Изобретение относитс к радиотех нике и автоматике и могчет быть использовано в след щих системах устройств различного назначени . Известно устройство подавлени квадратурной составл ющей сигнала, которое содержит двухполюсник, состо щий из двух параллельных цепей, кажда из которых содерли1Т транзисторный ключ и конденсатор, соединен ные последовательно и подключенные одним полюсом через входной резистор к источнику сигнала, а другим к общей шине устройства, и источник опорного напр жени СПУказанное устройство обеспечивает эффективное подавление квадратур ной помехи лишь при весьма большом значении посто нной времени двухполюсника . Так как устройство предста л ет собой интегрирующее звено в тр те усилени , то оно вносит существе ное запаздывание по фазе огибающей амплитудно-модулированного полезного сигнала, что приводит к недоггустимому ухудшению устойчивости и дин мической точности след щей системы, в состав которой входит это устройство . Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому вл етс компенсатор квадратурной помехи дл след щей системы переменного тока , содержащий усилитель, вход которого вл етс входом компенсатора, последовательно соединенные и второй резисторы, первый двухполюсник, содержащий две параллельно включенные цепи, кажда из которых образована последовательным соединением ключа и конденсатора, управл ющие входы ключей первого двухполюсника соединены с соответствующими выходами источника коммутирующего сигнала C2J. Известное устройство обеспечивает эффективное подавление (компенсацию квадратурной помехи лишь при весьма большом значении посто нной времени первого двухполюсника, представл ющего собой пассивное дифференцируюiifee звено в цепи отрицательной обрат ной св зи усилител . Из теории авто матического регулировани известно, что пассивное дифференцирующее звено в цепи отрицательной обратной св зи эквивалентно интегрирующему звену в цепи тракта усилени и при больших значени х посто нной времени двух562 полюсника вносит значительное запаздывание по фазе огибающей амплитудномодулированного полезного сигнала, что существенно ухудшает быстродействне усилител , что приводит к недопустимому ухудшению динамических параметров и устойчивости след щих систем, в состав которых входит известное устройство. Кроме того, суммируемь е на входе известного усилительного устройства напр жени квадратурной составл ющей, поступающие от источника сигнала и с выхода усилител через первьй двухполюсник , содержащий реактивные элементы (конденсаторы), сдвинуты по фазе друг относительно друга на некоторый угол не равный IT , вследствие чего известное усилительное устройство создает собственное квадратурное напр жение. Таким образом, недостатком известного усилительного устройства вл етс низка эффективность компенсации квадратурной составл ющей сигнала и больша посто нна времени, т,а, низкое быстродействие. Цель изобретени - повышение эффективности компенсации. Поставленна цель достигаетс тем, что в компенсаторе квадратурной помехи дл след щей системы переменного тока, содержащем усилитель , вход которого вл етс входом компенсатора, последовательно соединенные первый и второй резисторы, первый двухполюсник, содержащий две параллельно включенные цепи, кажда из которых образована последовательным соединением ключа и конденсатора , управл ющие входы ключей первого двухполюсника соединены с соответствующими выходами источника коммутирующего сигнала, между выходом усилител и общей шиной включены последо- ; вательно третий резистор и второй двухполюсник, идентичный первому, управл ющие входы ключей которого соединены с соответствующими дополнительными выходами источника коммутирующего сигнала, последовательно соединенные первый и второй резисторы , .средн точка которьк соединена с входом первого двухполюсника, включены между входом и выходом усилител , выход первого двухполюсника соединен с общей шиной, а вход второго двухполюсника вл етс выходом компенсатора. 3 На фиг. 1 представлена структурна электрическа схема компенсатора квадратурной помехи дл след щей системы переменного тока; на фиг. 2 диаграммы напр жени , по сн ющие работу предлагаемого компенсатора. Компенсатор.квадратурной помехи дл след щей системы беременного то ка содержит усилитель 1, первый резистор 2, второй резистор 3, третий резистор 4, первый двухполнюник 5, второй двухполюсник 6, ключи 7 , конденсаторы 8 и источник 9 коммутирующего сигнала. Компенсатор работает следующим образом. Входной сигнал и„у (фиг.2сц), состойщий из синфазной П, , квадратурной и высших гармонических Ug составл ющих, поступает на вход усилител 1. С выхода усилител 1 часть указанных составл ющее, определ ема глубиной обратной св зи, через второй резистор 3 поступает на входы ключей 7 первого двухполюс ника 5 и через, последние - на конденсатор 8. Управление ключами 7 осущестбл етс управл ющим напр жением , поступающим от источника 9 коммутирующего сигнала, обеспечиваю щего сдвиг напр жени на 90° относительно синфазной составл ющей. На чальна фаза сигнала на управл ющих входах ключей 7 выбрана так, что в течение нечетных полупериодов частоты кoм fyтиpyющeгo сигнала открыт один ключ 7, а в течение четньп: другой ключ 7 первого двухполюсника 5. В результате синфазна состав л юща , ответвл юща с в цепь отридательной обратной св зи усилител 1, удваиваетс по частоте и поступа ет на общую щину (фиг.. 25 и в). Квадратурна составл юща сигнала в течение нечетных полупериодов час тоты коммутирующего сигнала прикладываетс к одному конденсатору 8, а в течение черных - к другому конд сдтору 8. В течение нечетных полупериодов несущей частоты опорного , напр жени происходит зар д одного конденсатора 8, а в течение четных другого конденсатора 8 до амплитудного значени квадратурного напр же ни Ujjg , При размыкании ключа 7 разр да конденсатора 8 не пр(Я1сходи Поэтому напр жение на конденсаторе 8 остаетс равным амплитудному значению квадратурной составл ющей 564 и.,, .(разр дом конденсаторов в периоды , когда мгновенное значение квадратурного напр жени меньше напр жени на соответствующем конденсаторе , пренебрегаем), зар дный ток равен нулю. Следовательно, квадратурна составл юща сигнала, пропорциональна зар дному току, не пропускаетс к-общей шине усилител след щей системы и на входе первого двухполюсника 5 представл ет собой практически периодическую функцию пр моугольной формы (фиг. 2х). Разложение рассматриваемой функции в тригонометрический р д имеет вид Пв.п| . SinSu)-fc SinStot Sinoit--T-IS Перва гармоника квадратурной составл ющей сигнала показана на фиг. 2 г пунктиром. Квадратурна составл юща сигнала через первый резистор 2 цепи отрицательной обратной св зи усилител 1 поступает на его вход, обеспечива селективную отрицательную обратную св зь пс квадратурной составл ющей сигнала. Сигнал обратной св зи сохран ет практически форму квадратурной и высших гармонических составл ющих входного сигнала и не содержит синфазной составл ющей, так как среднее значение ее на входе первого двухполюсника 5, как видно из фиг. 25 и Б, равно нулю. В результате зтого синфазна составл юща сигнала усиливаетс с большим коэффициентом усилени , а квадратурна и высшие гармонические составл кнцие компенсируютс сигналом отрицательной обратной св зи на входе усилител 1. В динамическом режиме работы усилител 1, когда на его вход поступает , например, амшштудно-модулированный сигнал U gx rn S t cosvi/t амплитуда сигналов синфазной состайл ющей (фиг. 25 и в) нечетных полупериодов несущей частоты не равны амплитудам сигналов четных полупериодов и среднее значение синфазной составл кйдёй сигнала на входе первого двухполюсника 5 не равно нулю . Здесь и sin И t - гармонический закон изменени огибакицей сигнала- , S2 - углова частота огибакмдей сигнала, w - несуща углова частота . Происходит интегрирование динамических приращений синфазной составл ющей сигнала конденсаторами 8 первого двухполюсника 5, образующими с дервым резистором 2 отрицательной обратной св зи усилител 1 корректирующий контур воздействующий на огибающую несущей частоты примерно.так же, как интегрирующее звено посто нного тока на сигнал посто нного тока, совпадающий по форме с огибающей. Поскольку указан ньш контур вл етс интегрирующим звеном в цепи обратной св зи усилител 1, то обуславливаемое им запав дьшание по фазе дл огибающей приводит к положительному фазовому сдв гу огибающей амплитудно-модулирован ного сигнала при прохождении его через усилитель I. Далее сигнал с существенно уменьшенной квадратурной составл ющей через третий ре зистор 4 поступает на второй двухполюсник 6, Коммутаци ключей 7 вто рого двухполюсника 6 осуществл етс в противофазе синхронно с сигналом напр жение синфазной составл ющей на казвдом его конденсаторе 8 однопол рно (как это имеет место на кон денсаторах 8 первого двухполюсника 5 дл квадратурной составл ющей сигаала)э а напр жение квадратурной составл ющей сигнала в течение одно го полупериода коммутации разнопол рно Поэтому в то врем , когда один из ключей 7 замкнут, сопротивление цепочки второй двухполюсник 6 - обща шина усилител 1 дл квадратурной составл ющей сигнала мало, а дл синфазной составл ющей сигнала велико., В результате квадратурна составл юща сигнала шунтируетс , а синфазна составл юща сигнала проходит по тракту усилени без ослаблени . Второй двухполюсник 6 обеспечивает подавление оставшейс квадратурной составл ющей сигнала и необходимую компенсацию ранее полученного избыточного положительного фазового сдвига огибающей амплитудно-модулированного полезного сигнала. Применение предлагаемого устройства позвол ет существенно повысить эффективность компенсации квадратурной составл ющей сигнала и одновременно обеспечить формирование опережающего по фазе полезного сигнала. Кроме того, позвол ет уменьшить содержание квадратурной составл ющей сигнала и высших гармоник в выходном сигнале усилител на 40-50%, повысить динамическую точность след щей системы на -33-40% и существенно упростить корректирующие устройства , след щей системы. Таким обра-, зом, предлагаемый компенсатор обладает повышенной эффективностью поавлени квадратурной составл ющей сигнала3 а также .улучшенными динамическнми характеристиками.The invention relates to radio engineering and automation and can be used in tracking systems of devices for various purposes. A quadrature signal suppression device is known which contains a two-port network consisting of two parallel circuits, each of which contains a 1T transistor switch and a capacitor connected in series and connected by one pole through an input resistor to the signal source, and the other to the common bus of the device, and reference voltage source The SPIDED device provides effective suppression of quadrature interference only at a very large value of the constant time of the two-pole network. Since the device is an integrating link in the three amplifiers, it introduces a significant delay in the phase of the envelope of the amplitude-modulated useful signal, which leads to an inadequate deterioration of the stability and dynamic accuracy of the tracking system that includes this device. The closest in technical essence to the present invention is a quadrature interference compensator for a tracking AC system containing an amplifier whose input is a compensator input, serially connected and a second resistor, the first two-terminal circuit containing two parallel-connected circuits, each of which is formed by a series connection the key and the capacitor, the control inputs of the keys of the first two-port device are connected to the corresponding outputs of the switching signal source C2J. The known device provides effective suppression (quadrature interference compensation only with a very large value of the time constant of the first two-terminal network, which is a passive differentiating link in the negative feedback circuit of the amplifier. From the theory of automatic regulation, it is known that the passive differentiating link in the negative feedback circuit connection is equivalent to an integrating link in the circuit of the amplification path and for large values of the constant time of the two 562 rods makes a significant The phase envelope of the amplitude-modulated useful signal, which significantly impairs the amplifier performance, which leads to an unacceptable deterioration of the dynamic parameters and stability of the following systems, which include the known device, in addition to summing the input of the known quadrature component voltage amplifier, coming from the source of the signal and from the output of the amplifier through the first two-pole network containing reactive elements (capacitors) are out of phase relative to each other However, a friend at a certain angle not equal to IT, as a result of which the known amplifying device creates its own quadrature voltage. Thus, the disadvantage of the prior art amplifying device is the low efficiency of the quadrature component of the signal and the long time constant, t, a. The purpose of the invention is to increase the efficiency of compensation. The goal is achieved in that in the quadrature interference compensator for an AC tracking system comprising an amplifier whose input is the input of a compensator, the first and second resistors connected in series, the first two-pole circuit containing two parallel-connected circuits. and a capacitor, the control inputs of the keys of the first two-port are connected to the corresponding outputs of the switching signal source, between the output of the amplifier and the common a posledo- included; Optionally, a third resistor and a second two-terminal identical to the first, the control inputs of the keys of which are connected to the corresponding additional outputs of the switching signal source, the first and second resistors connected in series, the middle point connected to the input of the first two-terminal, are connected between the input and output of the amplifier, the output of the first the bipolar circuit is connected to the common bus, and the input of the second bipolar circuit is the compensator output. 3 In FIG. Figure 1 shows the electrical quadrature compensator circuit for a tracking AC system; in fig. 2 voltage diagrams showing the operation of the proposed compensator. The quadrature compensator for the tracking system of a pregnant woman contains an amplifier 1, a first resistor 2, a second resistor 3, a third resistor 4, the first two-cell 5, the second two-terminal 6, the keys 7, the capacitors 8 and the source 9 of the switching signal. The compensator works as follows. The input signal and y (Fig. 2cc), consisting of the in-phase P, quadrature and higher harmonic Ug components, is fed to the input of amplifier 1. From the output of the amplifier, 1 is the part of the component that is determined by the feedback depth through the second resistor 3 is fed to the inputs of the keys 7 of the first two-pole 5 and through the latter to the capacitor 8. The keys 7 are controlled by a control voltage supplied from the source 9 of the switching signal, which provides a voltage shift of 90 ° with respect to the in-phase component. The initial phase of the signal at the control inputs of the keys 7 is chosen so that during odd half-cycles the frequency of the operative signal is open to one key 7, and during even: another key 7 of the first two-pole device 5. As a result, the in-phase component answering The feedback circuit of amplifier 1 doubles in frequency and goes to a common bus (Fig. 25 and b). The quadrature component of the signal during the odd half cycles of the switching signal frequency is applied to one capacitor 8, and during the black to the other condator 8. During the odd half periods of the reference frequency, the voltage of one capacitor 8 occurs, and during even of the other capacitor 8 to the amplitude value of the quadrature voltage Ujjg. When the switch 7 is turned off, the discharge of the capacitor 8 is not right (Therefore, the voltage on the capacitor 8 remains equal to the amplitude value of the quadrature voltage 564 and. ,, .. (capacitor discharge during periods when the instantaneous value of the quadrature voltage is less than the voltage on the corresponding capacitor, is neglected), the charging current is zero. Therefore, the quadrature component of the signal is proportional to the charging current, not is passed to the common-link bus of the servo system and, at the input of the first two-port network 5, is a substantially periodic function of a rectangular shape (Fig. 2x). The decomposition of the considered function into a trigonometric series has the form Pv.p | . SinSu) -fc SinStot Sinoit - T-IS. The first harmonic of the quadrature signal component is shown in FIG. 2 g dotted. The quadrature signal component through the first resistor 2 of the negative feedback circuit of amplifier 1 is fed to its input, providing selective negative feedback ps of the quadrature component of the signal. The feedback signal retains almost the shape of the quadrature and higher harmonic components of the input signal and does not contain an in-phase component, since its average value at the input of the first two-terminal 5, as can be seen from FIG. 25 and B is zero. As a result of this, the in-phase component of the signal is amplified with a large gain, and the quadrature and higher harmonic components are compensated for by a negative feedback signal at the input of amplifier 1. In the dynamic mode of operation of amplifier 1, when, for example, an amplitude-modulated signal arrives at its input. U gx rn S t cosvi / t the amplitude of the signals of the in-phase component (Fig. 25 and c) of the odd half-periods of the carrier frequency is not equal to the amplitudes of the signals of the even half-periods and the average value of the in-phase component Igna at the input of the first two-terminal network 5 is not zero. Here, sin AND t is the harmonic law of variation of the signal by the bend, S2 is the angular frequency of the signal bends, and w is the carrier angular frequency. The dynamic increments of the in-phase component of the signal by the capacitors 8 of the first two-terminal 5 are integrated, forming with the resistor 2 the negative feedback of the amplifier 1 the correction circuit acting on the envelope of the carrier frequency approximately. As well as the integrating DC link on the DC signal coinciding in shape with envelope. Since this circuit is the integrating link in the feedback circuit of amplifier 1, the phase delay for the envelope caused by it leads to a positive phase shift of the amplitude-modulated signal when it passes through amplifier I. Then the signal with a significantly reduced quadrature The component through the third resistor 4 is supplied to the second two-port 6, the switching of the keys 7 of the second two-pole 6 is carried out in antiphase synchronously with the signal of the common-phase component The house of its capacitor 8 is unipolar (as is the case on capacitors 8 of the first two-pole 5 for the quadrature component of the signal) and the voltage of the quadrature component of the signal during one half switching period is therefore different in polarity. Therefore, when one of the keys 7 closed, the resistance of the chain of the second two-terminal 6 - common bus amplifier 1 for the quadrature component of the signal is small, and for the in-phase component of the signal is large. As a result, the quadrature component of the signal is shunted ala extends over path gain without attenuation. The second two-port 6 provides for the suppression of the remaining quadrature component of the signal and the necessary compensation of the previously obtained excess positive phase shift of the envelope of the amplitude-modulated wanted signal. The application of the proposed device allows to significantly increase the efficiency of the quadrature component of the signal and at the same time ensure the formation of the useful signal out of phase. In addition, it allows reducing the quadrature component of the signal and higher harmonics in the output signal of the amplifier by 40-50%, increasing the dynamic accuracy of the tracking system by -33-40% and significantly simplifying the correction devices of the tracking system. Thus, the proposed compensator has an increased efficiency of suppression of the quadrature component of the signal3 as well as improved dynamic characteristics.
Фиг. 2FIG. 2