SU1626336A1

SU1626336A1 - Automatic bandpass filter tuning device

Info

Publication number: SU1626336A1
Application number: SU884627593A
Authority: SU
Inventors: Юрий Алексеевич Скрипник; Владимир Ильич Водотовка; Юрий Александрович Сокурец; Игорь Юрьевич Скрипник
Original assignee: Предприятие П/Я М-5183
Priority date: 1988-12-28
Filing date: 1988-12-28
Publication date: 1991-02-07

Abstract

Изобретение относитс к радиотехнике Цель изобретени - повышение спектральной чистоты выходного сигнала Устр-во содержит усилители 1 и 11 ВЧ, квадратурные фазовращатели 2,7 и 17, балансные модул торы 3 и 9 синфазного сигнала балансные модул торы 4 и 8 квадратурного сигнала сумматоры 5 и 10, полосовой фильтр 6 амплитудный детектор 12,усили1ель 13 Н I сип хронный детектор 14, интгрир/ющии элемент 15 г-р 16 НЧ-сигнала доуполюс- ный коммутатор 18 и делитель 19 частоты Выходной сигнал фильтра 6 суммарно1,) и in разностной частоты расщепл етс на ДВР квадратурные составл ющие фатовращ не лем 7 Затем о модул торах 8 и 9 происходит перемножение с НЧ квадратурными сигналами с противоположным чередованием фаз В результате этого на выходе сумматора 10 происходит восстановление частоты исходного ВЧ-сигнала Цель достигаетс благодар уменьшению амплитудной модул ции выходного сигнала фильтра 6 путем устранени его расстройки о результате регулировани его центральной частоты. I ил Ј л-.The invention relates to radio engineering. The purpose of the invention is to increase the spectral purity of the output signal. The device contains amplifiers 1 and 11 RF, quadrature phase shifters 2.7 and 17, balanced modulators 3 and 9 of the common mode signal, balanced modulators 4 and 8 of the quadrature signal adders 5 and 10 , band-pass filter 6 amplitude detector 12, amplifier 13 H I cip chronical detector 14, integrated element 15 gr-r 16 LF signal, extra pole switch 18 and frequency divider 19 Output filter signal 6 total1) and in the difference frequency split on the fdr quadra 7 and then modulators 8 and 9 multiply with the LF quadrature signals with opposite phase alternation. As a result, the output of the initial RF signal at the output of the adder 10 is restored by reducing the amplitude modulation of the output signal of the filter 6 by eliminating its detuning about the result of adjusting its center frequency. I or Ј l-.

Description

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано для автоматической настройки центральной частоты полосового фильтра на частоту сигнала в приемных и передающих устройствах.The invention relates to radio engineering and can be used to automatically tune the center frequency of the band-pass filter to the signal frequency in the receiving and transmitting devices.

Цель изобретения - повышение спектральной чистоты выходного сигнала.The purpose of the invention is to increase the spectral purity of the output signal.

На чертеже представлена структурная электрическая схема устройства автоматической настройки полосового фильтра.The drawing shows a structural electrical diagram of a device for automatically tuning a band-pass filter.

Устройство автоматической настройки полосового фильтра содержит выходной усилитель 1. высокой частоты (ВЧ), первый квадратурный фазовращатель 2, первый балансный модулятор 3 синфазного сигнала, первый балансный модулятор 4 квадратурного сигнала, сумматор 5. полосовой фильтр 6, третий квадратурный фазовращатель 7, второй балансный модулятор 8 квадратурною сигнала, второй балансный модулятор 9 синфазного сигнала,дополнительный сум матор 10, дополнительный усилитель 11 ВЧ. амплитудный детектор 12, усилитель 13 низкой частоты, синхронный детектор 14, интегрирующий элемент 15, генератор 16 низкочастотного сигнала, второй квадратурный фазовращатель 17, двухполюсный коммутатор 18 и делитель 19 частоты.The device for automatic tuning of the bandpass filter contains an output amplifier 1. high frequency (HF), the first quadrature phase shifter 2, the first balanced modulator 3 common mode signal, the first balanced modulator 4 quadrature signal, adder 5. bandpass filter 6, the third quadrature phase shifter 7, the second balanced modulator 8 quadrature signal, the second balanced modulator 9 in-phase signal, additional adder 10, additional amplifier 11 RF. amplitude detector 12, low-frequency amplifier 13, synchronous detector 14, integrating element 15, low-frequency signal generator 16, second quadrature phase shifter 17, bipolar switch 18 and frequency divider 19.

Устройство работает следующим образом.The device operates as follows.

Высокочастотный сигнал частоты ш усиливается усилителем 1, поступает на фазовращатель 2, расщепляется на две квадратурные составляющие. Низкочастотный сигнал генератора 16 частоты Ωтакже расщепляется фазовразателем 17 на две квадратурные составляющие. В результате перемножения квадратурных сигналов в балансных модуляторах 3 и 4 образуются сигналы суммарной (ω + Ω) и разностной (ωΩ)43θτοτ. На выходе сумматора 5 формируется только сигнал суммарной (ад- + Ω) или только разностно ( ω - Ω) частоты в зависимости от чередования фаз низкочастотных модулирующих сигналов на входах модуляторов 3 и 4. Последовательность фаз (0 и 90°) на входах модуляторов 3 и 4 периодически изменяется двухполюсным коммугатором 18, который управляется напряжением генератора 16 через делитель 19 частоты. В результате этого на вход фильтра 6 в зависимости от состояния коммутатора 18 поступают поочередно сигналы суммарной ( ω+ Ω) и разностнйо (ш - Ω ) частот.A high-frequency signal of frequency w is amplified by amplifier 1, fed to phase shifter 2, split into two quadrature components. The low-frequency signal of the oscillator 16 of the frequency Ω is also split by the phase reflector 17 into two quadrature components. As a result of the multiplication of quadrature signals in balanced modulators 3 and 4, the signals of total (ω + Ω) and difference (ωΩ) 43θτοτ are formed. At the output of adder 5, only a signal of total (ad- + Ω) or only difference (ω - Ω) frequency is formed depending on the phase sequence of the low-frequency modulating signals at the inputs of modulators 3 and 4. The phase sequence (0 and 90 °) at the inputs of modulators 3 and 4 is periodically changed by a bipolar commugator 18, which is controlled by the voltage of the generator 16 through a frequency divider 19. As a result of this, the signals of the total (ω + Ω) and difference (w - Ω) frequencies are fed alternately to the input of the filter 6, depending on the state of the switch 18.

Чатоста Ω генератора 16 выбирается таким образом, чтобы боковые частоты ш± ± Ω находились на границе полосы пропускания фильтра 6, т.е. частота модуляции Ω соответствовала половине полосы пропускания фильтра ( Ω ~ Δω/2 ). В этом случае при настроенном фильтре его центральная частота ω₀ совпадает с частотой сигнала ω (Шо == ω ), сигналы боковых частот ω + Ω и ω - Ω проходят полосовой фильтр с одинаковым небольшим ослаблением. Поскольку изменение частоты входного сигнала полосового фильтра на удвоенное значение частоты модуляции 2 ω((ω + Ω)- (ω - Ω) = 2 Ω^происходит за счет изменения только фазовых соотношений перемножаемых сигналов, то и амплитуда входных, а следовательно, и выходных сигналов остаются одинаковыми.The chatosta Ω of the generator 16 is selected so that the side frequencies w ± ± Ω are at the border of the passband of the filter 6, i.e. the modulation frequency Ω corresponded to half the filter passband (Ω ~ Δω / 2). In this case, when the filter is tuned, its central frequency ω ₀ coincides with the signal frequency ω (Шо == ω), the side frequency signals ω + Ω and ω - Ω pass the band-pass filter with the same slight attenuation. Since the change in the frequency of the input signal of the bandpass filter by a double value of the modulation frequency 2 ω ((ω + Ω) - (ω - Ω) = 2 Ω ^ occurs due to a change in only the phase ratios of the multiplied signals, the amplitude of the input, and therefore the output The signals remain the same.

Выходной сигнал фильтра 6 суммарной или разностной частоты вновь расщепляется на две квадратурные составляющие фазовращателем 7. В балансных модуляторах 8 и 9 происходит перемножение с низкочастотными квадратурными сигналами с противоположным чередованием фаз.The output signal of the filter 6 of the total or difference frequency is again split into two quadrature components by the phase shifter 7. In balanced modulators 8 and 9, multiplication occurs with low-frequency quadrature signals with the opposite phase sequence.

В результате этого на выходе сумматора 10 происходит восстановление частоты ω исходного высокочастотного сигнала. При этом сохраняется равенство амплитуд, восстановленных по частоте сигналов. В случае расстройки фильтра 6 ( ω η ω_υ ) один из сигналов боковых частот ω + Ω илиш-Ω проходит его в пределах полосы пропускания с малым ослаблением, другой - вне полосы пропускания с большим ослаблением. Соответственно этому выходные сигналы сумматора 10 частоты (а) оказываются модулированными по амплитуде с частотой переключения фаз низкочастотного напряжения коммутатором 18. При этом фаза огибающей частоты Ω< = Ω/η. где η - коэффициент деления делителя 19 частоты, изменяется при изменении знака расстройки фильтра .As a result of this, at the output of the adder 10, the frequency ω of the original high-frequency signal is restored. In this case, the equality of amplitudes restored by the frequency of the signals remains. In the case of filter mismatch 6 (ω η ω _υ ), one of the side-frequency signals ω + Ω or ш-Ω passes it within the passband with low attenuation, and the other out of the passband with high attenuation. Accordingly, the output signals of the adder 10 of the frequency (a) are modulated in amplitude with the frequency of switching the phases of the low-frequency voltage by the switch 18. In this case, the phase of the frequency envelope is Ω <= Ω / η. where η is the division coefficient of the frequency divider 19, changes when the sign of the filter detuning changes.

Модулированное по амплитуде напряжение усиливается дополнительным усилителем 11 и детектируется амплитудным детектором 12. Выделенное напряжение огибающей усиливается усилителем 13 низкой частоты и выпрямляется синхронным детектором 14. Выпрямленное напряжение, полярность которого определяется'знаком расстройки полосового фильтра 6, воздействует на интергирующий элемент 15. В результате регулирования центральной частоты о)_о полосового фильтра устраняется расстройка и тем самым уменьшается амплитудная модуляция выходного сигнала полосового фильтра.The amplitude-modulated voltage is amplified by an additional amplifier 11 and detected by an amplitude detector 12. The extracted envelope voltage is amplified by a low-frequency amplifier 13 and rectified by a synchronous detector 14. The rectified voltage, the polarity of which is determined by the mismatch sign of the bandpass filter 6, affects the interfering element 15. As a result of the regulation center frequency o) _of the bandpass filter detuning is eliminated, and thereby decreases the amplitude modulation of the output field cial filter.

Claims

Claim

An automatic bandpass filter adjustment device comprising a series-connected high-frequency input amplifier and a first quadrature phase shifter, an adder and a bandpass filter connected in series, a low-frequency signal generator connected in series, a second quadrature phase shifter and a bipolar switch, a frequency divider connected between the output of the low-frequency signal generator and the control input of a bipolar switch, the first balanced common mode modulator and the first an balance quadrature signal modulator, each connected between the corresponding quadrature phase shifter input and one of the adder inputs, other balanced modulator inputs are connected to the outputs of the bipolar switch, as well as a series-connected amplitude detector, a low-frequency amplifier, a synchronous detector, the other input of which is connected to the output of the frequency divider, and an integrating element, the output of which is connected to the input of the frequency control of the bandpass filter, characterized in that, in order to increase the spectrum the output signal is of pure purity; a third quadrature phase shifter, the input of which is connected to the output of the bandpass filter, an additional adder, the output of which is the output of the device, a second balanced in-phase signal modulator, the other input of which is connected to the control input of the first balanced quadrature signal modulator, is introduced into it, a second balanced quadrature signal modulator, the other input of which is connected to the control input of the first balanced common mode signal modulator, each interconnected the corresponding output of the third quadrature phase shifter and one of the inputs has an additional totalizer 20, as well as an additional high-frequency amplifier connected between the output of the additional adder and the input of the amplitude detector.