a顯示同相位資料流，波形 15 B顯示正父資料流。波形C顯示由脈衝產生器所產生之脈衝 列。波形D顯示藉同相位資料流調變後之脈衝列；以及波形 E顯示藉正交資料流調變後之脈衝列，調變後脈衝之極性指 示調變資料流之電流位準。 第4(a)圖所示系統允許於多重頻帶傳輸。此種多重頻帶頻 20率分派體系範例顯示於第5圖。由FCC分開用於UWB傳輸之頻 率頻譜(3·Μ〇·6 GHz)分成5頻帶，5頻帶分別具有中心頻率為 3850 MHz、5350 MHz、6850 MHz、8350 MHz及9850 MHz。 已知無線區域網路(LAN)標準(IEEE 802.1 la)係使用約 5 GHz頻帶。經由消除於指定頻率分派之第二頻帶(4600 18 200539598 MHz-6100 MHz)，吁避免因前述無線LAN標準造成干擾。 此外，使用多重頻帶糸統’相鄰小網路可使用不同頻帶而 不會顯著彼此干擾。因此，此種多頻帶系統比較單一頻帶 系統具有改良之並存性質以及干擾剔除性質。 5 多根發射天線組合先進信號處理演繹法則為習知通訊 系統加快傳輸資料速率之常見實務。第6(a)圖顯示使用多把 發射天線用於UWB傳輸之習知發射器結構之細節。發射哭、

包含一並列至串列轉換器40，供將輸入資料流由串列模式 轉成並列資料流，資料流數目係對應於發射天線數目。來 10自轉換器4 0之各並列資料輸出可送至專用碼展頻器單元* 2 ，然後送至由脈衝產生器46驅動之調變器單元44。各並列 資料輸出有一專用調變器單元44及天線48。碼展頻器單元 42係藉展頻碼產生器5〇驅動。應用直接序列展頻之目的係 為了避免多向近接干擾，以及改良效能。但於另_較佳具 15體例（圖中未顯示）中，可删除碼展頻器單元42及驅動此單^ 42之產生器5〇。 若系統使用展頻，則各資料流分開使用相同展頻碼展 頻，且於透過脈衝產生器46轉換成為脈衝列後，經由 天=48七射。脈衝產生器私限制所發射之資料於所要求之 20 4見將產生有預定脈衝寬度之短時序時間脈 ^妾長空間區’如第叫圖所示。因波尖對平均： 脈衝間之間隔正相關數參數，故脈衝之波尖振幅係與 豕本毛月之&佳具體例’交錯式發射器之示意方塊 19 200539598 圖顯示於第6(b)圖。不似第6⑷圖所示習知發射系統，交錯 式，射系統使用單-天線52。發射器包含一串列至並列轉 換器54 ’來將輸入資料流由串列模式轉成並列資料流，資 料流數目係對應發射天線數目。由轉換器Μ輸出之各並列 5貝料可达至專用碼展頻器單元％，展頻器單元％係由展頻 碼產生器58驅動。來自不同傳輸流之資料於延遲單元的相 對於彼此延遲，於發射前於多工器以多工化。多工化後之 資料流於藉脈衝產生器66驅動之調變器64，被轉成脈衝列 及然後傳輸。傳輸流間之相對延遲維持恆定。 10 如歧· ’應用直接序列展頻之目的係為了避免多向 近接干擾，以及改良效能。但於另_較佳具體例（圖中未顯示 )中，可刪除碼展頻器單元％及驅動此單元56之產生器％。 根據又-較佳具體例，交錯式發射器之另一種結構顯 示於第6(c)圖。第6(b)圖與第6(c)圖間之基本差異為脈衝產 15生器66及夕工裔62之位置。於第6(b)圖，並列資料流經延遲 ，日可間經多工化，以及然後轉成脈衝。相反地，於第6(c) 圖，各資料流於專用調變器64轉成脈衝列，於專用延遲單 元60延遲，然後資料流於加法單元68加總，然後才發射。 交錯式發射之時序限制為： 20 •輸入資料序列被分裂為並列資料流(考慮Μ並列流），各 自分開展頻，以及轉成脈衝列，稱作為傳輸流。 •第一傳輪流之延遲(τ〇)設定為零。 •相鄰傳輸流間之相對延遲維持恆定（換言之，τκτ〇二 τ2-ΐι^ = = ο 20 200539598 •最末傳輪流之延遲須小於脈衝重複週期。精確言之， 脈衝重複週期與最末傳輸流之延遲間之差係等於相對 延遲τ(換言之，τντι^τ，此處7>為脈衝重複週期）。 •並列流之最大數目（Μ)須小於或等於脈衝重複週期對脈 5 衝寬度之比(換言之，MSTf/Tp，此處Τρ為脈衝寬度）。 根據本發明之一具體例，於交錯式傳輸期間產生之波 形之說明圖顯示於第7圖。使用二並列流S1&S2。假設對使 用者1以（Cn、C12、……）晶片序列展頻，附圖中之各個單擊 係對應於一個晶片。例如單擊SiC"係對應於流1晶片Cn。 10由於第7圖只有二流，流間之相對延遲為脈衝重複週期之半 。相對延遲將依據並列流數目決定。輸入至發射器天線之 輸入為二流之和，如第7圖所示。 使用交錯式發射，經由增加並列流數目，將並列流以 較小相對延遲多工化，可提供傳輸資料速率，而未增加於 15接收器之過度取樣率。可達成之最大資料速率係由脈衝寬 度TP及最小可解析延遲τ決定。但相對延遲減少將對脈衝間 之間隔長度造成直接影響，因而增加多重路徑干擾。如前 文說明，使用較高調變體系用於所傳輸之資料可進一步提 升傳輸速率。 20 根據本發明較佳具體例，一系統之接收器結構顯示於 第8圖。透過接收天線70接收之信號將具有多路徑分量，且 最可此嵌入雜訊。如前文討論，捕捉所接收之信號能量之 隶仏遥項係設計匹配所接收之脈衝形狀之滤波器，該匹配 可藉基於局部振盪器（LO)之接收器達成。 21 200539598 為了補償因過度取樣造成之時間不匹配及小量延遲分 量’接收得之信號使用正交混合器π，以極高解(須等於 準確檢測之脈衝寬度之倒數)操作處理，來將信號分成一同 相位信號及一正交信號。 分開之同相位信號及正交相位㈣)信號各自通過低通 濾波器74,然後通過類比至數位轉換器（ADC)76，以及送至 串列至並列轉換單元78。各個信號有其本身之濾波器％、 ADC 76及串列至並列轉換單元78，此等單元係與其它信號 之對應單元並列，如第8圖所示。 ADCs 76係以尚速取樣，該取樣速率固定為脈衝重複週 期之N倍。結果所得N倍過度取樣資料流被轉成列流， 各自於該脈衝重複週期（若使用展頻，則為晶片週期)操作。 基頻#號處理單元80處理由I相位及q相位二者產生之此等 N並列資料流來進行通道等化，以及進行隨後之解碼。 第8圖所示具體例中，接收器系統可達成N級之時間分 集。藉此過度取樣接收器結構所得之分集增益係類似採用 多重接收天線所得之接收器分集增益。比較空間分集，提 出之系統具有簡化之接收器結構，有較少LOs及ADCs，但 ADC取樣率比其它方法高N倍。 另一注意重點係採用交錯式傳輸連同過度取樣接收器 ’可有效減少通道分散達因數N。有效基頻信號處理單元8〇 可探討此項特色之改良效能。 藉弟8圖所示提議之接收器系統使用之基頻信號處理 單元80之細節，顯示於第9(a)圖。N並列流各自通過個別之 22 200539598 延遲早成’延遲單元係並_卜若信號於發射 益Γ、’則明單元82之輪“至解錢H84。解展頻哭 =由對各個多抽頭延遲單元82之一向量乘法器單： Γ6組^該單元畴多抽簡出乘⑽別展綱值。向 里乘法解TC86係藉展頻碼產生器⑽驅動。

解展頻後，個別1相位輸出及Q相位輸出送至經先導輔 助之適應性通道等化器單元9〇進行等化。通道等化器單元 90有權值向量W，包含複數個並列單元。各個並列單元處 理被延遲脈衝重複週期（以展頻之例為晶片週期）之多重抽 1〇頭，來改良適應性通道等化器單元9〇之效能。第9⑷圖所示 系統使用空間-時間通道等化器，有多個抽頭可進行通道等 化。具有CORDIC架構之遞歸最小平方(RLS)演繹法則由於 其调變裔、管線化收縮架構，故適合用作為等化器9〇。rls 等化器之進一步細節可參考適應性濾波器理論一書，作者 15 S. Haykin 第 3 版，Prentice-Hall Inc，紐澤西州 1996 年， 508_570頁。

另一較佳具體例（圖中未顯示）中，可刪除解展頻器84。 第9(b)圖顯示第9(a)圖之多-抽頭（多抽頭）延遲單元82 之細節。來自第8圖系統之ADCs 76及串列至並列轉換單元 20 78之各個N並列流係直接送至適應性等化器90或解展頻器 84(若匹配)之輸入端。各流也於延遲單元92延遲一個脈衝重 複週期（Tf)，延遲單元92之輸出送至適應性等化器90或解展 頻器84之另一輸入端。各延遲流也於另一延遲單元94被延 遲又一脈衝重複週期（Tf)，以及輸出送至適應性等化器90 23 200539598 或解展頻器84之另一輸入端，以及送至又一延遲單元96。 該項結構重複N次。 也設置多抽頭延遲單元82來改良系統效能。所需抽頭 數目為系統參數，連同接收器之過度取樣因數可決定適應 5性專化器單元90之硬體複雜度。 第9(c)圖顯示第9(a)圖之向量乘法器單元(m)86之細節 。向量乘法器單元86之功能係將多抽頭延遲輸出乘以個別 展頻碼值。來自多抽頭延遲單元82之輸出送至乘法器單元 98，於乘法器單元98乘以來自展頻碼產生器（圖中未顯示) 10之適當展頻碼。乘法器單元98之輸出送至適應性通道等化 裔早元90之輸入端。 為了降低本發明具體例之接收器之硬體成本及複雜度 ，申請人以有較少位元之ADCs進行實驗。由模擬研究，發 現單一位元ADCs及二位元ADCs可成功地使用而未造成效 15能的低劣。下節討論之模擬研究證實單一位元ADC之效能。

本發明採用之系統已經對不同通道參數做測定模擬。 為了進行模擬研究，所發射之信號必須通過無線通訊通道 ，該通道之特徵為頻率選擇性多重路徑衰減通道。本發明 之具體例之系統假設UWB通道模式係衍生自 20 Saleh-Valenuela模式（進一步細節可參考A Saleh，R

Valenzuela，「室内多重路徑傳播之統計模式」，公告於圯证 選疋通说區期刊第SAC-5卷，第2期，1987年2月，128-137 頁），π有IEEE P802.15無線個人區域網路工作群所做少數 修改。進-步細節可參考IEEEP802.15無線個人區域網路工 24 200539598 」’文件編號：IEEE 其接受以引用方式 作群，「通道模式化小組委員會最終報告 P802.15-02/368r5-SG3a，2002年 12月， 併入此處。 本發明之具體例之通道模式係基於多路徑增益幅度之 對數常態分布而非Rayleigh分布。通道模式係由如下離散時 間脈衝回應組成： ^ (0= Σ Σ hlkl Tpl) 此處為多通道增益係數，τ!為第1化叢集之延 10遲’以及W為第pth多路徑分量相對於第1叢集到達時間 (Τι)之延遲。全部k、m、η、1及p之多路徑係數皆視為毫 無關聯。 IEEE 802· 15無線個人區域網路(WPANs™)之高速交替 PHY研究群(SG3a)提示/選用之通道模式用於模擬研究。第 15 10圖為表顯示IEEE P802.15無線個人區域網路工作群所做 少數修改。進一步細節可參考IEEE P802· 15無線個人區域網 路工作群，「通道模式化小組委員會最終報告」，文件編號 :IEEE ?802.15-02/36815-803&，2002年12月對高速率\\0^ 裝置之模擬研究所提示之多路徑通道特性及對應模式參數 20 。此處所示本發明具體例之模擬研究係使用此等通道模式 進行。 模擬系統使用QPSK進行資料調變，以及使用二旅列傳 輸流。系統效能係以二不同過度取樣因數（16及32)分析。接 收器使用RLS等化器，使用收縮陣列架構有效實作。為了 25 200539598 改進系統效能，中請人使用多個延遲㈣用於㈣結構。 延遲結構及4抽頭延遲結 構。 資料及先導符號經過時間多工化。先導符號使謂速 5率Walsh-Ha(Wd碼進行通道編碼，以及使用正交展頻，處 理增益為4。資料未經展頻來達成可能之最大資料速率。 根據本發明之系統之接收器以浮點（於數位至類比轉 鲁換期間未經任何量化)及單—位元ADC測試。由於adc之可 利用性及成本考5:且有極⑥取樣率，故分析單位元ADC效 W能用於系統之實際實作。資料流未展頻，反而使用相同通 道編碼。 第11圖所示表描述本模擬研究使用之全部模擬參數。 根據本發明之系統之BER效能顯示於第12、13、及14 圖。對IEEE研究群所提出之視線(l〇s)(通道模式1、CM1) 15 及非視線(NLOS)(通道模式2、CM2)通道模式將效能作圖。 φ 第12圖係對應對RLS等化器有二延遲抽頭之具有過度取樣 因數32之系統之效能。第13圖及第14圖分別係對應於具有 延遲抽頭4及2之過度取樣因數16之效能。第i5(a)圖及第 15(b)圖顯示對不同接收器參數之比較效能。第15(a)圖顯示 20 經由提高接收器之過度取樣因數所得之效能改良，以及第 15(b)圖顯示有較多延遲抽頭之系統之效能改良。 UWB傳輸技術由於有大頻率頻帶、以及信號之低功率 頻譜密度，故被視為超高資料率短範圍室内通訊用途之適 當候選者。於本内文，本上下文，本發明檢視高速資料傳 26 200539598 輸之可能方法。 增高任何通訊系統之資料速率之最簡單方式之一係於 傳輸時間使用較高調變。習知UWB系統使用BPSK調變，因 BPSK調變之記號/空間比低之故。因本發明之較佳系統使用 5局部振烫器接收器結構，故於發射器可採用較高調變方法 。但因UWB傳輸之雜訊位準高，故振幅位準可能失真，無 法滿意地進行較高振幅調變如16 Q A Μ。 為了克服及避免此項問題，於較佳具體例，以qPSK調

變較佳用於資料調變。不似BpSKi使用單_脈衝，QpSK 1〇使用一脈衝，分開四分之一週期位移（一個UWB脈衝之四分 之週期位移）。此四分之一週期位移導入各脈衝間的9〇度 相移。 使用前段討論之脈衝產生方法(qPSK)之發射器適合用 於以單一頻帶發射UWB脈衝。因所發射信號之頻帶寬，故 15 UWB信號能將展頻於分派給其它無線系統如蜂巢式電話、 廣播等之頻率頻帶。如此多重無線標準併存於UWB系統乃 必須解決之重大議題。 可使用之大頻寬分成複數個頻帶是有關相鄰小網路併 存與來自小網路之干擾問題之一項可能的解決之道。多頻 20帶發射器可實作此種解決之道。此外，若多重頻帶用於單 一裝置，則須發射器複雜度增高才能顯著增加資料傳輸速 率。為了達成多頻帶傳輸，第3圖討論之脈衝產生單元將以 結合局部振蘯器之經修改之多頻帶發射器置換。但此項修 改為選擇性，可用於經多重頻率頻帶發射脈衝。用於此種 27 200539598 方法之振盪器為可程式，且須有最小切換延遲，如此將輔 助使用者避免用於相鄰小網路之頻率頻帶，且有助於避開 由其它無線標準所使用的頻率頻帶。 如第2(a)圖所示’信號係於產生具有預先規定脈衝寬度 5之單一脈衝後，經各天線發射。對應第k使用者之第m天線 發射之信號表示如後： 此處？心為所發射之信號功率，dkm為對應於第k使用者 10之第m天線具有符號週期Ts之二進制資料。同理，q為為對 應使用者k具有晶片週期心之選擇性展頻碼（系統處理增益 G Ts/Tf)，及Wtr表—巧）示形式之脈衝列，係由以 晶片週期（也與脈衝重複週期相同）隔開之單一脈衝組成。晶 片週期與符號週期對未展頻之系統而言為相同。此種發射 15裔模式可具有極低工作週期。 使用多根天線由於RF^計上的複雜度，將顯著增高發 射為之複雜度。UWB脈衝之記號/空間比例係與習知MIM〇 系統相反，於MIM0系統，晶片係以相等間隔發射而其間並 無任何間隙。發射器結構可藉由探討此種UWb發射之特色 2〇而纟、、員著修改。替代如第6⑷圖所示經不同天線發射並列資料 流，使用單一天線藉交錯發射法可獲得發射分集。 本發明之較佳具體例之接收器效能可藉採用過度取樣 接收器結構，例如第8圖所示來改進。於此種系統，adC係 28 200539598 以較高速率取樣。取樣率通常為脈衝重複週期之整數倍數 。此種經過過度取樣之資料流轉成並列流’各流係以脈衝 重複頻率操作。基頻信號處理單元並列處理此等流，來產 生適應性通道等化信號及編碼信號，讓接收器可達成時間 5 分集。 如此根據本發明之系統導入分集增益於發射器及接收 器二者，有助於顯著改良系統容量。為了配合多向近接， 系統選擇性使用劃碼多向近接技術。選用較高調變如QPSK 可進一步加快資料傳輸速率。 1〇 可對前文說明之本發明之具體例做出多項修改。舉例 言之，可對前述增加其它模組及方法步驟或取代前述模組 及方法步驟。如此，雖然前文已經使用特定具體例說明本 發明，但如熟諳技藝之讀者了解，可未悖離本發明之精髓 及範圍’於申請專利範圍内做出多項變化。 15 【圖式簡單說明】 第1圖為具有空間分集之習知射頻收發器結構之示意 圖； 第2 (a)圖為藉u w B發射器產生之脈衝序列之範例之波 形圖； 2〇 帛2(b)圖為接收得之UWB脈衝之範例之波形圖，該 UWB脈衝係對應於不含通道失真之發射脈衝； 第3⑷圖為對應於BPSK調變之習知脈衝產生器之示意 方塊圖； 第（b)圖為根據本發明之具體例，使用QPSK調變之脈 29 200539598 衝產生器之示意方塊圖； 第4(a)圖為根據本發明之具體例，具有正交混合器用於 多重頻帶發射之另一者發射器結構之示意方塊圖； 第4(b)圖顯示第4(a)圖所示具有正交混合器用於多重 5 頻帶發生之另一發射器結構於不同階段之波形圖； 第5圖為第4(a)圖所示具有正交混合器用於多重頻帶發 射之另一發射器結構，用於多重頻帶之頻率分派之範例； 第6 (a)圖為有多根發射天線之習知發射器結構之示意 方塊圖， 10 第6(b)圖為根據本發明之具體例，交錯式發射器之示意 方塊圖， 第6(c)圖為根據本發明之具體例，另一交錯式發射器之 示意方塊圖； 第7圖為於交錯式發射流之波形之示意圖； 15 第8圖為根據本發明之具體例，過度取樣接收器之示意 方塊圖； 第9(a)圖為第8圖所示，根據本發明之具體例，基頻信 號處理單元之示意方塊圖； 第9(b)圖為第9(a)圖之基頻信號處理單元之第η多抽頭 20 單元之示意方塊圖； 第9(c)圖為第9(a)圖之向量乘法器（Μ)單元之示意方塊 圖； 第10圖為表，顯示系統（包括根據本發明之具體例之系 統）之模擬研究用之多重路徑通道特性及對應之模式參數 30 200539598 之範例； 第11圖為表，顯示根據本發明之具體例，一系統模擬 研究用之糸統蒼數； 第12(a)圖為線圖，顯示具有過度取樣因數32之本發明 5之具體例及具有二延遲抽頭之RLS等化器於通道模式用於 0-4米視線(LOS)傳播條件之效能； 弟12(b)圖為線圖，顯示具有過度取樣因數32之本發明 之具體例及具有二延遲抽頭之RLS等化器於通道模式用於 4-10米非視線(NLOS)傳播條件之效能； 10 弟U(a)圖為線圖，顯示具有過度取樣因數16之本發明 之具體例及具有四延遲抽頭iRLS等化器於通道模式用於 0-4米視線(LOS)傳播條件之效能； 第13(b)圖為線圖，顯示具有過度取樣因數16之本發明 之具體例及具有四延遲抽頭之RLS等化器於通道模式用於 15 4_10米非視線(NLOS)傳播條件之效能； 第14(a)圖為線圖，顯示具有過度取樣因數16之本發明 之具體例及具有二延遲抽頭之RLS等化器於通道模式用於 0-4米視線(LOS)傳播條件之效能； 第14(b)圖為線圖，顯示具有過度取樣因數16之本發明 20 之具體例及具有二延遲抽頭之RLS等化器於通道模式用於 4-10米非視線(NLOS)傳播條件之效能； 第15(a)圖為線圖，顯示本發明之一具體例有不同接收 器參數用於不同過度取樣(OS)因數之效能之比較；以及 第15(b)圖為線圖，顯示本發明之一具體例有不同接收 31 200539598 器參數用於不同延遲抽頭（DT)因數之效能之比較。 【主要元件符號說明】 2.. .發射天線 3.. .接收天線 4.. .局部振盪器 8.. .類比至數位轉換器(ADC) 10…脈衝產生器 12…調變器單元 14.. .輸入資料流 16.. .脈衝產生器 18、20…調變器單元 22.. .延遲單元 24.. .天線驅動單元 26.. .脈衝產生器 28、30…調變器單元 32、34...正交混合器 36.. .局部振盪器 38.··天線驅動單元 40.. .串列至並列轉換器 42.. .碼展頻器單元 44·.·調變器單元 46…脈衝產生器 48…天線 50.. .展頻碼產生器 52··.單一天線 54…串列至並列轉換器 56.. .碼展頻器單元 58.. .展頻碼產生器 60.. .延遲單元 62···多工器 64…調變器 66.··脈衝產生器 68···加法單元 70.. .接收天線 72.. .正交混合器 74.. .低通濾波器 76···類比至數位轉換器(ADC) 78.. .串列至並列轉換單元 80…基頻信號處理單元 82·.·多抽頭延遲單元 84.. .解展頻器 86…向量乘法器單元 88.. .展頻碼產生為 90…適應性通道等化器單元 92、94、96…延遲單元 98.. .乘法器單元 32

Claims (1)

1. 200539598 十、申請專利範圍： 號之發射器系統，

   1· 一種發射資料呈脈衝化超寬頻信 統包含： 串列序列 一轉換，其係供將一欲發射之信號由 轉成一並列序列； -調變器，其係供將該並列序列轉成_脈衝列之並 列流，各列具有一脈衝重複週期；

   一延遲單元，其係於該相同脈衝重複週期 同時間間隔延遲該脈衝列之並列流； 以内以不 10 20 一信號組合單元，其係組合該經延遲之脈衝流來形 成一組合信號，讓於該流之脈衝出現於單一脈衝之脈衝 重複週期以内； 一脈衝產生器，其係供基於該組合信號來形成一脈 衝序列；以及 一天線，其係供發射該脈衝序列。 2·如申請專利範圍第！項之系統，進—步包含—展頻器輕 合至該第一轉換器供接收該並列序列以及供展頻該並 列序列。 、X 3·如申請專利範圍第1項之系統，進-步複數個展頻器單 凡’各個展頻器單元係麵合至該第-轉換器供接收一並 列序列以及供展頻該並列序列。 如中π專利乾圍第！項之系統，其中該調變器具有—輪 入及輸出，該輪入係連結至該信號組合單元，及唁 出係連結至該天線。 乂月·】 33 200539598 5·如申凊專利範圍第丨項之系統，其中該調變器具有一輸 入及一輸出’該輪入係連結至該轉換器，及該輸出係連 結至該延遲單元。 6·如中請4利範®第1項之系統，包含-用於各流之延遲 XJXJ 一^ 5 早兀。 7·如申請專利範_2或3項之祕，進—步包含—展頻碼 產生器來驅動該展頻器單元。 8· -種接收貧料呈脈衝化超寬頻信號之接m统，該系 統包含： 10 一接收天線，其係供接收該脈衝化超寬頻信號，該 脈衝化l號具有_脈衝波形、—頻寬、—脈衝寬度及一 脈衝重複頻率，該脈衝化信號包含二或二以上具有相等 脈衝重複週期之交錯脈衝列 ，該交錯脈衝列係藉一脈衝 間隔隔開’該脈衝重複週期係大於該脈衝間隔； 15 一匹配濾波器，其係耦合至該天線，供濾波該接收 付之l號來形成一濾、波後之信號，該濾波器係匹配該接 收得之信號之脈衝波形； 低通據波器，其係耦合該匹配濾波器，來處理該 ;慮波後之信號而形成一經處理之信號； 2〇 一類比至數位轉換器，其係耦合至該低通濾波器， 來以比遠接收得之信號之脈衝重複頻率更高之速率，將 "襄處里後之传號由一類比信號轉換成一數位信號； 串列至並列轉換單元，其係耦合該類比至數位轉 換°°來轉換該數位信號而產生N並列經取樣之信號； 34 200539598 以及 以^號處理為’其係耦合至該串列至並列轉換單元 ’來產生-代表該接收得之資料之輸出信號。 、t明專利範圍第8項之系統，其中該接收器匹配之濾 5 波斋為一正弦波形。 1〇·如^專利範圍第1G項之系統，其中該接收器匹配之滤 波-為具有中心頻率等於該脈波寬度之倒數之局部 _ 振盈器。 11·如申叫專利範圍第8項之系統，其中該低通渡波器具有 10 頻寬實質上係等於該脈衝之頻寬。 12·如申請專利範圍第8項之系統，進—步包含—正交混合 器耦合於該接收天線與該匹配之濾波器間用於將同相 位鏈及正交脈波鏈與該接收得之信號分開。 13. 如申叫專利範圍第12項之系統，進一步包含複數個匹配 15 之濾波器及/或類比至數位轉換器及/或串列至並列轉換 φ 單70，各脈波鏈具有一個別之匹配之濾波器，及/或類 比至數位轉換器及/或串列至並列轉換單元。 14. 如申請專利範圍第12項之系統，其中該正交混合器係配 置來以實質上等麟脈衝寬度之倒數之頻率操作。 20 15·如申請專利範圍第8項之系統，其中該信號處理器包含n 延遲單元供接收該N並列經取樣之信麥， 、抑一 l ’ JNJ延遲車元各 自係設置來延遲N並列經取樣之信號，^ L之一達一或多個脈 衝重複週期。 16. 如申請專利範圍第15項之系統，其 延遲單元包含 35 200539598 一系列多抽頭延遲網路供由該接收得之脈衝化信號中 選出一預定脈衝流。 17. 如申請專利範圍第16項之系統，其中該信號處理器進一 步包含一通道等化器，其具有一輸入耦合至該一或多個 5 延遲單元之一或多個輸出，用以等化於該預定脈衝流之 一或多個通道來形成一表示該接收得之資料之輸出信 號。 18. 如申請專利範圍第17項之系統，其中該通道等化器係設 置來應用一遞歸平方演繹法則至該預定脈衝流。 10 19.如申請專利範圍第15項之系統，進一步包含一解展頻器 耦合於該一或多延遲單元與該通道等化器間來解展頻 該經延遲之信號。 20.如申請專利範圍第17項之系統，其中該通道等化器為一 先導輔助之適應性通道等化器。 15 21. —種收發器系統，該系統包含一發射資料呈一脈衝化超 寬頻信號之發射器，該發射器包含： 一轉換器，其係供將一欲發射之信號由一串列序列 轉成一並列序列； 一調變器，其係供將該並列序列轉成一脈衝列之並 20 列流，各列具有一脈衝重複週期； 一延遲單元，其係於該相同脈衝重複週期以内以不 同時間間隔延遲該脈衝列之並列流； 一信號組合單元，其係組合該經延遲之脈衝流來形 成一組合信號，讓於該流之脈衝出現於單一脈衝之脈衝 36 200539598 重複週期以内；以及 一天線，其係供發射該脈衝序列，該收發器系統進 一步包含： 一接收呈一脈衝化超寬頻信號之資料之接收器，該 5 接收器包含： 一接收天線’其係供接收該脈衝化超寬頻信號，該 脈衝化信號具有一脈衝波形、一頻寬、一脈衝寬度及一 _ 脈衝重複頻率，該脈衝化信號包含二或二以上具有相等 脈衝重複週期之交錯脈衝列，該交錯脈衝列係藉一脈衝 10 間隔隔開，該脈衝重複週期係大於該脈衝間隔； 一匹配濾波器，其係耦合至該天線，供濾波該接收 得之信號來形成一濾波後之信號，該濾波器係匹配該接 收得之信號之脈衝波形； 一低通濾波器，其係耦合該匹配濾波器，來處理該 15 濾波後之信號而形成一經處理之信號； • 一類比至數位轉換器，其係耦合至該低通濾波器， 來以比該接收得之信號之脈衝重複頻率更高之速率，將 該處理後之信號由一類比信號轉換成一數位信號； -串列至並列轉換單元，其軸合該類比至數值轉 2〇 換11，來轉換該數位信號而產生N並列經取樣之信號； 以及 化， U處理$ ’其係耦合至該串列至並列轉換單元 ，來產生-代表該接收得之資料之輸出信號。、凡 22. -種DS-CDMA系統，包含如申請專利範圍第】項之發射 37 200539598 器。 23. —種DS-CDMA系統，包含如申請專利範圍第8項之接收 器。 24. —種DS-CDMA系統，包含如申請專利範圍第21項之收 5 發器。 25. —種發射資料呈脈衝化超寬頻信號之方法，該方法包含： 於一串列至並列轉換器，將一欲發射之信號由一串 列序列轉成一並列序列； 於一調變器，將該並列序列轉成一脈衝列並列流， 10 各列具有一脈衝重複週期； 於該相同脈衝重複週期以内，以不同時間間隔延遲 該脈衝列並列流； 組合該經延遲之脈衝流來形成一組合信號，讓流中 各脈衝係於單一脈衝之脈衝重複週期以内出現；以及 15 發射該組合信號。 26. 如申請專利範圍第25項之方法，進一步包含於該將欲發 射信號由一串列序列轉換為一並列序列之步驟後，於一 展頻器展頻該串列序列。 27. 如申請專利範圍第25項之方法，其中該於一調變器轉換 20 該並列序列之步驟係於延遲該並列流之步驟以及組合 該經延遲之脈衝流之步驟之後。 28. 如申請專利範圍第25項之方法，其中該於一調變器轉換 該並列序列之步驟係於延遲該並列流之步驟以及組合 該經延遲之脈衝流之步驟之前。 38 200539598 29. —種接收資料呈脈衝化超寬頻信號之方法，該方法包含： 接收該脈衝化超寬頻信號，該脈衝信號具有一脈衝 波形、一頻寬、一脈衝寬度以及一脈衝重複頻率，該脈 衝化信號包含二或二以上具有相等脈衝重複週期之交 5 錯脈衝列，該等交錯脈衝列係以一脈衝間隔隔開，該脈 衝重複週期係大於該脈衝間隔； 於一匹配濾波器，濾波該接收得之信號來形成一經 濾波之信號，該濾波器係匹配該接收得之信號之脈衝波 形； 10 於一耦合至該匹配濾波器之低通濾波器，處理該經 濾波之信號來形成一經處理之信號； 將該經處理之信號由一類比信號轉成一數位信號； 以高於該接收得之信號之脈衝重複頻率之速率，對 該數位信號進行串列至並列轉換，以及產生一經取樣之 15 信號；以及 處理該經取樣之信號來產生一代表該接收得之資 料之輸出信號。 30. 如申請專利範圍第29項之方法，進一步包含分開同相位 鏈及正交脈衝鏈與該接收得之信號。 20 31.如申請專利範圍第29項之方法，其中該處理經取樣信號 之步驟包含延遲該經取樣之信號達一或多個脈衝重複 週期。 32.如申請專利範圍第31項之方法，其中該處理經取樣之信 號之步驟進一步包含由該接收得之脈衝化信號中選出 39 200539598 一預定脈衝流。 33.如申請專利範圍第29項之方法，其中該處理該經取樣之 信號之步驟包含等化於該預定脈衝流中之一或多個通 道來形成一表示該接收得之資料之輸出信號。 5 34.如申請專利範圍第33項之方法，其中該等化步驟包含應 用遞歸平方演繹法則至該預定脈衝流。 35.如申請專利範圍第29項之方法，進一步包含解展頻該經 延遲之信號。

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