SU1176428A1

SU1176428A1 - Method of controlling three-phase hale-wave direct frequency converter

Info

Publication number: SU1176428A1
Application number: SU833612978A
Authority: SU
Inventors: Геннадий Иванович Богачев
Priority date: 1983-07-01
Filing date: 1983-07-01
Publication date: 1985-08-30

Abstract

СПОСОБ УПРАВЛЕНИЯ ТРЕХФАЗНЫМ ОДНОПОЛУПЕРИОДНЬМ НЕПОСРЕДСТВЕННЬШ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕМ ЧАСТОТЫ, выполненным в виде управл емых бивентильных элементов, включенных между входными и выходными выводами преобразовател , предназначенным дл регулировани асинхронного электропривода , заключающийс в том, что дл изменени отношени частоты i| входного напр жени к частоте Ij выходного напр жени импульсы , управл ющие бивентильными элементами , модулируют тактовым сигналом в каждой фазе, отличающийс тем, что, с целью расширени диапазона выходных частот, улучшени энергетических характеристик электропривода, тактовые сигнаkn лы второй и третьей фаз выходного напр жени сдвигают по времени по отношению к модулирующему сигналу первой (опорной) фазь.. на углы (f Та Т, 6:)t2 и tf , равные .cp,,--t -COOTветственно , где Т, и Т„ - периоды ,соответственно входного и выходного напр жений.METHOD OF THREE PHASE FREQUENCY CONVERTER ODNOPOLUPERIODNM NEPOSREDSTVENNSH formed as actuated biventilnyh elements included between the input and output terminals of the converter designed for controlling the induction motor, comprising that for changing the frequency ratio of i | input voltage to output voltage frequency Ij pulses that drive biventy elements modulate a clock signal in each phase, characterized in that, in order to expand the range of output frequencies, to improve the power characteristics of the electric drive, clock signals of the second and third phases of the output voltage shift in time with respect to the modulating signal of the first (reference) phase .. by the angles (f Ta T, 6:) t2 and tf, equal to .cp ,, - t -COOT, respectively, where T, and T „are periods, respectively input and output voltages.

Description

1 Изобретение относитс к электротехнике и может быть использовано дл управлени однополупериодными (маловентштьными) непосредствелными преобразовател ми частоты, предназначенными преимущественно дл регу лировани асинхронного электроприво да вентил торов, насосов и других турбомеханизмов, имеющих кубическую зависимость мощности от частоты вращени . Целью изобретени вл етс расши рение диапазона выходных частот, улучшение энергетических характеристик асинхронного электропривода и повьппение надежности преобразовател . На фиг.1 изображена временна диаграмма выходных напр жений преобразовател при -5 4} на фиг.2 - в комплексной плоскости векторы напр жений пр мой AJ f обратйой АЛ и нулевой А последовательности дл первой гармоники выходного напр жени на фиг.З - в комплексной плоскости векторы напр жени 3-й гармоники А , , на фиг.Д - механические характеристики электродвигател и рабочего механизма (вентил тор ), на фиг.З - устройство,.реализующее предлагаемый способ. Согласно предлагаемому способу кажда иэ гармоник выходного напр жени образует вращающие потоки. При этом в силу несимметрии системы образующеес вращающеес поле гармо ники представл ет собой сумму от векторов МДС, вращающихс в разные стороны. Сущность способа рассмотрим дл выходной частоты с кратностью 9 4 Амплитуда к-й гармоники выходного напр жени пр мой последовательност AJ равна ;Ь/4 -М1т1- -Ш |)1 при А:.Ч,«,-г«.(2к,|: (.) Амплитуда к-й гармоники обратно последовательности А равна 1 f/ о i itK 4f 2. М-2со5 - --. Ъ Как видно из уравнений 1-2, дл гармонических составл ющих с номером гармоники всегда А, А-. Следовательно, врапдающий момент от вектора напр жени А др мой последовательности больше, чем момент от вектора напр жени А обратной последовательности . Поэтому данный способ всегда обеспечивает разворачивание электродвигател в заданном направлении . Кроме того, предлагаемый способ позвол ет создавать в электриI ческой машине вращающие потоки от каждой гармонической составл ющей, если ее амплитуда не равна нулю. Это обеспечивает вращение ротора электродвигател на частота:х, кратных гармоникам выходного напр жени . Из механической характеристики (фиг.4) видно, что при соответствующем управлении углом Сб включени тиристоров силовой схемы, можно получить устойчивые частоты вращени , кратные первой и третьей гармоникам выходного напр жени (амплитуда второй гармоники равна нулю). Известньш способ не позвол ет подобным образом регулировать частоту вращени электродвигател , так как вектор третьей гармоники А имеет нулевой пор док чередовани фаз, в силу чего не образует вращающего магнитного потока. Таким образом, предложенный способ увеличивает число ступеней регулировани электропривода . Выбор углового Ьдвига между фазой А и фазами В и С, равным (фиг.1). Т, Т, 6-3 + 2, - fuer-T T-i2irT . « ,« л i Т - .Ч-Сй сГ-г-Т-иГ-Т позвол ет реализовать разворачивание машины в одном направлении при изменении коэффициента счета , и не требует специальных фазосдвигающих устройств в цеп х фаз. Таким образом, в основе силовой части преобразовател лежит шестивентильна силова схема. Устройство реализующее предложенный способ включает три группы тиристоров 1., соедин ющих обмотки электродвигател 2 с трем фазами А, В, С питающей сети 3, систему 4 импульсно-фазового управлени , блок 5 формировани кривой выходного напр же-. ни , содержащий делители 6-8 частоты , задатчик 9 коэффициента счета и элементы 10 запрета. . Устройство работает следующим обра ом . Блок 5 вырабатывает синхронизированные с питающей сетью импульсы, подающиес на управл ющие электроды тиристоров 1 через элементы 10 запрета . Циклическое переключение тиристоров с частотой i- осуществл етс благодар подаче на запрещающие входы элементов 10 тактового сигнала с выхода формировател 5. Формирование исходного состо ни тактового сигнала производитс питающей сетыб за счет соответствующей синхронизации фаз питающего и модулирующего . напр жений (фиг.1). Требуемый коэффи циент задаетс задатчиком 9, угол включени тиристоров задаетс в зависимости от требуемой частоты вращени и нагрузки на электропривод. Формирование модулирующего напр жени с частотой i. дл фазы Л произво 284 дитс от положительных полу олн, дл в и С - от отрицательных полуволн питающей сети. Использование предлагаемого способа управлени непосредственным полупроводниковым преобразователем частоты позвол ет ступенчато регулировать частоту вращени асинхронного электродвигател нормально-го исполнени в диапазоне 0,5-0,9 от паспортной (синхронной) частоты при вентил торном характере нагрузки , что принципиально невозможно при известном способе. Потери в электрической машине при частоте вращени ротора, близкой к синхронной от потоков, образованных к-г рмониками , т.е. устойчивой части кривой механической характеристик, значительно ниже, чем при параметрическом способе регулировани угловой скорости ротора.1 The invention relates to electrical engineering and can be used to control one-half-cycle (low-vent) direct frequency converters, primarily intended for controlling the asynchronous electric drive of fans, pumps and other turbomechanisms that have a cubic dependence of power on the rotational frequency. The aim of the invention is to expand the range of output frequencies, improve the energy characteristics of an asynchronous electric drive and improve the reliability of the converter. Fig. 1 shows a timing diagram of the output voltages of the converter at -5 4} in Fig. 2 — in the complex plane, the voltage vectors of direct AJ f inverse AL and zero A sequence for the first harmonic of the output voltage in Fig. 3 are in complex the plane of the voltage vectors of the 3rd harmonic A,, in fig.D is the mechanical characteristics of the electric motor and the working mechanism (fan), in fig.Z is a device that implements the proposed method. According to the proposed method, each of the output voltage harmonics forms rotational currents. In this case, due to the asymmetry of the system, the resulting rotating field of the harmonic is the sum of the MDS vectors rotating in different directions. The essence of the method is for the output frequency with a multiplicity of 9 4 The amplitude of the k-th harmonic of the output voltage of the direct sequence AJ is equal to: b / 4 -M1t1- –Sh |) 1 with A :.Ch, “, –g“. (2k, |: (.) The amplitude of the kth harmonic back of the sequence A is 1 f / o i itK 4f 2. M-2co5 - -. B As can be seen from equations 1-2, for harmonic components with a harmonic number, always A, A Therefore, the moment from the voltage vector A of another sequence is greater than the moment from the vector of voltage A of the reverse sequence. Therefore, this method is always besides, the proposed method allows for the creation of rotating currents from each harmonic component in an electric machine if its amplitude is not equal to 0. This ensures that the rotor of the electric motor rotates at a frequency x times the harmonics of the output voltage. From the mechanical characteristic (Fig. 4), it can be seen that with an appropriate control of the angle, Sb, of switching on the thyristors of the power circuit, it is possible to obtain stable rotational frequencies that are multiples of the first and third harmonics. ICAM output voltage (the amplitude of the second harmonic is zero). The well-known method does not allow to adjust the rotation frequency of the electric motor in a similar manner, since the third harmonic vector A has a zero order of phase alternation, and therefore does not form a rotating magnetic flux. Thus, the proposed method increases the number of stages of electric drive control. The choice of angular shift between phase A and phases B and C is equal to (Fig. 1). T, T, 6-3 + 2, - fuer-T T-i2irT. The "," l i T - .CH-CI cG-r-T-iG-T allows the machine to turn in one direction when the counting factor changes, and does not require special phase-shifting devices in the chain phases. Thus, at the heart of the power part of the converter lies the six-power circuit. A device that implements the proposed method includes three groups of thyristors 1., connecting the windings of the electric motor 2 with three phases A, B, C of the supply network 3, the system 4 of the pulse-phase control, the unit 5 forming the output voltage curve. nor containing dividers 6-8 frequency, unit 9 coefficient of account and the elements 10 of the ban. . The device operates as follows. Unit 5 generates pulses synchronized with the mains supply to the control electrodes of the thyristors 1 through prohibition elements 10. Cyclic switching of thyristors with frequency i- is carried out due to supplying the inhibitory inputs of the elements 10 of the clock signal from the output of the driver 5. The initial state of the clock signal is generated by the supply set through the corresponding synchronization of the supply and modulating phases. stresses (figure 1). The required coefficient is set by the setting device 9, the turning on angle of the thyristors is set depending on the required rotational speed and the load on the electric drive. Formation of modulating voltage with frequency i. for phase L, the output is 284 dits from positive half-waves, for b and C - from negative half-waves of the supply network. Using the proposed control method with a direct semiconductor frequency converter allows stepwise adjustment of the frequency of rotation of an asynchronous motor of normal performance in the range of 0.5-0.9 from the nominal (synchronous) frequency with the fan nature of the load, which is fundamentally impossible with the known method. The losses in the electric machine at the rotor rotation frequency close to the synchronous from the currents formed by r-monics, i.e. The stable part of the mechanical characteristics curve is much lower than with the parametric method of controlling the angular velocity of the rotor.

оabout

:э в: uh

«"

сwith

С В C B

/ /

С В C B

(риг,2(rig, 2

АBUT

t.t.

/ /

tffuf.3tffuf.3

М-/(2)M - / (2)

/(i)/ (i)

МM

1риг, Ч1rig, h

Claims

METHOD control three-phase half-wave direct frequency converter designed as a controlled Bevan threshing elements included between the input and output transducer output means for controlling the induction motor, comprising the steps that changing of the frequency of 1 (input voltage to the frequency 1 _{2 The} output voltage pulses controlling biventile elements are modulated by a clock signal in each phase, characterized in that, in order to expand the range, the output frequencies, improving the energy characteristics of the electric drive, the clock signals of the second and third phases of the output voltage are shifted in time with respect to the modulating signal of the first (reference) phase .. by the angles (p?

T-ι T, 6 -Q 12.

and if, respectively, where T ₍ and T ₂ are the periods of the input and output voltages, respectively.

>