вного резистора, источник опорного напр жени 5, сглаживающие конденса торы 6-8, дифференциальный усилитель 9, широтно-импульсный модул тор 10 и дополнительную цепочку, состо щую из двух последовательно соединенных резисторов 11, 12 и однополюсного ключа 13, и резистор 14 Предлагаемое усГройство позвол е вырабатывать широтно-модулированный сигнал (ШИМ-сигнал) с относительной длительностью , равной «ь. t-5) где 9, Sj и Sj - относительные дл тельности входных ШИМ-сигналов. Принцип расширени класса решаеNftjx задач устройства и повышени то ности выполнени им множительно-делительной операции состоит в следую щем. Можно показать, что дл функции уКГ (2) справедливо приближение с приведенной погрешностью, не превышающей О , вида. У VX S 0,8622Q - 0,25752 X --2iiiZil , . где 0,1 «X 1. Если предположить, что Х 9С9 относительна длительность иим-сигнала ) , а у К&Св) &С9)- среднее зн чение проводимости двухполюсника, К. - коэффициент пропорциональности то нетрудно записать дл выражени (3) моделирующее выражение в виде бСв) 0,269t + 0,25750fO,5929- ,219в где К 1. Из этого выражени видно, что дву полюсник, среднее значение проводимости которого удовлетвор ет условию (4), состоит из трех параллельно вкл ченных двухполюсников: резистора, импульсно-управл емой проводимости и последовательно соединенных резистора и импульсно-управл емой. прово димости. Последнее определ ет состав четвертого плеча моста. Поскольку статическа функциональна характеристика уравновешенного моста имеет вид где GI,G,I,G,J, и &JV - средние зна чени проводимостей соответственно первого, второго, третьего и четвер того плеч моста, тс с учетом выражени (4) и линейной зависимости средних значений проводимостей первого, второго и третьего плеч моста от управл ющих ШИМ-сигналов получим уравнение баланса мостовой схемы 01 9j 8jCO,,2575gg : в§ьг 0,249в Отсюда непосредственно следует, что т.е. действительно воспроизводитс зависимость вида (1), если назначить параметры схемы по соотношени м Сг - &2 Сг - 0,2694, - 0,5928 ,,2S7S, 6GG Ь. г,а7б, & где Cr,G-ifG и G-i, - проводимости резисторов 1-4; Gg и Gg-проводимости резисторов 14, 11; &1 проводимость резистора 12. Устройство работает следующим образом . На управл ющие входы резисторов 1-3 поступают входные ШИМ-сигналы с относительными длительност ми и 8з . Выходной ШИМ-сигнал с относительной длительностью управл ет резисторами 4 и 12 в четвертом плече моста. При достаточно большой емкости конденсаторов 6-8 обеспечиваетс разв зка плеч моста и резистора 11 с последовательно соединенными резистором 12 и ключом 13, что дает возможность считать средние значени импульсно-управл емых резисторов пропорциональными относительным длительност м управл ющих ШИМ-сигналов. При этом изменённое длительностей управл ющих ШИМ т. си гнал.О-в. при-водит к пропорциональному йзменеНн проводимостей первого, вторОго -йГг-Третьего плеч моста , что вызывает Й::эменение потенциалов по посто нному току в точках подключени конденсаторов 7 и 6. Дифференциальный операционный усилитель посто нного тока, включенный в диагональ моста, выдел ет и усиливает разность потенциалов на этих конденсаторах . В другую диагональ моста включен источник опорного напр жени 5. Выходное напр жение усилител с помощью, модул тора 10 преобразуетс в ШИМ - сигнал с относительной длительностью 8 который поступает на управл ющие входы ключей управл емого резистора 4, ключа 13 четвертого плеча моста, обеспечива автоматическое сведение его баланса, т.е. выравнивание посто нных составл ющих потенциалов на входах усилиTi . н 9. Таким образом, в установившемс состо нии схемы уравниваетс баланс моста (5), а значение выходной величины подчин етс уравнению (1) .variable voltage resistor, voltage source 5, smoothing capacitors 6-8, differential amplifier 9, pulse-width modulator 10, and an additional chain consisting of two series-connected resistors 11, 12 and a single-pole switch 13, and resistor 14 allowing you to produce a width-modulated signal (PWM signal) with a relative duration equal to. t-5) where 9, Sj and Sj are relative for the input PWM signals. The principle of expanding the class of solving device tasks and increasing the performance of a multiplication-dividing operation by it is as follows. It can be shown that for the UKG function (2), an approximation is valid with a reduced error not exceeding O of the form. For VX S 0,8622Q - 0,25752 X - 2iiiZil,. where 0.1 is "X 1. If we assume that X 9C9 is the relative duration of the i-signal), and for K & St) & C9) is the average conductivity of the bipolar, K. is a proportionality factor, it is easy to write for expression (3 a) modeling expression in the form of BSV) 0.269t + 0.25750fO, 5929-, 219 in where K 1. From this expression it can be seen that a two-pole, the average conductivity value of which satisfies condition (4), consists of three parallel-connected two-terminal networks: a resistor, pulse-controlled conductance and a series-connected resistor and pulse-in governed by conductibility The latter determines the composition of the fourth shoulder of the bridge. Since the static functional characteristic of a balanced bridge has the form where GI, G, I, G, J, and & JV are the average values of the conductivities of the first, second, third, and fourth arms of the bridge, respectively, taking into account expression (4) and linear dependence average values of the conductivities of the first, second, and third arms of the bridge from the control PWM signals we obtain the balance equation of the bridge circuit 01 9j 8jCO ,, 2575gg: vgr 0.249v From here it immediately follows that i.e. Indeed, the dependence of the form (1) is reproduced, if we assign the parameters of the circuit according to the ratios of Cr - & 2 Cr - 0.2694, - 0.5928 ,, 2S7S, 6GG b. g, a7b, & where Cr, G-ifG and G-i, are the conductivities of resistors 1-4; Gg and Gg-conductivity of resistors 14, 11; & 1 conductivity resistor 12. The device operates as follows. The control inputs of resistors 1–3 receive input PWM signals with relative durations and 8s. The output PWM signal with relative duration controls the resistors 4 and 12 in the fourth shoulder of the bridge. With a sufficiently large capacitance of capacitors 6-8, the shoulders of the bridge and resistor 11 are connected with series-connected resistor 12 and key 13, which makes it possible to consider the average values of pulse-controlled resistors proportional to the relative durations of the control PWM signals. At the same time, the modified durations of the control PWM, t. leads to proportional conductivity of the first, second –yyyy-third shoulder of the bridge, which causes d: potential changes in dc at the connection points of capacitors 7 and 6. The differential operational amplifier dc included in the diagonal of the bridge selects and amplifies the potential difference across these capacitors. A voltage source is connected to another bridge diagonal. The output voltage of the amplifier is converted into a PWM modulator 10 with a relative duration of 8 which is fed to the control inputs of the keys of the controlled resistor 4, the key 13 of the fourth arm of the bridge, providing reducing its balance, i.e. alignment of the constant component potentials at the amplification inputs. 9. Thus, in the steady state of the circuit, the balance of the bridge is equalized (5), and the value of the output quantity obeys equation (1).