<p>Изобретение относится к области автоматики и вычислительной техники и может быть использовано для связи аналоговых источников информации с цифровым вычислительным устройством.</p>
<p>Известен способ преобразования угла поворота вала в код, согласно которому создают пульсирующее поле и угол поворота вала преобразуют в два сигнала переменного тока, модулированных по амплитуде в функции синуса и косинуса угла поворота, преобразуют модулированные по амплитуде сигналы в сигналы, сдвинутые по фазе, а сдвиг фазы преобразуют в в код р ].</p>
<p>Недостатком такого способа преобразования является погрешность, вызванная неперпендикулярностью и неравенст*· вом по абсолютной величине сигналов переменного тока, модулированных по амплитуде.</p>
<p>Согласно другому известному способу преобразования угла, создают вращающее—</p>
<p>2</p>
<p>ся электромагнитное поле и угол поворота преобразуют в два сигнала переменного тока, сдвинутых по фазе по отношению к опорному сигналу, производят умножение этих сигнале® на два взаимно перпендикулярных вектора, суммируют полученные произведения, а сдвиг фазы суммарного сигнала по отношению к опорному преобразуют в код [2].</p>
<p>Недостатком такого способа является необходимость для его реализации двухфазного фазовращателя с двумя выходными обмотками.</p>
<p>Наиболее близким техническим решением к данному изобретению является способ преобразования угла поворота вала в код, основанный на двух последовательных преобразованиях угла поворота в два сигнала переменного тока, которые модулируют по амплитуде в функции синуса и косинуса угла поворота, путем подключения в первом преобразовании синусоидального напряжения к началу ко—</p>
<p>756446</p>
<p>синусной обмотки, а при втором преобразовании путем подключения косинусоидального напряжения - к началу синусной Обмотки, преобразовании модулированных по амплитуде сигналов в два сигнала, сдвинутых по фазе по отношению к опорному сигналу, преобразовании сдвинутых по фазе сигналов в коды двух последовательных преобразований и формировании кода угла в виде полу- ю разности кодов двух последовательных преобразований [З].</p>
<p>Недостатком известного способа является наличие погрешности от неперпендикулярности питающих напряжений. 15</p>
<p>Цель изобретения - уменьшение влия—</p>
<p>.ния на точность преобразования асимметрии питающих напряжений.</p>
<p>Поставленная цель достигается тем, что в способе преобразования угла пово— 20 рота вала в код, основанном йа двух последовательных преобразованиях угла поворота в два сигнала переменного тока, которые модулируют по амплитуде в функции синуса'И косинуса угла поворота, пу- 25 тем подключения в первом преобразовании синусоидального напряжения к началу синусной обмотки фазовращателя, а косинусоидального напряжения — к началу косинусной обмотки, а при втором пре- 30 образовании путем подключения косинусоидального напряжения - к началу синусной обмотки, преобразовании модулирован—</p>
<p>ных по амплитуде сигналов в два сигнала, сдвинутых по фазе по отношению к опор- 35 ному сигналу, преобразовании сдвинутых по фазе сигналов в код двух последовательных преобразований, при втором преобразовании модуляцию осуществляют путем подключения синусоидального надря— 4о жения к концу косинусной обмотки, начало которой подключают к общей шине, а код угла формируют в виде полусуммы кодов двух последовательных преобразований. 45</p>
<p>Благодаря тому, что фаза выходного напряжения при втором намерении угла сдвинута на 90 эл, град, относительно фазы выходного напряжения при первом измерении угла, гармонические составляю- 50 щие фазовой погрешности от асимметрии питающих напряжений имеют противоположные знаки и поэтому взаимно компенсируются при суммировании результатов этих двух последовательных преобразова— 55 ний</p>
<p>*Ч<sup>1</sup> а<sub>2</sub>сод 2р^Ъ<sub>2</sub> 2р <к.<sub>(</sub></p>
<p>АЧ"-а<sub>о</sub>+Р<sub>2</sub>со5 2.(р<А.+ 9о<sup>0,</sup>)+Ь<sub>2</sub>б1П 2И</p>
<p>м (р Ц+90°")« αθ-α <sub>г</sub>со5 2 р<1 — Ь<sub>2</sub> 5Ϊ п 2 ρά,</p>
<p>где η<sub>ο</sub> ,4^, Ь<sub>2</sub> - коэффициенты, функционально зависящие от параметров асимметрии питающих напряжений;</p>
<p>р - число пар полюсов (коэффициент электрической редукции) фазовращателя;</p>
<p>οί — угол поворота фазовраща,— теля;</p>
<p>дЧ<sup>1</sup> <sub>и</sub> фазовые погрешности при</p>
<p>первом и втором измерениях угла соответственно.</p>
<p>При суммировании фазовых сдвигов, полученных при первом и втором измерениях угла (вычисляется полусумма фазовых сдвигов), результирующая фазовая погрешность</p>
<p>АЧ<sup>1</sup></p>
<p>-а.</p>
<p>(1></p>
<p>Как следует из выражения (1), остается нескомпенсированной лишь постоянная составляющая погрешности типа ухода нуля фазовой системы, которая не зависит от углового положения ротора фазовращателя.</p>
<p>На чертеже представлен один из возможных преобразователей угла поворота вала в код для осуществления способа.</p>
<p>Низкочастотное двухфазовое синусоидальное напряжение от источника 1 питания (ИП) подается на синусную и коси- . нуснук» обмотки статора 2 индукционного фазовращателя через переключатель 3. Напряжение одной из фаз ИП через тот же переключатель 3 подается также на нуль-индикатор 4 опорной фазы. Синусоидальное напряжение с однофазной обмотки ротора 5 фазовращателя, фаза которого пропорциональна углу поворота вала, поступает на нуль-индикатор 6. Импульсы с нуль-индикаторов 4 и 6 поступают на разрешающе-запрещающий блок 7, на который одновременно с генератора 8 подаются импульсы высокой частоты. Импульсом с нуль-индикатора 4 разрешается, а импульсом с нуль-индикатора 6 запрещается прохождение импульсов с генератора 8 на вход счетчика 9. В результате счетчиком 9 фиксируется число им- , пульсов, пропорциональное угловому положению ротора фазовращателя. Код счетчика передается в цифровую вычислительную машину (ЦВМ) 10.</p>
<p>756446</p>
<p>Определим результат преобразования углового положения оотора (фазовращателя в код, принимая во внимание только фазовые ошибки от асимметриии питающих напряжений. Как известно, обобщенными характеристиками асимметрии двухфазового источника питания являются неор— тогойальность фаз С и неравенство амплитуд ; «У . Пусть - и<sub>1№1</sub> (υυ£ + ε),</p>
<p>ВЫх(о)</p>
<p>&ч>*</p>
<p>с</p>
<p>где</p>
<p>1т</p>
<p>соб и, £,</p>
<p>10</p>
<p>и υ<sub>2</sub> - мгновенные значения</p>
<p>2. Ж</p>
<p>напряжений первой и второй фаз двухфазного ИП;</p>
<p>— амплитуды напряжений первой и второй фаз ИП;</p>
<p>— круговая частота напряжений ИП;</p>
<p>Б — значение неоргогональ— ности (отклонение от 90 эл. град.) векторов напряжений ИП.</p>
<p>Неравенство амплитуд напряжений ИП в относительной форме определяется формулой:</p>
<p>θι« υ.αηι</p>
<p>Предположим, что при нахождении переключателя 3 в положении 1 напряжение О<sub>4</sub> подается на начало синусной обмотки, а напряжение - на начало косинусной обмотки статора 2 фазовращателя.</p>
<p>В этом случае для режима, близкого к холостому ходу идеального фазовращателя, фаза напряжения выходной обмотки, отсчитываемая относительно фазы опорного напряжения Цр. равна</p>
<p><sup>(2)</sup></p>
<p>где</p>
<p>15</p>
<p>20</p>
<p>25</p>
<p>30</p>
<p>35</p>
<p>40</p>
<p>где Ч — фаза напряжения выходной обмотки при отсутствии асимметрии питающих</p>
<p>напряжений (при£»О и</p>
<p>(У =-О);</p>
<p>- фазовая ошибка, вызванная неортогональностью векторов напряжений ИП;</p>
<p>- фазовая ошибка, вызванная неравенством амплитуд напряжений ИП;</p>
<p>- фаза опорного напряжения</p>
<p>.</p>
<p>С учетом малых значений параметров £ и (У путем несло жных тригонометрических преобразований получены следующие выражения:</p>
<p>т<sup>+</sup> —</p>
<p>Δ4,</p>
<p>2роС<sub>;</sub></p>
<p>(3)</p>
<p>где ψ - фазовый угол между током в обмотке возбуждения и соответствующим напряжением питания; с/ — угол</p>
<p>поворота ротора от начала отсчета, за которое, для упрощения расчетных выражений (3), принято положение оси обмотки ротора, сдвинутое в пространстве на 45 эл. град, относительно синусной обмотки статора.</p>
<p>Таким образом, если переключатель</p>
<p>3 находится в положении I, то число, переданное в ЦВМ 10, при учете только погрешности от асимметрии питающих напряжений, равно:</p>
<p>Ν<sub>Ι</sub>'Κ(ρά-4’+^+γ+ γβιη2ρ4.-^·θθ5 2ρ(λ-δ> 'ΚίρΛ-Ψ* — - -2-51« 2рсС“ ~Соъ 2рЮ, (4)</p>
<p>результат преобразования для случая нахождения переключателя в положении 1;</p>
<p>К - масштабный коэффициент. Если переключатель 3 находится в положении II, то напряжение Щ подается на конец косинусной обмотки, а напряжение 11<sub>2</sub> — на начало синусной обмотки статора 2 фазовращателя, и в качестве опорного напряжения используется напряжение и 2 . В этом случае фаза напряже— ‘кия выходной обмотки, отсчитываемая</p>
<p>относительно фазы опорного напряжения</p>
<p>и.</p>
<p>50</p>
<p>55</p>
<p>, равна</p>
<p>1>- _ Нс <sub>+</sub></p>
<p>фь вых иг <sup>ν</sup> вых (о)</p>
<p>С учетом изложенного, путем тригонометрических преобразований получены слеготощие выражения:</p>
<p>^ВЪРЧо) <sup>г</sup> 4 2 '</p>
<p>7 756446.</p>
<p>8</p>
<p>л.- “θο^2ρ<λ,</p>
<p>о -=11 υα ΐ</p>
<p>(6)</p>
<p>Как видно из сравнения выражений (3) и (6), фаза выходного на пряжения при нахождении переключателя 3 в положении II сдвинута на 90 эл.град. относительно фазы выходного напряжения ^выц<о) ПР» нахождении переключателя 3 в положении I. Таким образом, если пе<sub>5</sub> реключатель 3 находится в положении П, то число,переданное в ЦВМ 10, при учете только погрешностей от асимметрии питающих напряжений, равно:</p>
<p><sup>Ν</sup>Β “ К (. Р<#- ~<5ΐη2ρά.+</p>
<p>-Χ(ΡΛ + £- 51« <sub>2</sub>ρ<λ, + £<sub>С</sub>О5 2р<К <sup>2<sub></sup>г</sub></p>
<p>где _ результат преобразования</p>
<p>угла поворота для случая нахождения переключателя 3 15</p>
<p>в положении 1Ϊ.</p>
<p>Окончательный результат N находится как полусумма результатов преобразования при положении Г и положении ίί переключателя 3: 20</p>
<p>«т ♦ *е «· '</p>
<p>Н = -_-9С_ ^кДрЫ.-Ч’т ξ-λ (8)</p>
<p>Из выражения (8) следует, что ошибки от неортогональности и от неравенства амплитуд питающих напряжений полностью компенсируются.</p>
<p>Таким образом, применение предлагаемого способа позволяет полностью компенсировать погрешности от асимметрии питающих напряжений при использовании фазовращателя с однофазным выходом, и, следовательно, значительно снизить требования к точности и стабильности параметров многофазного источника питания. <sup>35</sup></p>
<p>Экономический эффект от использования способа определяется его техническим преимуществом.</p>
<p>40</p><p> The invention relates to the field of automation and computing and can be used to connect analog information sources with a digital computing device. </ p>
<p> There is a method of converting the angle of rotation of the shaft into a code, according to which a pulsating field is created and the angle of rotation of the shaft is converted into two AC signals modulated in amplitude as a function of the sine and cosine of the angle of rotation, convert the amplitude-modulated signals into phase-shifted signals , and the phase shift is converted to the p code.] </ p>
<p> The disadvantage of this conversion method is the error caused by non-perpendicularity and inequality * · vom in absolute magnitude of AC signals modulated in amplitude. </ p>
<p> According to another well-known angle conversion method, create a rotating - </ p>
<p> 2 </ p>
<p> The electromagnetic field and the angle of rotation are transformed into two AC signals that are out of phase with respect to the reference signal, multiply these signal® by two mutually perpendicular vectors, summarize the resulting products, and shift the phase of the total signal relative to the reference signal in code [2]. </ p>
<p> The disadvantage of this method is the need for its implementation of a two-phase phase shifter with two output windings. </ p>
<p> The closest technical solution to this invention is a method of converting an angle of rotation of a shaft into a code based on two successive conversions of an angle of rotation into two AC signals that modulate in amplitude as a function of sine and cosine of an angle of rotation by connecting in the first transformation a sinusoidal voltage to the beginning of the ko </ p>
<p> 756446 </ p>
<p> sine winding, and the second conversion by connecting a cosine voltage - to the beginning of the sine winding, converting the amplitude modulated signals into two signals, phase-shifted relative to the reference signal, converting the phase-shifted signals into codes of two consecutive transformations and forming the angle code in the form of the half difference of the codes of two consecutive transformations [З]. </ p>
<p> The disadvantage of this method is the presence of error due to the non-perpendicularity of the supply voltages. 15 </ p>
<p> The purpose of the invention is to reduce the impact - </ p>
<p>. on the accuracy of the transformation of the asymmetry of the supply voltage. </ p>
<p> This goal is achieved by the fact that in the method of converting the angle of rotation of the shaft of a shaft into a code based on two successive transformations of the angle of rotation into two AC signals that modulate in amplitude as a function of the sine cosine of the angle of rotation, 25 the connection in the first transformation of the sinusoidal voltage to the beginning of the sinus winding of the phase shifter, and the cosine voltage to the beginning of the cosine winding, and during the second transformation to the beginning of the connection of the cosine voltage to the beginning of the sine th winding, converting modulated - </ p>
<p> amplitudes of the signals into two signals that are out of phase with respect to the reference signal, converting the signals that are out of phase into the code of two consecutive transformations; during the second conversion, modulation is carried out by connecting a sinusoidal voltage signal to the end of the cosine winding , the beginning of which is connected to a common bus, and the angle code is formed in the form of half-sum codes of two consecutive transformations. 45 </ p>
<p> Due to the fact that the phase of the output voltage at the second intention of the angle is shifted by 90 e, degrees, relative to the phase of the output voltage at the first angle measurement, the harmonic components of the phase errors due to the asymmetry of the supply voltages have opposite signs and therefore compensate each other for summation the results of these two successive conversions — 55 </ p>
<p> * P <sup> 1 </ sup> a <sub> 2 </ sub> soda 2p ^ b <sub> 2 </ sub> 2p <l. <sub> (</ sub> </ p >
<p> ACh " -a <sub> o </ sub> + P <sub> 2 </ sub> co5 2. (p < A. + 9o <sup> 0, </ sup>) + b <sub> 2 </ sub> b1p 2i </ p>
<p> m (p C + 90 ° ") "αθ-α <sub> g </ sub> co5 2 p < 1 - b <sub> 2 </ sub> 5Ϊ p 2 ρά, </ p>
<p> where η <sub> ο </ sub>, 4 ^, b <2> </ sub> are the coefficients functionally dependent on the asymmetry parameters of the supply voltages; </ p>
<p> p is the number of pole pairs (electrical reduction factor) of the phase shifter; </ p>
<p> οί - the rotation angle of the phase rotation, - Tel; </ p>
<p> dn <sup> 1 </ sup> <sub> and </ sub> phase errors at </ p>
<p> first and second angle measurements, respectively. </ p>
<p> When summing the phase shifts obtained in the first and second angle measurements (the half-sum of the phase shifts is calculated), the resulting phase error </ p>
<p> ACh <sup> 1 </ sup> </ p>
<p> -a. </ p>
<p> (1 > </ p>
<p> As follows from expression (1), only the constant component of the zero-phase error of the phase system, which does not depend on the angular position of the phase shifter rotor, remains uncompensated. </ p>
<p> The drawing shows one of the possible converters of the angle of rotation of the shaft into the code for implementing the method. </ p>
<p> The low-frequency two-phase sinusoidal voltage from the power source 1 (PI) is supplied to the sine and kosi. Nusnuk ”stator winding 2 induction phase shifter through switch 3. The voltage of one of the phases of the IP through the same switch 3 is also fed to the zero-indicator 4 of the reference phase. A sinusoidal voltage from the single-phase winding of the rotor 5 of the phase shifter, the phase of which is proportional to the angle of rotation of the shaft, goes to the zero-indicator 6. The pulses from the zero-indicators 4 and 6 are fed to the enabling-prohibiting unit 7, to which simultaneously high-frequency pulses are fed from the generator 8. The pulse from the zero-indicator 4 is allowed, and the pulse from the zero-indicator 6 prohibits the passage of pulses from the generator 8 to the input of the counter 9. As a result, the counter 9 records the number of pulses proportional to the angular position of the rotor of the phase shifter. The counter code is transmitted to a digital computing machine (DVM) 10. </ P>
<p> 756446 </ p>
<p> Let us determine the result of converting the angular position of an otor (phase shifter into a code, taking into account only phase errors due to the asymmetry of the supply voltages. As is well known, the generalized asymmetry characteristics of a two-phase power source are the neo-cohoality of phase C and the amplitude inequality; " <sub> 1№1 </ sub> (υυ £ + ε), </ p>
<p> OUT (o) </ p>
<p> & h > * </ p>
<p> with </ p>
<p> where </ p>
<p> 1t </ p>
<p> comp. and, £, </ p>
<p> 10 </ p>
<p> and υ <sub> 2 </ sub> - instantaneous values </ p>
<p> 2. F </ p>
<p> voltages of the first and second phases of a two-phase PI; </ p>
<p> - the amplitude of the voltage of the first and second phases of the PI; </ p>
<p> - the circular frequency of the voltage PI; </ p>
<p> B is the value of non-economicism (deviation from 90 e. deg.) of the voltage vector of the PI. </ p>
<p> The inequality of the voltage amplitudes PI in the relative form is determined by the formula: </ p>
<p> θι “υ.αηι </ p>
<p> Suppose that when switch 3 is in position 1, the voltage O <sub> 4 </ sub> is applied to the beginning of the sine winding and the voltage to the beginning of the cosine of the stator 2 of the phase shifter. </ p>
<p> In this case, for a mode close to idle of an ideal phase shifter, the phase of the output winding voltage, measured relative to the phase of the reference voltage Tsr. equals </ p>
<p> <sup> (2) </ sup> </ p>
<p> where </ p>
<p> 15 </ p>
<p> 20 </ p>
<p> 25 </ p>
<p> 30 </ p>
<p> 35 </ p>
<p> 40 </ p>
<p> where H is the phase voltage of the output winding in the absence of supply asymmetry </ p>
<p> stresses (at £ »O and </ p>
<p> (Y = -O); </ p>
<p> - phase error caused by the non-orthogonality of the voltage vector PI; </ p>
<p> - the phase error caused by the inequality of the amplitudes of the voltage PI; </ p>
<p> - voltage reference phase </ p>
<p>. </ p>
<p> Taking into account the small values of the parameters £ and (V, by means of non-complex trigonometric transformations, the following expressions are obtained: </ p>
<p> t <sup> + </ sup> - </ p>
<p> Δ4, </ p>
<p> 2C <sub>; </ sub> </ p>
<p> (3) </ p>
<p> where ψ is the phase angle between the current in the field winding and the corresponding supply voltage; c / - angle </ p>
<p> rotation of the rotor from the origin, for which, to simplify the design expressions (3), the position of the axis of the rotor winding, shifted in space by 45 el. hail, relative to the stator sinus winding. </ p>
<p> So, if the switch </ p>
<p> 3 is in position I, then the number transferred to TsVM 10, taking into account only the error due to the asymmetry of the supply voltages, is: </ p>
<p> Ν <sub> Ι </ sub> 'Κ (ρά-4' + ^ + γ + γβιη2ρ4 .- ^ · θθ5 2ρ (λ-δ > 'ΚίρΛ-Ψ * - - -2-51 "2pcC“ ~ So 2ru, (4) </ p>
<p> the conversion result for the case of the switch in position 1; </ p>
<p> K - scale factor. If switch 3 is in position II, then voltage Sh is applied to the end of the cosine winding, and voltage 11 <sub> 2 </ sub> to the beginning of the sine-winding of the stator 2 of the phase shifter, and voltage and 2 are used as the reference voltage. In this case, the phase voltage of the output winding is measured by </ p>
<p> relative to the phase of the reference voltage </ p>
<p> and. </ p>
<p> 50 </ p>
<p> 55 </ p>
<p> is equal to </ p>
<p> 1 > - _ Hc <sub> + </ sub> </ p>
<p> fyv yy <sup> ν </ sup> o (o) </ p>
<p> In view of the above, the following expressions are obtained by trigonometric transformations: </ p>
<p> ^ VRRCHO) <sup> g </ sup> 4 2 '</ p>
<p> 7 756446. </ p>
<p> 8 </ p>
<p> l. - “θο ^ 2ρ < λ, </ p>
<p> o - = 11 υα ΐ </ p>
<p> (6) </ p>
<p> As can be seen from the comparison of expressions (3) and (6), the phase of the output voltage when the switch 3 is in position II is shifted by 90 el. with respect to the phase of the output voltage ^ vyts < o) OL "the location of switch 3 in position I. Thus, if ne <sub> 5 </ sub> switch 3 is in position P, then the number transmitted in digital computer 10 takes into account only the errors from the asymmetry of the supply voltage, is: </ p>
<p> <sup> Ν </ sup> Β “K (. P <# - ~ < 5ΐη2ρά. + </ p>
<p> -Χ (ΡΛ + £ - 51 "<<sub> 2 </ sub> ρ < λ, + £ <sub> C </ sub> O5 2p < K <sup> 2 <sub> </ sup> g </ sub> </ p>
<p> where _ is the conversion </ p>
<p> angle of rotation for the case of finding the switch 3 15 </ p>
<p> in the 1Ϊ position. </ p>
<p> The final result, N, is the half-sum of the conversion results at the position Г and the position of the switch 3: 20 </ p>
<p> "t ♦ * e" · '</ p>
<p> H = -_- 9C_ ^ kDRY.-Ch’t ξ-λ (8) </ p>
<p> From the expression (8) it follows that errors from non-orthogonality and from the inequality of the amplitudes of the supply voltages are fully compensated. </ p>
<p> Thus, the application of the proposed method allows to fully compensate for errors from the asymmetry of the supply voltages when using a phase shifter with a single-phase output, and, therefore, significantly reduce the requirements for accuracy and stability of the parameters of a multi-phase power source. <sup> 35 </ sup> </ p>
<p> The economic effect of using the method is determined by its technical advantage. </ p>
<p> 40 </ p>