Изобретение относитс в электросв зи и может быть использовано дл коррекции межсимвольной интерференции (МСИ) в модулированных сигналах передаваемых многопозиционными методами фазовой мбдул ции. Известен цифровой адаптивный корректор межсимвольной интерференции, содержащий последовательно соединенные блок пам ти выборок и арифметический блок, выход которого вл етс выходом устройства, вход которого через блок пам ти пол рностей И знака отклонени амплитуды сигнала от номинала подключен к блоку коррел ции , выход которого через блок пам ти коэффициентов подключен к другим входам арифметического блока и блока коррел ции 1 . Однако точность коррекции такого устройства недостаточна. Наиболее близким к предлагаемому вл етс цифровой адаптивный корректор межсимвольной интерференции, содержащий последовательно соединенные аналого-цифровой преобразователь блок пам ти выборок и арифметический блок, а также программный блок, выход которого соединен с другим Владом блока пам ти выборок, с вторым входом арифметического блока и первым входом блока пам ти коэффициентов , выход которого соединен с третьим входом арифметического бпока , первый выход которого вл етс . выходом устройства, а второй выход соединен с первым входом блока корре л ции, второй вход которого соединен с вторым выходом блока пам ти выборок , при этом входы аналого-цифрового преобразовател , программного о блока и третий вход блока коррел ции вл ютс входами устройства С2Д. Однако известный корректор обеспечивает недостаточно высокую помехоустойчивость приема сигнала в услови х неоптимального выделени ко . герентного колебайи (КК) в результате снижени точности коррекщадь., Цель изобретени - повьшение точности адаптивной коррекции межсимвольной интерференции путем компенсации искажений, возникающих вследствие интегральных сдвигов КК. Поставленна цель достигаетс тем, что в цифровой адаптивный корректор межсймвольной интерференции, содержащий последовательно соединенные аналого-цифровой преобразователь блок пам ти выборок и арифметический блок, а также программный блок, выход которого соединен с другим входом блока пам ти выборок, с вторым входом арифметического блока и первым входом блока пам ти коэффициен .тов, выход которого соединение третьим входом арифметического блока , первьм выход которого вл етс выходом устройства, а второй выход соединен с первым входом блока коррел ции , второй вход которого соединен с вторым выходом блока пам ти выборок, при этом входы аналого-цифрового преобразовател , программного блока и третий вход блока коррел ции вл ютс входами устройства, введен формирователь сигнала управлени , состо щий из последовательно соединенных первого элемента ИЛИ, входы которого вл ютс входами устройства, инвертора, первого элемента И, второго элемента ИЛИ, блока элементов И, выход которого соединён с вторым входом блока пам ти коэффициентов, второго элемента И, первьй вход которого соединен с выходом первого элемента ИЛИ, а второй вход соединен с вторым выходом программного блока, третий выход которого соединен с вторым входом первого элемента И, при этом выход второго элементами соединен с вторым входом второго элемента ИЛИ, второй вход блока элементов И соединен с выходом блока коррел ции. На фиг. 1 представлена структурна электрическа схема предлагаемого корректора; на фиг. 2 - векторные диаграммы. Цифровой адаптивный корректор межсимвольной интерференции содержит аналого-цифровой преобразователь 1i, программньй блок 2, блок 3 пам ти выборок, блок 4 коррел ции, блок 5 пам ти коэффициентов, арифметический блок 6, формирователь 7 сигнала управлени , инвертор 8, первый 9 и второй 10 элементы И, первьй 11 и второй 12 элементы РШИ, блок элементов И 13. Устройство работает следующим образом . На фиг. 2 изображены возможные Положени вектора при различной пространственной структуре сигналов. При этом точками показаны возможные идеальные положени конца вектора 310 принимаемого сигнала. На фиг. 2в .эти положени показаны цифрами 1-4. На фиг. 2c,S цифрами I и Ц показана относительна величина проекции сигнала на КК; а на фиг. 2в она равна 3. Прием сигналов данньпс осуществл етс посредством двух демодул торов, расположенных в приемнике (не показаны ) . Корректор осуществл ет кор:рекцию как синфазньк (собственных), так и квадратурных (перекрестных) компонентов МСИ, Коррел ци МСИ адаптивным корректором проводитс в соответствии со следующим аЛгоритMOM: при компенсации синфазного (собственного ) мешающего вли ни . 1с I г v-eo«f .S n o0S n«o®S n«n t.«c ef«f «f V f n o0 n«j©V при компенсации квадратурного (перекрестного) мешающего вли ни с t, Q ,« +S. g-n®o©5 n«i (8 V « ( - знаки проекций .сигналов, подверженных мешаю щему . вли нию на КК 1 и II соответственно; За. и5..с(- - знаки проекций сигналов, созда щих мешаю1Ю1е вли ни , на КК и 11 соответственно; . и S е - - знаки отклонени п о амплитуд сиг|1аот номинала от- щих модул м и пол рност м кодов выносительно КК I борки а и а | коэффициента пеи11 соответст- редачи соответствующего регул тора венно;отвода корректора. /-J - величина проекции сигналов,создающих мешающие вли ни на КК 1 и II соответственГ 7 ° CQ И е И - величина проекции отклонени амплитуды сиггталов а сн и а от номинала на КК 1 и II соответственно . Дл реализации алгоритма адаптивной коррекции достаточно использовать только две пары выражений: либо (1), (2), (5), (6), либо (3), (4), (6), (8). На основании выражений (1), (3), (5) и (7) определ етс величина изенени коэффициент а- передачи h соответствующего регул тора отвода корректора, а на основании выражеНИИ (2), (4), (6), (8) - знак этого изменени (5 п, ). u- Формирование сигналов , | i п , J / л /ч Ь и Т1 по выражени м (.) (3), (5) и (7) осуществл етс в арифметическом блоке 6.. Эти сигналы поступают в блок 4 коррел ции и обозначены на фиг. 1 как п; . Дл формировани сигнала Зо-.Ь;} с I с поступают сигналы -р-о о .o и S а: с выходов приемника и сигналы Ьо-« с выходов V Ч| блока 3 пам ти выборок. По командам программного блока 2 и в соответствии с использованным среднеквадратичным алгоритмом настройки адаптивного корректора, в блоке 4 коррел ции вырабатываютс сигналы о величине и знаке изменени коэффициента передачи соответствующего отвода , которые в виде п-разр дньк чисел хран тс в блоке 5 пам ти коэффициентов . В каждом такте работы программного блока 2 из блоков 3 и 5 пам ти в блок умножени арифметического блока 6 поступают два rt -разр дных кодовых числа, соответствуюПричем сначала в арифметический блок 6 поступчет код выборки а сигнала на выходе первого демодул тора а| , а затем код выборки аJ сигнала на выходе второго демодул тора а 7 приемника дл умножени на один и тот же код коэффициента передачи регул тора соответствующего отвода корректора. Полученные пр изведени двух пар чисел записывают с по командам, поступающим из прог раммного блока 2, в один из двух сумматоров (не показаны) арифметического блока 6 с целью суммировани произведений раздельно дл выборок ТЛГИТвТТ г ТTi О сигнала а В следующем такте работы програм много блока 2 из блоков 3 и 5 пам ти на входы арифметического блока 6 подаютс кодовые числа, соответствующие операции умножени сигналов дл следующего отвода корректора. Полученные произведени алгебраичес суммируютс в соответствующих сумма торах арифметического блока 6 с про изведени ми, полученными в предыдущем такте работы программного .блока 2 дл предьщущего отвода корректора Э от процесс продолжаетс до тех .пор, пока в сумматорах арифметического блока будут записаны суммы полученные в результате суммировани произведений кода выборок и коэффициентов передачи дл всех отводов корректора, в результате чего на выходе корректора формируютс дв откорре1(;тированных цифровых сигнала которые поступают в реи а- , шающий блок приемника дл декодировайи и формировани сигналов упра лени корректором. Указанный процес продолжаетс до тех пор, пока не будут записаны такие коэффициенты передачи регул торов отводов, при ко торых величина МСИ в сигналах а и а минимальна. Таким образом, в корректоре осуществл етс регулировка всех его отводов , в том числе и центральных. Возможность изменени коэффициентов передачи регул торов центральных отводов как по пр мым, так и по пере крестным св з м позвол ет производить компенсацию искажений в сигналах S j и 3 , возникающих из-за неоптимального выделени КК, например из-за его интегрального сдвига. Рассмотрим компенсацию таких искажений . Допустим, что сигнал передаетс методом четырехфазной модул ции, векторна диаграмма которого представлена на фиг. 2в. Предположим, «то вместо сигнала с индексом 1 прин т сигнал с индексом 5. При этом изменение коэффициента передачи регул тора центрального отвода по пр мым св з м осуществл етс в соответствии с выражени ми (1) и (2), а коэффициента передачи регул тора центрального отвода по перекрестным св з м - в соответствии с выражени ми (5) и (6). Когда же вместо сигнала с индексом 2 прин т сигнал с индексом 6 дл регулировки коэффициентов передачи центральньк отводов по пр мым и перекрестным св з м используютс вьфажени (3), (4) и (7), (8) при значении индекса i 0. Однако по мере компенсации искажений, вызванных интегральным сдвигом КК, все менее достоверными станов тс сигналы использовании выражени . (2) в первом случае и сигналы о при выражении (4) во втором (где i 0). Следовательно, из приемника в корректор должны поступать управл ющие сигналы, ограничивающие использование выражений (1) - (4) дл изменени коэффициента передачи корректора по пр мым св з м при J eдocтoверных сигналах (анаогично происходит и в случае приема сигналов, имеющих на фиг. 2 индексы 7 и 8). Эти управл ющие сигналы ырабатьтаютс в зависимости от того, ревышают ли проекции сигнала а j, а КК I и II пороговое напр жение или нет.. При использовании различной пространственной структуры сигнала в соответствии с фиг. 2 относительное значение и pop можно выбрать равным Допустим, что принимаемый сигнал вместо положени с индексом 1 (фиг.2в) вследствие интегрального сдвига КК зан л положение с индексом 9. Тогда в процессе регулировки коэффициента пер(гдачи отвода по перекрестной св зи в соответствии с выражени ми (5) и (6) вектор сигнала занимает положение с индексом 2, что неправильно. Аналогичное происходит и при других возможных положени х вектора принимаемого сигнала. Чтобы избежать ложной настройки, необходимо запретить регулировку коэффициента передачи центрального отвода корректора по перекрестной св чи при превышении проекцией сигнала на соответствующее КК некоторого порогового напр жени пор Д- случаев, изображенных на ИГ. 2«,5, Unop : , а дл случа , 2u,U;,p 1.5. изображенного на фиг. Однако дл упрощени устройства эти пороговые напр жени можно выбрать : т.е.и„„„ и равными, ...«прр .f,p Рассмотрим реализацию в корректоре принципов компенсации сдвигов КК. Управл ющие сигналы Sg, 2 g и ; с свидетельствующие о превьйпении проекции еигнала на соответс.твую щее КК величины и , поступают из приемника на первый элемент ИЛИ |1 формировател 7 сигнала управлени и далее на первый 9 и второй IЬ элементы И непосредственно через иивер тар 8. На первый элемент И 9 из программного блока 2 поступает сигнйл, соответствуйщий операции изменени коэффициента передачи центрального отвода корректора по перекрестили св зи. На второй элемент И 10 из программного блока 2 поступает сигнал , соответствующий операции изменени коэффициента переда1чи централь ного отвода корректора по пр мо1Й св зи. Такое построение формир овате ,л 7 сигнала управлени необходи14о дл того, чтобы при выполнении однот го из условий: (а(и,др| , либо а осуществл ть изменение коэ нциентов передачи регул тйров всех отводов корректора, кроме центральных , по перекрестным св з м. При вьтолнении услови ao( или разрешаетс изменение коэффициента передачи регул торов всех отводов корректора, кроме центральных , по пр мым св з м. Дл упрощени устройства можно сравнивать только один сигнал а или а- c(J Сигналы, запрещающие регулировку коэффициента передачи центральных отводов по перекрестным Или пр мым св з м, с выходов элементов И 9 и 10 объедин ютс элементов ИЛИ 12 и далее поступаютна блок элементов И 13. Блок 13 представл ет собой набор элементов И, количество которых равно числу разр дов кодового двоичнопоступающего из .блого числа- п ка 4 коррел ции и отображающего величину изменени коэффициента передачи регул тора соответствующего отвода корректораi На один из входов каждого блока элементов И 13i поступает соответствующий разр д двоичного числа п,- , а на другой вход сигнал от элемента ИЛИ 12. При наличии запрещающего сигнала на выходе элемента ИЛИ 12 коэффициент.передачи регул тора соответствующего отвода , хран щийс в блоке 5 пам ти коэффициентов, не измен етс (не регулируетс ) . Технико-экономическа эффективность предлагаемого корректора заключаетс в компенсации искажений, обусловленных наличием, сдвига КК, повышении точности коррекции и благодар этому в увеличении помехоустойчивости приема сигналов данных, что позвол ет, допустив большие исходные искажени частотных характеристик канала св зи, увеличить дальность передачи сигналов данных.The invention relates to telecommunications and can be used to correct intersymbol interference (ISI) in modulated signals transmitted by multipositional methods of phase duplication. A digital adaptive intersymbol interference corrector is known, containing serially connected sample memory and an arithmetic unit whose output is the output of a device whose input through a polarity memory AND the sign of the signal amplitude deviation from the nominal is connected to a correlation unit whose output through the unit the coefficient memory is connected to the other inputs of the arithmetic unit and the correlation unit 1. However, the accuracy of the correction of such a device is insufficient. Closest to the present invention is a digital adaptive intersymbol interference corrector, which contains a serially connected analog-to-digital converter memory block of samples and an arithmetic block, as well as a software block whose output is connected to another Vlad block of the memory block of samples, with the second input of the arithmetic block and the first input to the coefficient memory, the output of which is connected to the third input of the arithmetic terminal, the first output of which is. the device output, and the second output is connected to the first input of the corrector, the second input of which is connected to the second output of the sampling memory, while the inputs of the A / D converter, the software of the block and the third input of the correlation unit are the inputs of the C2D device. However, the known corrector provides an insufficiently high noise immunity of signal reception under conditions of non-optimal allocation k. The aim of the invention is to increase the accuracy of the adaptive correction of intersymbol interference by compensating for distortions resulting from integral QC shifts. The goal is achieved by the fact that in a digital adaptive corrector intersymbol interference, which contains a serially connected analog-to-digital converter, a sampling memory block and an arithmetic unit, as well as a program block whose output is connected to another input of the sampling memory block, to the second input of the arithmetic block and the first input of the coefficient memory module, the output of which is the connection by the third input of the arithmetic unit, the first output of which is the output of the device, and the second output is connected to the first the input of the correlation unit, the second input of which is connected to the second output of the memory block of the samples, while the inputs of the analog-digital converter, the program block and the third input of the correlation unit are the inputs of the device, a control signal generator consisting of the first element connected in series is inserted The OR, whose inputs are the inputs of the device, the inverter, the first element AND, the second element OR, the block of elements AND, the output of which is connected to the second input of the coefficient storage unit, the second element AND, the first whose input is connected to the output of the first OR element, and the second input is connected to the second output of the program block, the third output of which is connected to the second input of the first element AND, the output of the second element is connected to the second input of the second OR element, the second input of the AND block of elements with the output of the correlation block. FIG. Figure 1 shows the structural electrical circuit of the proposed offset; in fig. 2 - vector diagrams. The digital adaptive intersymbol interference corrector contains analog-digital converter 1i, program block 2, block 3 of the sample memory, block 4 correlation, block 5 of the coefficient memory, arithmetic block 6, control signal generator 7, inverter 8, first 9 and second 10 elements And, the first 11 and second 12 elements RSHI, a block of elements And 13. The device works as follows. FIG. Figure 2 shows the possible positions of a vector with a different spatial structure of signals. The dots indicate the possible ideal positions of the end of the vector 310 of the received signal. FIG. 2c. These positions are shown as 1-4. FIG. 2c, S numbers I and C shows the relative magnitude of the projection of the signal on the CC; and in fig. 2c it is equal to 3. The reception of data signals is carried out by means of two demodulators located in the receiver (not shown). The corrector performs the correction: the response of both the in-sync (own) and quadrature (cross-section) components of the MAI, the correlation of the MAI with the adaptive equalizer is carried out in accordance with the following LMor: when compensating for the in-phase (own) interfering effect. 1c I g v-eo "f .S n o0S n" o®S n "n t." C ef "f" f V fn o0 n "j © V when compensating for the quadrature (cross) interfering effect with t, Q , “+ S. gn®o 5 5 n "i (8 V (" (- signs of the projections of the signals subject to the interfering effect on KK 1 and II, respectively; Za and 5 .. s (- - signs of the projections of signals that create the interference) , on QC and 11, respectively; and S e - are the signs of deviation of the amplitudes of sig | 1a from the nominal value of the relative moduli and fields of codes for QC I of the box a and a | of the coefficient 11 of the corresponding correspondingly; tap offset. / -J - the magnitude of the projection of signals that create interfering effects on QC 1 and II respectively 7 ° CQ And e I - the magnitude of the projection of the amplitude deviation sig talons and sn and a of nominal on QC 1 and II, respectively.To implement the adaptive correction algorithm, it suffices to use only two pairs of expressions: either (1), (2), (5), (6), or (3), (4 ), (6), (8). Based on expressions (1), (3), (5) and (7), the change in the a-transfer coefficient h of the corresponding offset control regulator is determined, and on the basis of the expression (2) , (4), (6), (8) - the sign of this change (5 п,). u- Signal generation, | i п, J / л / ч L and T1 by expressions (.) (3), (5) and (7) is carried out in the arithmetic unit 6 .. These signals go to correlation unit 4 and are indicated in FIG. 1 as n; . To form the signal Zo-.b;} s I, the signals — p-oo .o and S a are coming in: from the receiver outputs and the signals Lo- “from the outputs V × | block 3 of memory samples. According to the instructions of program block 2 and in accordance with the used mean square tuning algorithm for the adaptive equalizer, in block 4 correlations, signals are generated about the magnitude and sign of the change in the transfer coefficient of the corresponding tap, which are stored as n-ramp numbers stored in block 5 of the coefficient memory. In each cycle of the program block 2, two rt-digit code numbers are sent to the multiplication unit of the arithmetic block 6 from the blocks 3 and 5 of the memory, corresponding to the Primary code of the signal at the output of the first demodulator a | and then the sampling code aJ of the signal at the output of the second demodulator a 7 of the receiver to multiply by the same code of the transmission coefficient of the regulator of the corresponding offset of the equalizer. The resulting prints of two pairs of numbers are written with the commands coming from the program block 2 into one of two adders (not shown) of the arithmetic block 6 in order to sum the products separately for samples TLGITvTT g TTi O signal a In the next cycle of the program many blocks 2 of the blocks 3 and 5 of the memory, the code numbers corresponding to the operations of multiplying the signals for the next tap of the equalizer are supplied to the inputs of the arithmetic unit 6. The products obtained are algebraically summed in the corresponding sum of the tori of the arithmetic unit 6 with the products obtained in the previous step of the operation of the program block 2 for the previous removal of the corrector E from the process continues to those times while the sums resulting from the summation are recorded in the summators of the arithmetic unit product code samples and transmission coefficients for all taps of the corrector, resulting in the output of the corrector are formed dvorkore1 (; tirovannyh digital signal which post This process continues until such transfer coefficients of tap regulators are recorded, at which the value of MCI in signals a and a is minimal. , in the corrector, all its taps, including the central taps, are adjusted. The possibility of changing the transfer coefficients of the taps central and lateral cross-link controllers allows for distortion compensation signals S j and 3 occurring due to suboptimal separation QC e.g. due to its integral shear. Consider the compensation of such distortion. Assume that a signal is transmitted by a four phase modulation method, the vector diagram of which is shown in FIG. 2c. Suppose that, instead of the signal with index 1, a signal with index 5 is received. In this case, the change in the transfer coefficient of the central tap controller by direct links is performed in accordance with expressions (1) and (2), and the transfer coefficient the torus of the central branch by cross-links - in accordance with expressions (5) and (6). When, instead of a signal with index 2, a signal with index 6 is received, adjusting the transmission coefficients of the central taps in direct and cross-linking is used to simulate (3), (4) and (7), (8) with the value of index i 0. However, as the distortions caused by the integral QC shift are compensated, the signals using expressions become less and less reliable. (2) in the first case, and the signals of when the expression (4) in the second (where i 0). Consequently, control signals must be received from the receiver to the equalizer, limiting the use of expressions (1) to (4) to change the transmitting coefficient of the corrector via direct links at J remote signals (it is analogous to the case of signals received in FIG. 2 indices 7 and 8). These control signals are generated depending on whether the projections of the signal a j and QC I and II revise the threshold voltage or not. When using a different spatial signal structure in accordance with FIG. 2 the relative value and pop can be chosen to be equal. Assume that the received signal instead of the position with index 1 (Fig. 2c) due to the integral shift of the QC occupied the position with index 9. Then in the process of adjusting the coefficient of transmission (cross-talk removal in accordance with expressions (5) and (6), the signal vector occupies the position with the index 2, which is wrong. The same happens at other possible positions of the received signal vector. To avoid false settings, it is necessary to prohibit the transmission coefficient when the projection of the signal to the corresponding QC exceeds a certain threshold voltage of the P-cases shown on IG 2 ", 5, Unop:, and for the case 2u, U;, p 1.5. Fig. However, to simplify the device, these threshold voltages can be chosen: i.e., „„ „and equal, ..." prr. f, p Consider the implementation of the principles of QC shift compensation in the corrector. Control signals Sg, 2 g and ; from the projections of the projection of the signal to the corresponding QC values and, are received from the receiver to the first element OR | 1 of the control signal generator 7 and then to the first 9 and second Ib elements AND directly through iiver tar 8. To the first element I 9 of software block 2 receives a signal, corresponding to the operation of changing the coefficient of transmission of the central tap of the corrector for a cross-link. The second element And 10 from program block 2 receives a signal corresponding to the operation of changing the coefficient of transfer of the central offset of the corrector via a direct link. Such a construction of the control signal should be necessary in order for one of the following conditions to be fulfilled: (a (and, other |, or a) to change the transfer coefficients of the adjustments of all the taps of the corrector, except for the central ones, When the conditions ao are fulfilled (or the change in the coefficient of transfer of the regulators of all the taps of the corrector, except the central ones, by direct links is permitted. To simplify the device, only one signal a or a-c can be compared (J Signals prohibiting the adjustment of the transmission coefficient cross-over or direct connections, from the outputs of elements 9 and 10, elements OR 12 are combined and then the block of elements 13 is received. Block 13 is a set of AND elements, the number of which is equal to the number of code binary bits coming from. of the 4th correlation and representing the magnitude of the change in the coefficient of transfer of the regulator of the corresponding offset of the corrector i The corresponding bit of the binary number n, - is fed to one of the inputs of each block of elements AND 13i, and the signal from the OR element to the other input 12. If there is a prohibiting signal at the output of the element OR 12, the coefficient of transfer of the regulator of the corresponding tap stored in block 5 of the coefficient memory does not change (is not adjusted). The technical and economic efficiency of the proposed corrector is to compensate for the distortion caused by the presence of QC shift, improve the accuracy of correction and thereby increase the noise immunity of receiving data signals, which allows, by allowing large initial distortions of the communication channel frequency characteristics, to increase the transmission distance of the data signals.
ЖF
тt
иand
tt