SU1116519A1

SU1116519A1 - Method of adjusting three-phase direct frequency converter

Info

Publication number: SU1116519A1
Application number: SU823468427A
Authority: SU
Inventors: Альфон Федорович Крогерис; Витовтас Юльевич Лукшис; Лаймонис Арвидович Рутманис; Янис Карлович Шинка
Original assignee: Физико-Энергетический Институт Ан Литсср
Priority date: 1982-07-14
Filing date: 1982-07-14
Publication date: 1984-09-30

Abstract

СПОСОБ УПРАВЛЕНИЯ ТРЕХФАЗНЫМ НЕПОСРЕДСТВЕННЫМ ПРЕОБРАЗОВАТЕЖМ ЧАСТОТЫпутем циклического подключени эквивалентных фаз сети к фазам нагрузки через равные интервалы времени , причем на интервалах подключени напр жени эквивалентных фаз сети в трех фазах нагрузки сдвинуты между собой последовательно на угол 2К/3, отличающийс тем, что, с целью расширени диапазона дискретного регулировани выходной частоты вплоть до значений, равных частоте сети при естественной коммутации вентилей, моменты подключени соответствующих эквивалентных фаз во второй и третьей фазах нагрузки устанавливают отстанщими и-соответственно равными 2Т/3 и 2jr/6 по отношению к моменту подключени эквивалентной фазы сети в первой фазе нагрузки. Од СПTHE METHOD OF MANAGING THE THREE-PHASE IMMEDIATE FREQUENCY CONVERTER By cyclically connecting the equivalent network phases to the load phases at equal intervals of time, the voltage of the network equivalent phases in the three phases of the load are shifted between themselves successively by 2K / 3, which will be the same lines. range of discrete control of the output frequency up to values equal to the network frequency with natural switching of the valves, the moments of connection of the corresponding equivalent the covariant phase into the second and third phases of the load set-otstanschimi and respectively equal to 2T / 3 and 2jr / 6 with respect to the equivalent time of connecting phases of a load in the first phase. Od sp

Description

Изобретение относитс к области преобразовани техники и может быть использовано в частотно-регулируемом электроприводе вентил торов с дисректными ступен ми изменени частоты выходного напр жени вплоть до значений, равных частоте сети и ес тественной коммутацией тиристоров преобразовател . Известен способ импульсного управ лени в цепи статора асинхронного электродвигател , согласно которому регулирование напр жени осуществл етс путем изменени отношени длительностей интервалов открытого и закрытого состо ний тиристоров Li. 1 Недостатком этого способа вл етс то, что двигатель непрерьшно находит в режиме пуска, вследствие чего прот кает ток, значительно превьпиающий но минальные его значени , и создаютс большие потери энергии и нагрев в двигателе. Известен также способ управлени непосредственным преобразователем, согласно которому преобразование переменного напр жени одной частоты в другую осуществл ют дискретными ступен ми, при которых периоды повторени входной и выходной частот имеют общее наименьшее делимое и управление преобразованием частот ос ществл ют по заранее составленным от дельным дл каждого значени выходной частоты программам подачи импуль сов на тиристоры 2. Недостатком этого способа вл етс ограниченный верхний диапазон выходных частот до 46,15 Гц Сз1 при частоте сети 50,0 Гц. Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому вл етс способ квазиоднополосногр преобразовани частоты. Наиболее существенно дл него циклическое подключение зкв валентных фаз. сети к фазам нагрузки через равные интервалы времени, причем моменты подключени фаз нагрузки совпадают, а на интервалах подключени напр жени эквивалентных фаз сет в трех фазагх нагрузки сдвинуты между собой последовательно на угол 2J/ входного напр жени 4. Недостатком этого способа, вл етс ограниченный верхний диапазон выходных частот до 2/3 частоты сети при естественных коммутаци х тиристоров преобразовател . Цель изобретени - расширение диапазона дискретного регулировани . выходной частоты, вплоть до значений, равных частоте сети при естественной коммутации вентилей. Дл достижени поставленной цели согласно способу управлени трехфазным непосредственным преобразователем частоты путем циклического подключени эквивалентных фаз сети к фазам нагрузки через равные интервалы времени, причем на Интервалах подключени напр жени эквивалентных фаз сети в трех фазах нагрузки сдвинуты между собой последовательно на угол , моменты подключени соответствующих эквивалентных фаз во второй и третьей фазах нагрузки ус.танавливают отстающими и соответственно равными 21Г/3 и 2 Т/6 по отношению к моменту подключени эквивалентной фазы сети в первой фазе нагрузки. Предложенный способ может быть реализован мостовой схемой з1 непосредственного преобразовател с естественной коммутацией тиристоров. На фиг. 1 приведена схема преобразовател , на фиг. 2-3 - временные диаграммы, по сн ющие его работуJ на фиг. 4 - блок-схема системы управлени преобразовател . . В преобразователе (фиг, 1) входные фазные 1-3 и нулевой 4 вьгооды питающего напр жени присоединены к входным выводам тиристорного моста ; каждой выходной фазы преобразовател .; Через встречно-пара.ллельно включенные: тиристоры каждый из четырех входных вьтодов моста св занс каждым из двух вьпсодных выводов моста, присоединенных к вум вьшодам соответствующей 5-7 фазы нагрузки. Таким образом дант на схема преобразовател позвол ет подключить на каждую отдельную фазу нагрузки входные фазные напр жени необходимой пол рности. Расширение диапазона дискретного регулировани выходной частоты вплоть до значений, равных частоте сети при естественной коммутацией вентилей, по данному способу реализуетс при помощи устройства (фиг. 1) следующим образом. Дл формировани трехфазного выходного напр жени требуемой дискретной частоты подключением входного напр жени эквивалентных фаз сети на интервал времени, равный сумме целого числа полупериодов входного напр жени , переключени поочередно следу щих входных напр жений в каждой из ыходных фаз преобразовател осущест вл ют согласно предложенному способу так, как это показано на фиг. 2, где прин ты следующие обозначени : Uj-U)j кривые фазного напр жени эквивалентных фаз сети, которые можно подключить на отдельные фазы нагрузки дл формировани выходного напр жени преобразовател ; 14-16 - моменты времени начала подключени к нагрузк входных напр жений; 17-19 - моменты времени окончани подключени к нагрузке входньк. напр жений; .s кривые выходного напр жени соответствующих выходных фаз преобраэовател . В первой фазе нагрузки с выходным напр жением V переключение , например, с входного напр жени Ua на входное напр жение Ug осуществл ют в момент времени 14. Дл формировани Ug,6 во второй выходной фазе переключение с на входных напр жений осуществл ют в момент.времени 15, .который отстает ,на угол 2У/3 входного напр жени относительно момента времени 14 в первой выходной фазе преобразовател . Дл формировани в третьей выходной , фазе переключение с на входных напр жений осуществл ют в момент времени 16, который отстает на угол 2.J/6 входного напр жени относительно момента времени 14 перекл чени в первой выходной фазе преобра зовател . Дальнейшее преобразование частоты согласно предложенному способу , как это видно из фиг. 2, не от личаетс от указанного. На фиг. 2-3 выходное напр жение, дл нагл дности изображено при активной нагрузке преобразовател , тогда соответственно по выходным фазам моменты 17-19 окончани подключени входного напр жени опережают моменты 14-16 начала подключени следующего входного напр жени на угол 2Я/6 входного напр жени преобразовател . При активно-индуктивной или динамической нагрузке преобразовател из-за фазового сдвига между выходными напр жением и током указанна пауза отсутствует. Регулиру число подключаемых на нагрузку полупериодов от каждого поочередно следующего входного напр жени , создают на выходе преобразовател регулируемые значени частот выходного напр жени , как это показано на фиг. 3. Подключа к выходной фазе по одному полупериоду (крива Ujo ) от каждой поочередно следующей величины входного напр жени (например , .кривые Ug - т.д.), на выходе образуют напр жение частотой 37,5 Гц. Подключа каждое входное напр жение на врем , равное двум его полупериодам (крива UJT ) , получим на выходе су 1марное напр жение частоты , приближенно равной 42,86 Гц. Увеличива число полупериодов каждого входного напр жени , подключаемого к нагрузке, например кривые Ujj, на выходе получим значени частот, приближающихс к значению питающей частоты. Данные значений выходных частот -в зависимости от числа полупериодов входного напр жени частотой 50 Гц, подключаемых к нагрузке преобразовател , сведены в таблицу.The invention relates to the field of conversion technology and can be used in a frequency-controlled electric drive of fans with disjoint steps of varying the frequency of the output voltage up to values equal to the network frequency and the natural switching of the thyristors of the converter. A known method of pulse control in the stator circuit of an asynchronous electric motor, according to which the voltage is controlled by changing the ratio of the open and closed state intervals of the thyristors Li. 1 The disadvantage of this method is that the engine continuously finds it in the start-up mode, as a result of which the current considerably exceeding its nominal values flows, and large losses of energy and heat are created in the engine. There is also known a method of direct converter control, according to which the conversion of an alternating voltage of one frequency to another is carried out in discrete steps, in which the repetition periods of the input and output frequencies have a common smallest dividend and frequency conversion control is carried out by predetermined for each value output frequency to the programs supplying pulses to thyristors 2. The disadvantage of this method is the limited upper range of output frequencies up to 46.15 Hz Sz1 pr and network frequency of 50.0 Hz. The closest in technical essence to the present invention is a method of quasi-one-sided frequency conversion. The most significant for him is the cyclic connection of SIC valence phases. the network to the phases of the load at equal intervals of time, and the moments of connection of the phases of the load are the same, and at the intervals of connection of the voltage of the equivalent phases the network in three phases of the load is shifted between them successively by 2J / input voltage 4. The disadvantage of this method is limited upper output frequency range up to 2/3 of the network frequency with the natural commutation of the thyristors of the converter. The purpose of the invention is to expand the range of discrete control. output frequency, up to values equal to the network frequency with natural switching of the valves. To achieve this goal, according to the method of controlling a three-phase direct frequency converter by cyclically connecting the equivalent phases of the network to the load phases at equal intervals of time, and at the Connection intervals of the voltage of the equivalent phases of the network in the three phases of the load, the corresponding equivalent phases in the second and third phases, the loads are set to lag behind and are respectively 21G / 3 and 2 T / 6 with respect to the moment of connection Cheney equivalent phase network in the first load phase. The proposed method can be implemented by a bridge circuit z1 of a direct converter with natural switching thyristors. FIG. 1 shows a diagram of a converter; FIG. 2-3 are timing diagrams explaining his work in FIG. 4 is a block diagram of a converter control system. . In the converter (FIG. 1), the input phase terminals 1-3 and the zero 4 terminals of the supply voltage are connected to the input terminals of the thyristor bridge; each output transducer phase; Through counter-parallel: included: the thyristors of each of the four input terminals of the bridge are connected to each of the two higher pins of the bridge connected to the high-voltage terminals of the corresponding 5–7 load phase. In this way, the converter circuit allows connecting the input phase voltages of the required polarity to each separate phase of the load. Expansion of the range of discrete control of the output frequency up to values equal to the network frequency in the case of natural switching of valves in this method is implemented using the device (Fig. 1) as follows. By forming the three-phase output voltage of the required discrete frequency, connecting the input voltage of the equivalent network phases for a time interval equal to the sum of the integer half-periods of the input voltage, switching the following input voltages in each of the output phases of the converter, according to the proposed method, as shown in FIG. 2, where the following symbols are taken: Uj-U) j phase voltage curves of the equivalent network phases that can be connected to separate phases of the load to form the output voltage of the converter; 14-16 - the moments of the beginning of connection to the load of input voltages; 17-19 - the time points for termination of the connection to the input load. stress; .s the output voltage curves of the corresponding output phases of the converter. In the first phase, the loads with the output voltage V are switched, for example, from the input voltage Ua to the input voltage Ug, at time 14. To form Ug, 6 in the second output phase, they are switched from input to voltage. time 15, which lags behind at an angle 2U / 3 input voltage relative to time 14 in the first output phase of the converter. To form in the third output phase, switching from input voltages is performed at time 16, which lags the input voltage angle 2.J / 6 relative to the switching time 14 in the first output phase of the converter. Further frequency conversion according to the proposed method, as can be seen from FIG. 2, not different from the specified. FIG. 2-3 output voltage, for the sake of clarity, is shown at active load of the converter, then, respectively, at the output phases, the moments 17-19 of the end of the input voltage connection are ahead of the moments 14-16 of the start of connection of the next input voltage by the angle 2I / 6 of the input voltage of the converter . With the active-inductive or dynamic load of the converter due to the phase shift between the output voltage and current, the specified pause is absent. By regulating the number of half-periods connected to the load from each successively the next input voltage, the output voltage frequencies are created at the output of the converter, as shown in FIG. 3. Connecting to the output phase one half-period (curve Ujo) from each alternately following value of the input voltage (for example, Ug - etc. curves), at the output they form a voltage of 37.5 Hz. By connecting each input voltage for a time equal to two of its half-periods (UJT curve), we obtain at output cy a 1% voltage of approximately 42.86 Hz. By increasing the number of half periods of each input voltage connected to the load, for example, the Ujj curves, at the output we obtain the values of frequencies approaching the value of the supply frequency. The data of the output frequency values, depending on the number of half-cycles of the input voltage of 50 Hz, connected to the converter load, is summarized in the table.

37,50 42,86 45,00 46,1537.50 42.86 45.00 46.15

49,18 49,22 49,25 49,2949.18 49.22 49.25 49.29

Как видно из таблицы, по мере приближени к питающей частоте сети плотность значений выходных частот увеличиваетс . Последнее благопри тно отражаетс на работе электрода с нагрузкой вентил торного типа, поскольку количество подачи воздуха относительно частоты вращени вентил тора имеет кубическую зависимость то дл равномерного регулировани подачи воздуха требуетс увеличенное число значений частот по мере приближени к питающей частоте. Дл согласовани значени выходного напр жени преобразовател при регулировании дискретными значени ми выходПродолжение таблицыAs can be seen from the table, as we approach the supply frequency of the network, the density of the output frequency increases. The latter is favorably reflected in the operation of the electrode with a fan-type load, since the amount of air supply relative to the rotational speed of the fan has a cubic relationship, then to evenly control the air supply, an increased number of frequencies is required as it approaches the supply frequency. To match the value of the output voltage of the converter when adjusting the discrete values of the output. Continuation of the table

ной частоты с требуемым моментом нагрузки вентил торного типа соответственно осуществл ют измерение фазового сдвига импульсов открывани тиристоров . Так, например, на фиг. 3 крива Ujc имеет более поздний угол открывани тиристоров по сравнению с кривой Ui .Phase shift of the thyristor opening pulses is measured accordingly with the required load moment of the fan type. For example, in FIG. The 3 curve Ujc has a later opening angle of the thyristors compared to the curve Ui.

На . 5 прин ты следующие обозначени : Чад- Utj- кривые выходного напр жени преобразовател при подключении к фазе нагрузки соответственно одного , двух, трех и четырех полупериодов от каждого, поочередно следующего входного напр жени с соответствуюдими значени ми вьпсодных частот равных 37,5; 42,,0; 46,15 Гц.On . 5 the following notation is accepted: Chad-Utj are the curves of the output voltage of the converter when one, two, three and four half-cycles of each alternating next input voltage are connected to the load phase, respectively, with corresponding values of higher frequencies equal to 37.5; 42, 0; 46.15 Hz.

Дл осуществлени предложенного способа в приведенном на фиг. 4 примере исполнени системы управлени в блоке компараторов 24 входное напр жение 25 преобразуетс в пр моугольные импульсы, которые поступают в блоки управлени 26 и двоичный счетчик 27. В течение одйого периода входного напр жени блок компаратора вырабатывает пр моугольный импульс Продолжительностью также одного периода. При этом положительна полуволна входного напр жени соответствует 1 отрицательна -. О. Счетчик 27 ведет счет импульсов, поступивших от блока 24. Блок переключени программы 28 задает интервал времени, который соответствует требуемому количеству периодов входного напр жени дл получени выбранной дискретной выходной частоты. После подсчета необходимого количества пр моугольных импульсов счетчик 27 издает информацию блоку 26. В последующем блок 26, дает команды логическому устройству 29In order to implement the proposed method in FIG. 4, an exemplary control system in the comparator unit 24, the input voltage 25 is converted into rectangular pulses that go to the control units 26 and the binary counter 27. During the same period of the input voltage, the comparator unit generates a rectangular impulse of a duration of one period as well. In this case, the positive half-wave of the input voltage corresponds to one negative -. A. Counter 27 counts the pulses received from block 24. Program switch 28 sets the time interval that corresponds to the required number of input voltage periods to obtain the selected discrete output frequency. After counting the required number of rectangular pulses, the counter 27 issues information to block 26. Subsequently, block 26 gives commands to the logic device 29

дл управлени переключением на следующую по очереди величину входного напр жени , при этом сначала в канал управлени 30 переключением в первой выходной фазе преобраеовател , черезto control switching to the next input voltage in turn, first to the control channel 30 switching in the first output phase of the converter, through

угол 2JF/6 в канал управлени 31 переключением в третьей выходной фазе, а угол 2Jr/3 в канал зшравлени 32 переключением во второй выходной фазе преобразовател ; счетчику 27 начатьan angle of 2JF / 6 to the control channel 31 by switching in the third output phase, and an angle of 2Jr / 3 to the channel 32 by switching the switch to the second output phase of the converter; counter 27 start

повторение счета количества импульсов.repetition of the number of pulses.

ПoлoжитeJrьный эффект от использовани способа заключаетс в расши- , рении диапазона дискретного регул ровани выходной частоты преобразовател вплоть до значений, равных частоте сети при естественной коммутации тиристоров преобразовател .The provisional effect of using the method is to expand the range of discrete control of the output frequency of the converter up to values equal to the network frequency during natural switching of the thyristors of the converter.

3 W 11 12 13 8 д 10 It 12 13 8 3 10 113 W 11 12 13 8 d 10 It 12 13 8 3 10 11

/ / х-чх Чх-ч . // xxxxxx

л л л А А V V V V .А А / / I.l l aa a v v v v v. a a / / i.

/л/ l

8 3 Ю 11 12 jj в ff (J 8 3 Ю 11 12 jj to ff (J

2525

Фиг.ЗFig.Z

30thirty

J2 .31J2 .31

Claims

METHOD FOR CONTROL OF A THREE-PHASE DIRECT FREQUENCY CONVERTER By cyclically connecting the equivalent phases of the network to the phases of the load at equal time intervals, and at the intervals of connecting the voltage of the equivalent phases of the network in the three phases of the load, they are shifted in series by an angle of 27G / 3, characterized in that, for the purpose of expanding the range discrete control of the output frequency up to values equal to the network frequency during natural switching of the valves, the moments of connection are equivalent phase in the second and third phases lagging load is set to be equal to u 2T / 3 and 2JT / 6 with respect to the equivalent time of connection in the first phase of the network load phase.

SU ... 1116519