SU1051456A1

SU1051456A1 - Meter of parameters of dielectric and conducting media

Info

Publication number: SU1051456A1
Application number: SU823457168A
Authority: SU
Inventors: Борис Александрович Иванов; Юрий Алексеевич Скрипник; Павел Томович Захаров; Валерий Иванович Ручкин; Наталья Рафаиловна Папенко
Original assignee: Киевский технологический институт легкой промышленности
Priority date: 1982-04-19
Filing date: 1982-04-19
Publication date: 1983-10-30

Abstract

ИЗМЕРИТЕЛЬ ПАРАМЕТРОВ ЛИЭЛЕКТРИКОВ И ПРОВОДЯЩИХ СРЕД, содержащий высокочастотный генератор , измерительную чейку; измерительный и образцовый датчики, первый коммутатор , подвижный контакт которого соединен с вхоцом измерительной чейки , а цва неподвижных контакта соединены с первыми выводами соответственно измерительного и образцового датчиков, вторые выводы которых соединены с корпусом устройства, коммутацисиный генератор , последовательно соединенные усилитель посто нного тока и инаикатор, ОТЛИЧИ юшийс тем, что, с целью повышени точности измерени малых значений внесенного импецанса, в него введены модул тор, два встречно включенных вентил , второй коммутатор, интегратор, квадратурный фазовращатель, целитель частоты, причем сигнальный и модупирукший входы моцуп тора соединены с выходами соответственно высокочастотного и коммутационного генерагорюв , входы вентилей соединены с выходом измерительной чейки, непоц- вижные контакты второго коммутатора соединены соответственно с выхо (Л дами вентилей, вход интегратора соецинен с подвижным контактом второго коммутатора, а выход - с входом усилител посто нного тока, вход квадратурного фазовращател соединен с выходом коммутационного генератора, а выход - с входрм делител частоты, э У1 выход которого соединен с управл ющими входами коммутаторов. СП at)A METER OF PARAMETERS OF LIEELECTRICS AND CONDUCTING MEDIUM, containing a high-frequency generator, a measuring cell; measuring and reference sensors, the first switch, the movable contact of which is connected to the entrance of the measuring cell, and the fixed contacts are connected to the first terminals of the measuring and reference sensors, respectively, the second terminals of which are connected to the device case, switching generator, series-connected DC amplifier and inikator , DIFFERENTNESS by the fact that, in order to improve the accuracy of measuring small values of the impedance introduced, a modulator was introduced into it, two Ventil, second switch, integrator, quadrature phase shifter, frequency healer, the signal and modulated inputs of the motor controller are connected to the outputs of the high-frequency and switching generator, respectively, the inputs of the valves are connected to the output of the measuring cell, the neutral contacts of the second switch are connected to the outputs (L dami valves, the integrator input is connected with the moving contact of the second switch, and the output is connected to the input of the DC amplifier, the input of the quadrature phase shifter is connected to you the switching generator, and the output from the input of a frequency divider, the U1 output of which is connected to the control inputs of the switches. SP at)

Description

I Изобретение относитс к области неразр тнаюшего кпнт1:юпп пп 1лметрор магприплоБ, вешеств и и;зпелий и может быть использовано как пл намерени реактивных нмпсапнсов кптушек инпуктивиости и конпенсаторов, так и пл контрол технологических свойств пиэле трическит и провоп ших о ъгктор, по вел чине внесенного имлепонса. Известно устройство пл контрол napaMf;TpOB катушек инцуктивности, осно ванное на измерении малых П знращений вносимого реактивного сопротивлени и содержащее два автогенератора, измерительный , coennHOfiFiyKi с врем заааюшсй попью опного из автогеиератороп об)разцовую и измepитeльиyI J катушки инцуктивности; изморигельньгй тракт состоит из послеаовательно соепиненных частотного преобразовател , вхопы кото™ рого соединены с выхоаами aBTOi HepaTOfiOB , низкочастотного усилител , ного детектора и индикатора, а также коммутатор, подвижный контакт которого соединен с измерительной чейкой, а два неподвижных контакта - с первыми выво дами катушек, вторые выводы которых соединены с обшей точкой измерительной чейки, и коммутационный генератор, выкоп которогосоедчнеп с опорны г нхопом синхронного ает эктора и с цепью управлени коммутатора ij . Недостатком устройства вл ьтс низка точность измерени , св занна с наличием- коммутационных помех, воз™ никаюших на входе измерительного тракта при переключении коммутатора, поскольку нестационарность спектра коммутационных помех приводит к перегрузке усилительных звеньев с большими коэффициентами передачи, а кроме того, в случае частотной модул ции тестового сигнала по указанной причине измен етс спектр зондирующего сигнала, что ведет X по влению дрейфа нул (дополнительной аддитивной погрешности). Наиболее близким по технической сущ ности к предлагаемому вл етс известное устройство дл измерени малых при решений емкости и инауктивности, основанное на периодическом сравнении двух поочерецно вводимых в измерительный тракт сигналов с синхронным стро- бированием информационного низкочастот ного сигнала и содержащее высокочастот ный генератор, измерительный и образцо вый датчики, коммутатор, подвижный контакт которого соединен с врем задаю 562 шей цепью высокочастотного генератора, а два неподвижных контакта соединеныс пер. выводами соответсгвенно измерительного и образцового датчиков, вторые выводы которых соединены с корпусом устройства, последовательно соеаиненные частотный детектор, вход которого соединен с выходом высокочастотного генератора, избирательный высокочастотный усилитель, п|:зерыва тель, синхронный детектор и индикатор, а также коммутационный гене(затор, выход которого соединен с опорным вхо- аом синхронного детектора и с цепью управлени коммутатора, и послеповательмо соединенные удвоитель частоты, вход которого соединен с коммутационного генератора, и одновибратор, выход которого соединен с цепью управ- пени прерывател 2 . Однако известное устройство не обладает достаточной точностью измерени из-за наличи коммутационных помех, возникающих на входе частотного детектора и проход щих через весь усилительный контакт с большим коэффициентом усилени , необходимым при Ихзмерении малых значений входного инффмативкого параметра, что приводит к перегрузке и срыву устойчивости усилител , охваченного, как правило, обратными св з ми, а цепь стробировани вырезани коммутационных помех прерывателем в каждый из полупериоцов частоты коммутации включает только звено с малым коэффициентом (синх|эонный ает(;ктор), к тому же использование прерывател дл стробировани на выходе измерительного тракта приводит к собственным коммутационным помехам, а нестабильность скважности приводит к изменению первой гармоники частоты коммутации, несушей информацию о входном измер емом параметре. Кроме того, нестационарность спектре помех коммутатора ведет к возникновению адцитйвной погрешности измерени . Цель изобретени - повышение точности измерени малых значений внесенного импеданса. Поставленна цель достигаетс за счет того, что в измеритель парамет ров диэлектриков и провод щих сред, содержащий высокочастотный генератор, измерительную чейку, измерительный и образцовый аатчики, первый коммутатор, подвижный контакт которого соецинен с входом измерктельно} чейки, а два неподвижных контакта соецичены с первым вывоцами соответственно измерительного и образцового цагчиков, вторые вы воаъ которых соецинены с корпусом уст ройства, коммутационный генератор, послецовательно соециненные усилитель посто нного тока и индикатор, введены модул тор, два встречно включенных вентил , второй коммутатор, интегратор квапратурныйАазоврашатепь,делитель час тоты, причем сигнальный и модулирующий входы модул тора соединены с выхо дами соответственно высокочастотного и коммутационного генераторов, входы вентилей соединены с выходом измери- тельной чейки, неподвижные контакты второго коммутатора соединены соответственно с выходами вентилей, вход интегратора соединен с подвижным контактом второго коммутатора, а выход - с входом усилител посто нного, тока, вход квадратурного фазовращател соединен с выходом коммутационного генератора, а выход - с входом делител частоты, вы ход которого соединен с управл ющими входами коммутаторов. На фиг. 1 представлена блок-схема измерител ; на фиг. 2а- сплошными лини ми изображены эпюры напр жений на выходе коммутационного генератора , модул тора, квадратурного фазовращател , целител частоты, измерительной чейки, на входе и выходе интегратора соответственно, а также даны эпю выходных напр жений входной цепи формировани импульсов (фиг. 2 ) Б делителе частоты и входного инерционного звена (пунктирна лини на фиг. 2 ) в индикаторе. Причем дл простоты графического изображени эпюры гармонических сигналов (несущих и огибающих синусоидальных напр жений фиг. 2 Ci - & 6 U Ж представлены в виде пилообразных хривых. Измеритель параметров диэлектриков и провод щих сред, содержит коммутаии онный генератор 1, высокочастотньж генератор 2, модул тор 3, квадрат1 рный фазовращатель 4, измерительную чейку 5, первый коммутатор 6, делитель 7 частоты на 2 И (h - целое число на фиг. 2 условно прин .то И 2), измерительный датчик 8 с контролируемым объектом, образцовый датчик 9, вентили 10 и 11, второй коммутатор 12, интегратор 13, усилитель 14 посто нно го тока и индикатор 15. Измеритель работает следующим образом . Выходные сигналы с коммутационного 1 и высокочастотного 2 генераторов поааютс соответственно на модулирующий и сигнальный вход модул тора 3, гае в результате их взаимодействи образуетс амплитудно-модулированное напр жение, попеваемое в . качестве зондирующего сигнала на измерительную чейку 5, КоэфсЬициент преобразовани модул тора 3 согласован с уровнем heсущего сигнала, в качестве которого служит гармоническое напр жение частоты (i) с выхода высокочастотного ге- нерат ра 2, и с урх)внем модулирующего сигнала, в качестве которого используетс гармоническое напр жение частоть Q (Qv..CO) коммутационного генератора 1 (фиг. 2 СХ ) таким образом, чтобы выходной амплитудно-модул ционный сигнал модул тора 3 (фиг. 26) имел коэффициент амплитудной модул ции равный или близкий к единице 100%-на модул ци (степень, приближени зависит от нестабильноетеи вза- имоаействующнх сигналов). Измерительна чейка может быть выполнена в випе колебательного конт ра , настроенного относительно несущей частоты Сл.) так, чтобы его рабоча точка при поцключении через первый коммутатор 6 измерительного 8 или образцового 9 аатчг.ков, находилась на линейном участке резонансной характерист кн . Частота коммутации датчиков формируетс из выходного напр жени коммутационного генератора 1, которое, поступа на квадратурный фазовращатель 4, приобретает аополкительный фазовый сцвнг равный 00 (фкг. 2 D ) и с выхоца фазоврашател подаетсй на входные цепи делител 7 частоты 2 h-кратного делени , где из гармонического напр жени частоты sZ формируетс сначала пр моугольное напр жение той же частоты (фиг. 2 2 ), которое затем преобрэазуетс в пр моугольное напр жение (фиг. 23) частоты Q / 2 п ( П- целое число) и используетс дл cifflxpOHHoro управлени pa6oTa|i коммутаторов 6 и 12. Фазовый сдвиг модулирующего сигнала на 90 и деление его частоты в четное число раз (2 ) приводит к тому, что переключение первого коммутатора б будет происходить в те моменты времени, когда несущее напр м-сение частоты зондирующего сигнала (амплитудномодулированного ) равно или близко R н.- лю (фиг. 2 Поэтому коммутацио на помеха (на эпюрах не показана), вл юща с функцией амплитуды и фазы коммутируемого сигнала, также стремит с к нулю (в зависимости от глубины моаул ции несущего напр жени в момен ты переключени датчиков). Поочерецное-поаключение измери-. тельного 8 и образцового 9 цатчиков к измерительной чейке 5 привеает за счет вносимого импеаанса датчиков к периоцическому с частотой изменению частоты настройки контура (коэф фициента переаачи измерительной чейки и к совмещению рабочей точки по склону его резонансной характеристики, вслецствие чего по витс дополнительна ампл тудна модул ци напр жени зoнaиJзyк шего сигнала с частотой моаул цииЯ /2 ( фиг. 26 ), причем информативным параметром (дважды) амплитудно-моаулиро- ванного сигнала измерительной чейки вл етс амплитуда низкочастотной огиба юшей, т.е. амплитуда нoJэOй модулирую шей функции частотыи (2 И, пропорциональна разности реактивных импедансов датчиков, завис щей от свойств объекта измерени , внесенного в поле измеритель ного датчика. При этом предполагаетс , что собственные импедансы измерительного 8 и образцового 9 датчиков ЭКБИ валентны и в одинаковой мере вли ют на импеданс измерительной чейки (датчики выполнены с минимальными потер ми , конструктивно идентичны и соединены по дифференциальной схеме). Каждый из встречно включенных вентилей 10 и 11 из сложного амплитудномодулированного сигнала выдел ет полуволны синусоиды несушей частоты Ы одной J oл pнocти, например, вентиль 10 выдел ет только полуволны положительно полч-рности, а вентиль 11 - отрицательной и в результате поочередного подключени их выходов с помощью второго коммутатора 12 к интегратору 13 на входе последнего формируетс периодичес . ка последовательность пакетов положительных и отрицательных полуволн синус иды высокой частоты ОО (фиг. 2 х). Период следовани пакетов задаетс напр жением, поступаюцим на управл ющий вход второго коммутатора с делител 7 частоты, и равен4|| fi/C,- соот1зетственно длительность одного пакета равна211 п/Q , а так как первый и второй коммутаторы 6 и 12 уп(эавл ютс синхро но одним напр жением, то срецнее значе ние пакетного напр жени за полупериоа коммутации, завис щее от среднего значени амплитуды несущей частоты (сложного амплитуано-модулированного сигнала) за тот же полупериоа, будет пропорционально импедансу датчика, подключенного к измерительной чейке 5. Периодическое изменение знака пакетного напр жени вследствие поочередного подключени встречно включенных вентилей 10 и 11 к входу интегратора 13 приводит к периоцическому пе- резар ду накопительного элемента интегратора 13 и по влению на его выходе пульсирующего напр жени (фиг. 2J сплошна лини ), величина пульсации которого при соответствующем вьгборе посто нной интегрировани с (L «lltn/) может быть сведена к величине ) гораздо меньшей, чем среднее значение выходного напр жени инте гратора 13. Необходимо подчеркнуть, что поскольку периоды неинформативной и информативной модулирующих функций (2Я/ и 4ffil/Q }чратны, то среднее за полупериод коммутации (TI h I Q} значение выходного напр жени интегратора 13 не зависит от амплитуды (т.е. от глубины модул ции)дополнительного неинформативного модулирующего сигнала частоты Д, и зависит только от среднего (за тот же полупериод) значени амплитуды модулированного сигнала частотыCJ, а так как амплиту да последнего прюпорци- ональна импедансу датчика, подключенно го в данный полупериод коммутации, то за один период коммутации (IlTn/n) среднее значение выходного напртжени интегтагора 13, завис щее от девиации среднего значени амплитуды модулированного сигнала (частотыGj) за nepvi- , будет пропорционально разности импедансов датчиков 8 и 9, завис щей от свойств контролируемого объекта, внесенного в зону чувствпгельнссти измерительного датчика 8. Напр жение с вы:ода интегратора 13 через усилитель посто нного тока 14 подаетс на входное инерционное звено индикатора 15, выходное напр жение которого (пунктирна лини на фиг. 2 ), пропорциональное значению внесенного импеданса, завис щего от технологических свойств объекта измерени , регистрируетс индикатором. Таким образом, введение дополнительной модул ции тестового сигнала га моническим сигналом при соответствукт71 шем выборе соотношени мэжау фазами этих сигналов позвол ет исключить вли ние коммутационных помех, св занных с информативной модул цией, на входе измерительного тракта. Кроме того, в предлагаемом измерителе имеетс возможность расширени динамического диапазона измерений в сторону малых значений входного информативного параметра (понижение порога чувствительности) эа счет эффекта накоплени информативной составл ющей сигнала в интеграторе, поскольку случайные составл ющие при больше времени интегрировани незначительно искажают выходной сигнал, и за счет увеличени коэффициента передачи цепей усилени , поскольку переключение комму таторов осуществл етс в моменты врем ни, когда напр жение тестового сигнала pfiBHO или близко к нулю, благодар чему исключаетс возможность перегрузки усилительных цепей с больщнм коэффици68 ентом передачи под вли нием коммутационных помех. Повышение точности измерени в сочетании с низким порогом чувствител{ носги позвол ет использовать измеритель, например дл контрол толщины или равномерности покрытий, толщина которых не должна превышать оптимальную, наносимых как дл защиты материалов от Ко(розви , и дл обеспечени посто нства технологических параметров. При этом с целью сведени к минимуму вли ни свойств основы в образцовый датчик помещаетс изделие или образец материала без покрыти . В этом случае измерени толщины покрыти по существу свод тс к измерению между изделием и рабочей поверхностью накладного измерительного датчика. При контроле равномерности покрыти в поле образцового датчика помещаетс образец основы с заданной оптимальной толщиной покрыти .I The invention relates to the field of non-destructive tnayushego kpnt1: Jupp claims 1lmetror magpriploB, solid matter and and; zpely and can be used as pl intending reactive nmpsapnsov kptushek inpuktiviosti and konpensatorov and pl control technological properties PELS an insulating and provop Shih about gktor at led rank introduced by imleponse. A device is known for controlling napaMf; TpOB coils of inductance, based on measuring small values of introduced resistance and containing two autogenerators, measuring, coennHOFiFiyKi with the time specified by the user, from the autoherioorop, which is separate and measuring, I use The twist path consists of sequentially connected frequency converters, which are connected to the HepaTOfiOB aBTOi outputs, a low-frequency amplifier, a detector and an indicator, and a switch, the moving contact of which is connected to the measuring cell, and two fixed contacts to the first terminals of the cushions; the second terminals of which are connected to the common point of the measuring cell, and the switching generator, which is connected to the control circuit of the switch ij, is dug out with the support of the synchronous generator. The drawback of the device is the low measurement accuracy associated with the presence of switching interference that occurs at the input of the measuring path when switching the switch, since the non-stationarity of the spectrum of switching interference leads to overloading of the amplifying links with large transmission coefficients, and moreover, in the case of the frequency module For this reason, the spectrum of the probe signal changes, which leads to X as a result of drift zero (additional additive error). The closest in technical terms to the proposed invention is a known device for measuring small when making capacitance and inactivity decisions, based on periodically comparing two signals inputted into the measuring path with synchronous construction of an information low-frequency signal and containing a high-frequency generator, measuring and sample sensors, a switch whose moving contact is connected to the time I set the 562 neck of the high-frequency generator, and two fixed contacts are connected to the lane. the conclusions of the corresponding measuring and reference sensors, the second terminals of which are connected to the device case, are a sequentially connected frequency detector, the input of which is connected to the output of a high-frequency generator, a selective high-frequency amplifier, n |: mirror, a synchronous detector and an indicator, as well as a switching gene (mash, the output of which is connected to the reference input of the synchronous detector and the control circuit of the switch, and the frequency doubler which is connected to the switch oscillator, and a one-shot, the output of which is connected to the control circuit of the chopper 2. However, the known device does not have sufficient measurement accuracy due to the presence of switching noise occurring at the input of the frequency detector and passing through the entire amplifying contact with a large gain factor necessary if they measure small values of the input parameter, which leads to overload and breakdown of the amplifier stability, covered, as a rule, by feedback, and the gating circuit of the cut switching interference by a chopper into each of the half-ranges of the switching frequency includes only a link with a small coefficient (sync switching frequencies, without informing about the input measured parameter. In addition, the nonstationarity of the interference spectrum of the switch leads to the occurrence of an additive measurement error. The purpose of the invention is to improve the accuracy of measuring small impedance values. The goal is achieved due to the fact that the dielectric and conductive medium meter contains a high-frequency generator, a measuring cell, a measuring and exemplary sensor, the first switch, the moving contact of which is connected to the input of the measuring cell, and the two fixed contacts are connected to the first outlets, respectively, of the measuring and model Tsagchikov, the second you are connected with the device case, the switching generator, the successively connected DC amplifier and an indicator, a modulator, two counter-activated valves, a second switch, an integrator, Azovrashatep, a frequency divider, the signal and modulating inputs of the modulator are connected to the outputs of the high-frequency and switching generators, the inputs of the valves are connected to the output of the measuring cell, fixed contacts The second switch is connected to the valve outputs respectively, the integrator input is connected to the moving contact of the second switch, and the output is connected to the input of the DC amplifier, current, the input of the quadrature phase shifter is connected to the output of the switching generator, and the output is connected to the input of a frequency divider, the output of which is connected to the control inputs of the switches. FIG. 1 is a block diagram of a meter; in fig. 2a solid lines depict voltage plots at the output of a switching generator, modulator, quadrature phase shifter, frequency target, measuring cell, at the input and output of the integrator, respectively, and also shows the output voltages of the impulse input circuit (Fig. 2) B frequency divider and input inertial link (dotted line in Fig. 2) in the indicator. Moreover, for the sake of simplicity of the graphical representation of the diagram of harmonic signals (the carriers and envelopes of sinusoidal voltages, Fig. 2, Ci - & 6 U W are presented as sawtooth-like curves. The dielectric and conductive parameter meter contains a switching generator 1, high-frequency generator 2, module torus 3, square phase shifter 4, measuring cell 5, first switch 6, frequency divider 7 by 2 And (h is an integer in Fig. 2 conventionally accepted by And 2), measuring sensor 8 with a controlled object, exemplary sensor 9, valves 10 and 11, Tues The switch 12, the integrator 13, the DC amplifier 14 and the indicator 15. The meter works as follows: The output signals from the switching 1 and high-frequency 2 generators are fed to the modulating and signal inputs of the modulator 3, respectively, resulting from their interaction amplitude modulated voltage, singed in. as a probing signal to the measuring cell 5, the conversion factor of the modulator 3 is matched with the level of the real signal, which is harmonic voltage voltage frequency (i) output from the high-frequency ge- Neratoff ra 2, and yPx) vnem modulating signal, which is used as a harmonic frequency voltage Q (Qv..CO) switching the generator 1 (FIG. 2 CX) in such a way that the output amplitude-modulation signal of modulator 3 (Fig. 26) has an amplitude modulation factor of 100% modulation equal to or near the unit (the degree of approximation depends on the unstable and interacting signals). The measuring cell can be made in the type of oscillatory control adjusted relative to the carrier frequency SL.) So that its operating point, when connected through the first switch 6, to the measuring 8 or the exemplary 9 antenna, is in the linear section of the resonance characteristic k. The switching frequency of the sensors is formed from the output voltage of the switching generator 1, which, entering the quadrature phase shifter 4, acquires an apo polkitelny phase phase equal to 00 (fkg. 2 D) and from the output of the phase shifter is fed to the input circuits of the splitter 7 of frequency 2 h division times, where The harmonic voltage of the frequency sZ is first formed by the rectangular voltage of the same frequency (Fig. 2-2), which is then converted to the rectangular voltage (Fig. 23) of the frequency Q / 2 n (P is an integer) and is used for cifflxpOHHoro control pa6oTa | i switches 6 and 12. The phase shift of the modulating signal by 90 and dividing its frequency by an even number of times (2) causes the switching of the first switch b to occur at those times when the carrier frequency of the sounding signal (amplitude modulated ) is equal to or close to R N. -Lu (Fig. 2 Therefore, the switching on the disturbance (not shown on the plots)), which is a function of the amplitude and phase of the switched signal, also tends to zero (depending on the depth of the voltage Moments of switching the sensor s). Per-triggered-measure measure-. Due to the impedance of the sensors to the periocytic frequency change of the loop tuning frequency (transfer coefficient of the measuring cell and to the combination of the operating point along the slope of its resonance characteristics, resulting in an additional amplitude modulus) the voltage of the sound signal of the jzyky signal with the frequency of simulation / 2 (Fig. 26), and the informative parameter (twice) of the amplitude-motivated signal of the measuring cell is the amplitude of the lower frequency amplitude, i.e., the amplitude of the new modulating frequency function (2 I, is proportional to the difference in the reactive impedances of the sensors, depending on the properties of the measurement object introduced in the field of the measuring sensor. It is assumed that The ECBI sensors are valent and affect the impedance of the measuring cell to the same extent (the sensors are made with minimal losses, are structurally identical and are connected in a differential circuit). Each of the oppositely turned on valves 10 and 11 from a complex amplitude modulated signal allocates half-waves of a non-holding sinusoidal frequency Ы of one J o-number, for example, valve 10 selects only half-waves of positively half-polarity, and valve 11 negatively and as a result of alternate connection of their outputs with using the second switch 12 to the integrator 13 at the input of the latter is formed periodically. ka sequence of packets of positive and negative half-wave sine ides of high frequency OO (Fig. 2 x). The packet tracing period is specified by the voltage applied to the control input of the second switch from frequency divider 7, and is equal to 4 || fi / C, respectively, the duration of one packet is equal to 211 p / Q, and since the first and second switches are 6 and 12 packs (they are synchronized by a single voltage, the average value of the packet voltage for half-switching, depending on the average value the amplitude of the carrier frequency (complex amplitude-modulated signal) for the same half-period will be proportional to the impedance of the sensor connected to the measuring cell 5. The periodic change in the sign of the packet voltage due to alternately connecting the oppositely connected gates 10 and 11 to the input of the integrator 13 leads to a periocytic transition of the accumulative element of the integrator 13 and the appearance of a pulsating voltage at its output (Fig. 2J is a continuous line), the pulsation value of which with a corresponding constant integration with (L "lltn /) be reduced to a value) much smaller than the average value of the output voltage of the integrator 13. It should be emphasized that since the periods of non-informative and informative modulating functions (2H / and 4ffil / Q} are odd, the average for the half-cycle of switching (TI h IQ} The response of the output voltage of the integrator 13 does not depend on the amplitude (i.e. on the modulation depth) of the additional non-informative modulating signal of frequency D, and depends only on the average (for the same half-period) value of the amplitude of the modulated signal CJ, and since the amplitude of the last impedance of the sensor connected in this half-cycle of switching, one switching period (IlTn / n) the average value of the output voltage of the integrator 13, depending on the deviation of the average amplitude of the modulated signal (frequency Gj) over nepvi-, will be proportional to the impedance difference sensor 8 and 9, depending on the properties of the object being monitored, introduced into the sensing region of the measuring sensor 8. Voltage from you: The integrator 13 through the DC amplifier 14 is fed to the input inertial element of the indicator 15, the output voltage of which (dotted line on Fig. 2), which is proportional to the value of the impedance introduced, depending on the technological properties of the measurement object, is recorded by the indicator. Thus, the introduction of an additional modulation of the test signal with a mono signal at the appropriate choice of the ratio of the interphase phases of these signals eliminates the effect of switching interference associated with informative modulation at the input of the measurement path. In addition, in the proposed meter, it is possible to extend the dynamic range of measurements to small values of the input informative parameter (lowering the sensitivity threshold) due to the accumulation effect of the informative component of the signal in the integrator, since random components distort the output signal slightly over the integration time by increasing the gain of the gain circuits, since the switching of the switches occurs at times when the voltage pfiBHO tovogo signal or close to zero, whereby overloading is avoided the possibility of amplifying circuits with bolschnm koeffitsi68 entom transmission under the influence of switching noise. Improving the measurement accuracy in combination with a low sensitivity threshold (the nose allows the use of a meter, for example, to control the thickness or uniformity of coatings, the thickness of which should not exceed the optimum, applied both to protect materials from Co (spread) and to ensure constant process parameters. To minimize the effect of the properties of the substrate, an article or sample of the uncoated material is placed in the reference sensor. In this case, measuring the thickness of the coating is essentially reduced to measuring dy product applicator and the working surface of the sensor. When checking the uniformity of the coating in the exemplary sensor is placed at a predetermined sample bases optimum coating thickness.

2Л2L

irir

гаha

/ч y y уч /ч у/ h y y u / h y

7 V V Ч V V7 v v h v v

IIIIII

Claims

(5 4) DIELECTRIC AND CONDUCTIVE METER

A medium containing a high-frequency generator, a measuring cell; measuring and reference sensors, the first switch, the movable contact of which is connected to the input of the measuring cell, and two fixed contacts are connected to the first terminals of the measuring and reference sensors, the second terminals of which are connected to the device body, a switching generator, a DC amplifier and an indicator connected in series, distinguished by the fact that, in order to increase the accuracy of measuring small values of the introduced impedance, a modulator is introduced into it, two on-off valves, a second switch, an integrator, a quadrature phase shifter, a frequency healer, the signal and modulating inputs of the modulator are connected to the outputs of the high-frequency and switching generators, the valve inputs are connected to the output of the measuring cell, the fixed contacts of the second switch are connected to the valve outputs, the integrator input is connected with the movable contact of the second switch, and the output with the input of the DC amplifier, the input of the quadrature phase shifter is connected to the output of the switching onnogo generator, and output - with vhodrm frequency divider whose output is connected to the control inputs of switches.