Изобретение относитс к радиотехнике и может быть использовано в радиоприемных устройствах дл .согласованной обработки ширдкополосных сигналов с частотной модул цией. Известно устройство дл параллельной фильтрации частотно-модули рованных радиоимпульсов, содержаще N каналов обработки сигналов с общим входом и нагруженных на общий сумматор. Устройство реализует способ оптимальной обработки широк полосных радиосигналов., который предполагает разбиение спектра обр батываемого сигнала на р д участков . Спектральные составл ющие отдельных участков преобразуют по частоте, обрабатывают преобразо ванные сигналы посредством оптимальных фильтров, число которых вы бираетс равным числу участков . спектра широкополосного сигнала. Затем производ т обра±ный перенос всех спектральных составл ющих на исходные частоты и когерентно сумм руют части сигнала, формиру выход ной сигнал . Недостатком такого устройства вл етс то, что из-за неидентичности используемых оптимальных фильтров и нестабильности их парамет ров- нарушаетс когерентность сумми руемых сигналов. Это приводит к снижению качественных показателей обработки сигнала. Наиболее близким техническим решением вл етс устройство дл параллельной фильтрации частотномодулированных ргщиоимпульсов, содержащее N каналов обра;ботки, входы которых объединены и вл ютс входом устройства, а выходы подключены к входам сумматора, а также генератор контрольных сигналов , причем каждый канал обработки состоит из последовательно соедине ных полосового фильтра, первый вход которого вл етс входом кана ла обработки, а второй и третий вх ды подключены соответственно к первому и второму входам генератора контрол.ьных сигналов, первого сгдасител и дисперсной линии задержки , выход которой подключен че рез последовательно соединенные детекЮр огибающей, фазовый детектор , другой вход которого подключен к третьему выходу генератора контрольных сигналов, и перестраи ваемый генератор к второму входу первого смесител и через последовательно соединенные первый узкополосный фильтр, второй смеситель и второй узкополосный фильтр - к первому входу третьэго смесител , другой йход которого подключен к выходу дисперсной линии задержки а выход вл етс выходом канала обработки 2. Однако на выходе сумматора нар ду с обработанным сигналом присутствует N+1 гармонический контрольный сигнал. Контрольные сигналы вл ютс дл полезного сигнала помехой и это затрудн ет обработку слабых сигналов. Снижение амплитуды контрольных сигналов приводит к снижению точности фазировани . Недостатком устройства вл ет- . с невозможность обеспечить высокую точность фазировани . Целью изобретени вл етс повышение точности фазировани и расширение динамического диапазона. Поставленна цель достигаетс тем, что в устройство дл параллельной фильтрации частотно-модулированных радиоимпульсов, содержащее N каналов обработки, входы которых объединены и вл ютс входом устройства, а выходы подключены к входам сумматора, а также гене-, ратор контрольных сигналов, причем каждый канал обработки состоит из последовательно соединенных полосового фильтра, первый вход которого вл етс входом канала обработки , а второй и третий входы подключены соответственно к первому и второму входам генератора контрольных сигналов, первого смесител и дисперсной линии задержки, выход которой подключен через последовательно соединенные детектор огибающей, фазовый детектор, другой вход которого подключен к третьему выходу генератора контрольных сигналов, и перестраиваемый гене ратор к второму входу первого смесител и через последовательно соединенные первый узкополосный фильтр, второй смеситель и второй узк-опо- : лосный фильтр - к первому входу третьего смесител , другой вход которого подключен к выходу дисперсионной линии задержки, а выход вл етс выходом канала обработки, введены последовательно соединенные четвертЕлй смеситель, третий узкополосный фильтр и п тый смеситель , .включенные между выходом сумматора и (N+1)-HM его входом, причем вторые входы четвертого и п того смесителей подключены к первому выходу генератора контрольных сигналов, а в каждый кангш обработки введен четвертый узкополосный филь.тр, включенный между выходом сумматора и вторым входом второго смесител , при этом в каждый канал обработки, кроме N-ro, введен фазовращатель , включенный между вторым выходом генератора контрольных сигналов и. третьим входом полосового фильтра, а {Н+2)-ой, вход сумматора объединен с третьим входом полосового фильтра N-ro канала Обработки. На чертеже, представлена струнтурна электрическа схема устфойства дл параллельной фильтраци частотно-модулированных радиоимпульсов . Устройство содержит N каналов (l-l)-(l-N) обработки, каждый из которых состоит из полосового филь ра (2-l)-(2-N), смесител (3-1)-(3 дисперсионной линии (4-l)-(4-N) задержки, смесител (5-1)-(5-N ), п рестраиваемого генератора (б) . (6-N), детектора- (7-.1,)-{7-N ) огибаЮщей , фазового детектора (8-1) (8-N), узкополосного фильтра (9-1) O-N), смесител (lO-l)-(lO-N), уз кополосного фильтра (11-1)-(11-N), контрольные сигналы вырабатываютс генератором 12 контро-льных сигналов, общим дл всех каналов о работки. Все каналы нагружены на сумматрЕ) 13. Дополнительно включейы фазЬнращатели (14-1)-(14-N) и узкополосные фильтры (15-1)-{15-N) Устройство содержит также смеситель 16, узкополосный фильтр 17 и смеситель 18. В каждом канале последовательно ;соединены полосовой фильтр 2-i (tvB i 1 ,2 ,, . . N), смеситель 3- i, дисперсионна лини задержки 4-i и смеситель 5-i. Выход дисперсионной линии задержки 4-i подключен к второму входу смесител 3-i через детектор 7-1 огибающей, фазовый детектор 8-i и перестраиваемый генератор б-i. Второй вход фазового детектора 8-1 соединен с выходол4 генератора 12 контрольных сигналов , на котором выдел етс огиба юща контрольных сигналов, поступа ющих в канал обработки. Выход дисперсионной линии 4-1 задержки под .ключей к второму входу смесител 5-1 через узкополосный фильтр 9-i, е йеситель 10-i и узкополосный филь.тр 11-1 .Второй вход смесител IQ-i через узкополосный фильтр 15подключен к выходу .сумматора 13. Второй вход полосового фильтра (2-l)-(2-N) соединен с выходом ге-г нератора 12 контрольных сигналов непосредственно, а третий вход полосового фильтра (2-1)-(2-N-1 ) через фазовращатель 14-. Выход генератора 12 контрольных сигналов на котором формируетс контрольный сигнал частоты f , подключен к входам смесителей 16 18. Второй вход смесител 16 соединен с выходом смесител 18 через узкополосный фильтр 17. Второй вход смесител 18 соединен с выходом сумматора 13. ВторАй дополнительный вход полосового фильтра 2-N объединен с входом сумматора 13. Устройство работает следующим образом. . Например, на вход канала 1-1 обгработки нар ду с частью обрабатываемого сигнала подаютс два контрольных снгнсша с частотами f и fj На вход канала 1-М обработки подаютс контрольные сигналы с частотами f| и f| . Общий дл обоих каналов контрольный сигнал с частотой f«-. используетс дл взаимной фазировки каналов. На выходе суквлатора 13 присутствует сумма контрольных сигналов частоты f,nponiejt5imx через каналы 1-1 и 1-N обработки. Разность фаз и амплитуд этих сигналов обусловлена неидентичнрстью канальных дисперсионных линий 4-1 и 4-N задержки и нестабильностью их параме рОв. Сумма этих контрольных сигналов через узкрполосные фильтры 15-1 и ;15-N поступает соответст-г венно на смеситель 10-1 и 10-N. € помощью смесител 10-1 и 10-N и узкоподосньйг фильтров 11-1 и вырабатываетс гетеродинное нап1р жение таким образом, что контрольные сигналы, прошедшие через разные каналы, на. выходе сум«1атора 13 оказываютс равными по величине к противоположными по фазе и крмпенсируют друг друга. Такуол образом, по частоте сопр жени набеги фаз в кана лах отличаютс йа 180. Дл устранени этого контрольный сигнал частоты f подаетс в канал обработки 1-N непосфёдственно, а на вход канала обработки 1-1 через фазовращатель 14-1, осуществл ющий сдвиг фазы на 180°. Аналогично осуществл етс фазировка и компенсацией контрольных сигналов, которые вл ютс общими дл других каналов обработки (l-2)-(l-N-l). На выходе сумматора 13 остаютс нескомпенсированными конграад шле сигналы с ч.астотами fjjg и . Сигнал частоты f jHCпользуетс в N-OM канале дл формировани второго гетеродинного ко лебани . Поэтому дл компенсации этого сигна й достаточно подключить третий выход полосового фильтра 2-N к входу cyii«u aTopa 13. Сигнал частоты С. в канале 1-1 обработки не используетс дл выработки второго гетеродинного напр жени . Поэтому дл компенсации этого контрольного сигнала нео.бходимо включить между генератором 12 контрольных сигнсшов и сумматором цепь, состо щую из смесител 16, узкополосного фильтра 17 И смесител 18. Работа этой цепи аналогична цепи выработки второго гетеродинного напр жени в каждом из каналов обработки . Таким образом, оказываютс скомпенсированными все контрольныеThe invention relates to radio engineering and can be used in radio receiving devices for consistent processing of frequency-modulated broadband signals. A device for parallel filtering of frequency modulated radio pulses is known, comprising N channels of signal processing with a common input and loaded onto a common adder. The device implements a method for optimal processing of wideband radio signals, which involves splitting the spectrum of the signal being processed into a number of sections. The spectral components of the individual sections are transformed in frequency, and the converted signals are processed using optimal filters, the number of which is equal to the number of sections. broadband spectrum. Then, the transferential transfer of all spectral components to the initial frequencies is performed and the parts of the signal are coherently summed to form the output signal. The disadvantage of such a device is that due to the nonidentity of the used optimal filters and the instability of their parameters, the coherence of the summed signals is disturbed. This leads to lower quality signal processing. The closest technical solution is a device for parallel filtering of frequency-modulated pulses containing N processing channels, the inputs of which are combined and the input of the device, and the outputs are connected to the inputs of the adder, as well as the generator of control signals, each processing channel bandpass filter, the first input of which is the input of the processing channel, and the second and third inputs are connected respectively to the first and second inputs of the control generator. signals, the first controller and the dispersed delay line, the output of which is connected through a series-connected detector envelope, a phase detector, another input of which is connected to the third output of the generator of control signals, and a tunable generator to the second input of the first mixer and through serially connected first narrowband filter , the second mixer and the second narrow-band filter are connected to the first input of the third-ego mixer, the other input of which is connected to the output of the dispersed delay line and the output is in channel processing course 2. However, the output of the adder along with the processed signal is present N + 1 harmonic control signal. The control signals are interference to the desired signal and this makes it difficult to process weak signals. A decrease in the amplitude of the control signals leads to a decrease in phasing accuracy. The disadvantage of the device is et-. with the inability to provide high precision phasing. The aim of the invention is to improve the accuracy of phasing and the expansion of the dynamic range. The goal is achieved by the fact that a device for parallel filtering frequency-modulated radio pulses containing N processing channels, the inputs of which are combined and are the device input, and the outputs are connected to the inputs of the adder, as well as the control signal generator, each consists of a series-connected bandpass filter, the first input of which is the input of the processing channel, and the second and third inputs are connected respectively to the first and second inputs of the control generator the signals, the first mixer and the dispersed delay line, the output of which is connected via a serially connected envelope detector, a phase detector, another input of which is connected to the third output of the generator of control signals, and a tunable generator to the second input of the first mixer and through the serially connected first narrowband filter, the second the mixer and the second narrow-opal filter - to the first input of the third mixer, the other input of which is connected to the output of the dispersion delay line, and the output is the output of the processing channel, the series-connected fourth mixer, the third narrow-band filter and the fifth mixer are inserted, connected between the output of the adder and (N + 1) -HM by its input, the second inputs of the fourth and fifth mixers are connected to the first output of the generator of control signals, and the fourth narrow-band fil.tr, connected between the output of the adder and the second input of the second mixer, is inserted into each processing kangsh, while in each processing channel, except for N-ro, a phase shifter is inserted, connected between the second output of eratora and control signals. the third input of the bandpass filter, and (H + 2) -th, the input of the adder is combined with the third input of the bandpass filter of the N-ro Processing channel. In the drawing, a string-electrical device for a parallel filtering of frequency modulated radio pulses is shown. The device contains N channels (ll) - (lN) processing, each of which consists of a bandpass filter (2-l) - (2-N), a mixer (3-1) - (3 dispersion lines (4-l) - (4-N) delays, mixers (5-1) - (5-N), n tunable generator (b). (6-N), detector- (7-.1,) - {7-N) envelope, phase detector (8-1) (8-N), narrow-band filter (9-1) ON), mixer (lO-l) - (lO-N), node of the band-pass filter (11-1) - (11-N) The control signals are generated by a generator of 12 control signals that are common to all processing channels. All channels are loaded on the accumulator E) 13. Additionally, phase switches (14-1) - (14-N) and narrow-band filters (15-1) - {15-N) The device also contains a mixer 16, a narrow-band filter 17 and a mixer 18. In each channel in series; a band-pass filter 2-i (tvB i 1, 2 ,,.. N), a 3-i mixer, a dispersion delay line 4-i, and a mixer 5-i are connected. The output of the dispersion delay line 4-i is connected to the second input of the mixer 3-i through the envelope detector 7-1, the phase detector 8-i and the tunable generator b-i. The second input of the phase detector 8-1 is connected to the output of the generator 4 of the control signals 12, on which the envelope of the control signals entering the processing channel is selected. The output of the dispersion line 4-1 delay under the keys to the second input of the mixer 5-1 through the narrowband filter 9-i, its generator 10-i and the narrow-band filter.tr 11-1. The second input of the mixer IQ-i through the narrow-band filter 15 is connected to the output . The accumulator 13. The second input of the bandpass filter (2-l) - (2-N) is connected to the output of the generator of 12 control signals directly, and the third input of the band-pass filter (2-1) - (2-N-1) through phase shifter 14-. The output of the generator 12 of the control signal on which the control signal of the frequency f is formed is connected to the inputs of the mixers 16 18. The second input of the mixer 16 is connected to the output of the mixer 18 via a narrowband filter 17. The second input of the mixer 18 is connected to the output of the adder 13. The second auxiliary input of the bandpass filter 2 -N combined with the input of the adder 13. The device operates as follows. . For example, along with the part of the signal being processed, two control sngs with frequencies f and fj are fed to the input of the processing channel 1-1, and to the input of the 1-M channel of processing, control signals with frequencies f | and f | . The common for both channels of the control signal with a frequency f «-. used for mutual phasing of channels. At the output of the convoy 13 there is a sum of control signals of the frequency f, nponiejt5imx through channels 1-1 and 1-N of processing. The difference between the phases and amplitudes of these signals is due to the nonidentity of the channel dispersion lines 4-1 and 4-N delays and the instability of their roOv parameters. The sum of these control signals through narrowband filters 15-1 and; 15-N is fed respectively to the mixer 10-1 and 10-N. Using a 10-1 and 10-N mixer and 11-1 narrow filter and a heterodyne voltage is generated in such a way that the control signals passing through different channels are turned on. The output of the accumulator 13 is equal in magnitude to the opposite in phase and impersonated to each other. Thus, in terms of the junction frequency, the phase incursions in the channels differ by 180. To eliminate this, the control signal of the frequency f is fed into the 1-N processing channel unsupportedly, and to the input of the processing channel 1-1 through the phase shifter 14-1. by 180 °. Phasing and compensation of control signals, which are common to other processing channels (l-2) - (l-N-l), are carried out in a similar way. The output of the adder 13 remains uncompensated from the conglomerate of the signals with the frequencies fjjg and. The f jHC frequency signal is used in the N-OM channel to form a second heterodyne oscillation. Therefore, to compensate for this signal, it is sufficient to connect the third output of the 2-N band-pass filter to the cyii ' 13 input signal. The frequency signal C. in the processing channel 1-1 is not used to generate the second heterodyne voltage. Therefore, to compensate for this control signal, it is not necessary to switch between the control signal generator 12 and the adder a circuit consisting of a mixer 16, a narrowband filter 17 and a mixer 18. The operation of this circuit is similar to the second heterodyne voltage generation circuit in each of the processing channels. Thus, all controls are compensated.
-сигналы. Параметры дисперсионных линий задержки 4-i измен ютс во времени медленно, С учетом этого посто нна времени цепи компенсации контрольных сигналов выбираетс большой.Этим исключаетс вли ние полезных сигналов на качество фазировани каналов и компенсацию контрольных сигналов.-signals. The parameters of the dispersion delay lines 4-i change in time slowly. Considering this, the time constant of the compensation circuit of control signals is chosen large. This eliminates the influence of useful signals on the quality of channel phasing and compensation of control signals.
Компенсаци контрольных сигналов на выходе сумматора 13 расшир ет динамический диапазон устрой ства обработки на 30-40 дБ. При этом оказываете возможным увеличить амплитуды контрольных сигналов , что приводит к пропорциональному увеличению точности фазировани .Compensation of the pilot signals at the output of the adder 13 extends the dynamic range of the processing unit by 30–40 dB. At the same time, it is possible to increase the amplitudes of the control signals, which leads to a proportional increase in phasing accuracy.