SE532279C2 - Improved antenna insulation - Google Patents
Improved antenna insulationInfo
- Publication number
- SE532279C2 SE532279C2 SE0800827A SE0800827A SE532279C2 SE 532279 C2 SE532279 C2 SE 532279C2 SE 0800827 A SE0800827 A SE 0800827A SE 0800827 A SE0800827 A SE 0800827A SE 532279 C2 SE532279 C2 SE 532279C2
- Authority
- SE
- Sweden
- Prior art keywords
- antenna element
- dual
- polarized antenna
- impedance
- supply
- Prior art date
Links
- 238000009413 insulation Methods 0.000 title description 7
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 48
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 48
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 48
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims description 20
- 230000010287 polarization Effects 0.000 claims description 19
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 claims description 8
- 238000002955 isolation Methods 0.000 claims description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 4
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 claims description 2
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 11
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 10
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 8
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 8
- 238000005388 cross polarization Methods 0.000 description 5
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 3
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 3
- 238000003491 array Methods 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 230000001681 protective effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
- H01Q9/04—Resonant antennas
- H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
- H01Q9/0428—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna radiating a circular polarised wave
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
- H01Q1/36—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith
- H01Q1/38—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith formed by a conductive layer on an insulating support
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
- H01Q1/52—Means for reducing coupling between antennas; Means for reducing coupling between an antenna and another structure
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q21/00—Antenna arrays or systems
- H01Q21/24—Combinations of antenna units polarised in different directions for transmitting or receiving circularly and elliptically polarised waves or waves linearly polarised in any direction
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
- H01Q9/04—Resonant antennas
- H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
- H01Q9/045—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular feeding means
- H01Q9/0457—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular feeding means electromagnetically coupled to the feed line
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
- Waveguide Aerials (AREA)
Description
532 2753 matas medelst en apertur 109 av en mikrostrip-matningsledning 105, vilken är placerad mellan en skärmningsbur 102 och ett kretskort. 532 2753 is fed by an aperture 109 of a microstrip supply line 105, which is located between a shielding cage 102 and a circuit board.
Isolering mellan en sändande och en mottagande signalbana i en dualpolariserad antenn has beskrivits i, till exempel, tidigare kända dokumentet US6509883. Enligt detta dokument tas en signal som sänds från ett första antennelement, vilket har en polarisation, emot av ett andra antennelement, vilket har en andra polarisation, varigenom en oönskad signal skapas, vilken tas emot av det andra antennelementet. För att kompensera för detta anordnas en kompensationsbana mellan de sändande och mottagande signalbanorna, där kompensationsbanan har en längd så att kompensationssignalen, vilken går genom kompensationsbanan och den oönskade signalen har samma storlek och motsatt fas när de möts i den mottagande signalbanan.Isolation between a transmitting and a receiving signal path in a dual polarized antenna has been described in, for example, prior art document US6509883. According to this document, a signal transmitted from a first antenna element having a polarization is received by a second antenna element having a second polarization, thereby creating an unwanted signal received by the second antenna element. To compensate for this, a compensation path is arranged between the transmitting and receiving signal paths, where the compensation path has a length so that the compensation signal, which passes through the compensation path and the unwanted signal, has the same magnitude and opposite phase when they meet in the receiving signal path.
Lösningar i tidigare känd teknik, såsom den som beskrivs i US6509883, har en nackdel i att de endast kompenserar för signaler vilka har sänts från ett antennelement och tagits emot av ett annat antennelement. Således visas ingen lösning för problemet med kapacitiv koppling relaterad till matarna själva.Prior art solutions, such as that described in US6509883, have a disadvantage in that they only compensate for signals which have been transmitted from one antenna element and received by another antenna element. Thus, no solution is shown for the problem of capacitive coupling related to the feeders themselves.
I US6509883 måste både kompensationsbanan och de sändande och mottagande signalbanorna avpassas att ha särskilda längder för att kunna eliminera den oönskade signalen, vilken har sänts från den första antennen och tagits emot av den andra antennen, eftersom en skillnad i längd motsvarande ett udda antal halva våglängder måste finnas mellan banorna som färdats av den oönskade signalen och kompensationssignalen.In US6509883 both the compensation path and the transmitting and receiving signal paths must be adapted to have special lengths in order to eliminate the unwanted signal which has been transmitted from the first antenna and received by the second antenna, since a difference in length corresponding to an odd number of half wavelengths must be present between the paths traveled by the unwanted signal and the compensation signal.
Den tidigare kända lösningen kommer därför endast att eliminera denna specifika oönskade signal. Andra oönskade signaler, vilka resulterar av andra kopplingar än denna, såsom 10 15 20 25 30 532 E75 oönskade signaler härhörande från kapacitiv koppling mellan matarna i en punkt där matarna är nära varandra, kommer inte att elimineras av lösningen visad i detta dokument, eftersom de särskilda längdkraven för signalbanorna resulterar i eliminering av den oönskade signalen endast om den oönskade signalen och kompensationssignalen har färdats exakt dessa erfordrade längder.The prior art solution will therefore only eliminate this specific unwanted signal. Other unwanted signals resulting from couplings other than this, such as unwanted signals from capacitive coupling between the feeders at a point where the feeders are close to each other, will not be eliminated by the solution shown in this document, as they particular length requirements for the signal paths result in the elimination of the unwanted signal only if the unwanted signal and the compensation signal have traveled exactly these required lengths.
Dessutom kan en kapacitiv koppling mellan mataranordningarna ske i en mycket ofördelaktig punkt, vilken resulterar i en skillnad i längd motsvarande ett jämnt antal halva våglängder mellan banorna som har färdats av den oönskade signalen och av kompensationssignalen i US6509883. Kompensationssignalen skulle i detta fall öka den oönskade signalen istället för att eliminera den.In addition, a capacitive coupling between the feeders can take place at a very disadvantageous point, which results in a difference in length corresponding to an even number of half wavelengths between the paths traveled by the unwanted signal and by the compensation signal in US6509883. The compensation signal would in this case increase the unwanted signal instead of eliminating it.
Vidare måste antennelementet vilket visas i detta dokument, på grund av signalbanornas längdkrav, ha en viss storlek för att åstadkomma effektiv eliminering, vilket är en nackdel.Furthermore, the antenna element shown in this document, due to the length requirements of the signal paths, must have a certain size in order to achieve effective elimination, which is a disadvantage.
Följaktligen finns det ett problem i tidigare känd teknik, vilket hänför sig till eliminering av olika typer av kopplingar som finns i dualpolariserade antennelement.Consequently, there is a problem in the prior art, which relates to the elimination of different types of connections present in dual-polarized antenna elements.
Kortfattad beskrivning av uppfinningen Det är ett syfte med föreliggande uppfinning att tillhandahålla ett dualpolariserat antennelement, vilket löser de ovan angivna problemen.Brief Description of the Invention It is an object of the present invention to provide a dual polarized antenna element which solves the above problems.
Den föreliggande uppfinningen ämnar tillhandahålla ett dualpolariserat antennelement, vilket erbjuder en förbättrad antennisolering för alla typer av väsentligen kapacitiva kopplingar mellan mataranordningarna. Föreliggande uppfinning avser således tillhandahålla kompensering för kapacitiv koppling mellan mataranordningarna, även innefattande 10 l5 20 25 30 532 ETS kapacitiv koppling vilken uppstår via den strålande delen av antennelementet, till exempel en strålande patch.The present invention seeks to provide a dual polarized antenna element which provides improved antenna isolation for all types of substantially capacitive connections between the feeder devices. The present invention thus intends to provide compensation for capacitive coupling between the feeder devices, also comprising ETS capacitive coupling which occurs via the radiating part of the antenna element, for example a radiating patch.
Enligt en utföringsform av föreliggande uppfinning uppnås syftet för ett dualpolariserat antennelement genom användande av: - en kompensationsledning, vilken är anordnad mellan den första och den andra mataranordningen för att kompensera för en obalans orsakad av en väsentligen kapacitiv koppling mellan den första och andra mataranordningen, där - kompensationsledningen är ansluten till den första och andra mataranordningen i omedelbar närhet till en strålande del av antennelementet, och har en kort elektrisk längd 6 och en hög impedans i förhållande till en impedans för den första respektive andra mataranordningen, vilket ger kompensationsledningen en väsentligen induktiv karaktär.According to an embodiment of the present invention, the object of a dualpolarized antenna element is achieved by using: a compensation line, which is arranged between the first and the second supply device to compensate for an imbalance caused by a substantially capacitive coupling between the first and second supply device, wherein the compensation line is connected to the first and second supply devices in the immediate vicinity of a radiating part of the antenna element, and has a short electrical length 6 and a high impedance in relation to an impedance of the first and second supply devices, which gives the compensation line a substantially inductive character. .
Syftet uppnås även genom en antenn-array innefattande åtminstone två sådana dualpolariserade antennelement.The object is also achieved by an antenna array comprising at least two such dual-polarized antenna elements.
Följaktligen åstadkommer den föreliggande uppfinningen utjämning av ömsesidig koppling i dualpolariserade antennelement, vilka använder en kompensationsledning ansluten mellan ingångsportarna. När denna kompensationsledning är kort i förhållande till våglängden kommer denna förbindelse att verka som ett induktivt element, vilket är väl lämpat att kompensera för den ömsesidiga kopplingen i antennelementet.Accordingly, the present invention provides smoothing of mutual coupling in dual-polarized antenna elements, which use a compensation line connected between the input ports. When this compensation line is short in relation to the wavelength, this connection will act as an inductive element, which is well suited to compensate for the mutual coupling in the antenna element.
Det dualpolariserade antennelementet enligt uppfinningen har fördelen att det kan tillhandahålla god antennisolering genom en effektiv utjämning av väsentligen alla typer av kapacitiv koppling mellan matningsanordningarna i antennelementet, innefattande kapacitiv koppling mellan mataranordningarna och den strålande delen av antennelementet. Utjämningen åstadkoms genom användandet av en kompensationsledning, vilken är liten 10 15 20 25 532 279 till sin storlek, icke kostsam att producera, enkel att implementera och vilken effektivt eliminerar den kapacitiva kopplingen medelst dess induktiva karaktär.The dualpolarized antenna element according to the invention has the advantage that it can provide good antenna isolation by an effective equalization of substantially all types of capacitive coupling between the feeding devices in the antenna element, including capacitive coupling between the supply devices and the radiating part of the antenna element. The equalization is achieved by the use of a compensation line, which is small in size, inexpensive to produce, easy to implement and which effectively eliminates the capacitive coupling by its inductive nature.
Enligt en utföringsform av föreliggande uppfinning är det dualpolariserade antennelementet av typen apertur-kopplade patch-antenner. Var och en av mataranordningarna innefattar här ett par matningsledningar, vilka utsträcker sig längs med öppningar hos korsformade aperturer på så sätt att matningsledningarna korsar varandra på ett ömsesidigt avstånd, vilket resulterar i en kapacitiv koppling mellan mataranordningarna. En sådan korsning kan anordnas som en luftbro. I antennelementet enligt denna utföringsform utjämnas denna kapacitiva koppling medelst anslutningen med hög impedans mellan mataranordningarna.According to an embodiment of the present invention, the dual-polarized antenna element is of the aperture-coupled patch antenna type. Each of the feeder devices here comprises a pair of supply lines, which extend along openings of cross-shaped apertures in such a way that the supply lines cross each other at a mutual distance, which results in a capacitive connection between the feeder devices. Such an intersection can be arranged as an air bridge. In the antenna element according to this embodiment, this capacitive coupling is equalized by means of the connection with high impedance between the supply devices.
Detaljerade exempelutföringsformer och fördelar med antennelement och antenn~arrayer enligt föreliggande uppfinning kommer nedan att beskrivas med hänvisning till de bifogade ritningarna, vilka illustrerar några föredragna utföringsformer.Detailed exemplary embodiments and advantages of antenna elements and antenna arrays of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings, which illustrate some preferred embodiments.
Kortfattad figurbeskrivning Figur l visar ett tidigare känt apertur-kopplat patch- antennelement.Brief description of the figures Figure 1 shows a previously known aperture-connected patch antenna element.
Figur 2 visar ett obalanserat tidigare känt antennelement.Figure 2 shows an unbalanced previously known antenna element.
Figurer 3a~b visar obalanserade tidigare kända antennelement.Figures 3a ~ b show unbalanced previously known antenna elements.
Figur 4a-c visar schematiskt dualpolariserade antennelement enligt föreliggande uppfinning.Figures 4a-c schematically show dual polarized antenna elements according to the present invention.
Figur 5 illustrerar schematiskt ömsesidig koppling. lO l5 20 25 30 532 ZTQ Figurer 6a-b illustrerar schematiskt ömsesidig kapacitiv koppling.Figure 5 schematically illustrates mutual connection. lO l5 20 25 30 532 ZTQ Figures 6a-b schematically illustrate mutual capacitive coupling.
Figurer 7a-b illustrerar impedanser för transmissionsledningar.Figures 7a-b illustrate impedances for transmission lines.
Figurer 8a~b visar simuleringar för ett tidigare känt antennelement (a), och för ett antennelement enligt föreliggande uppfinning (b).Figures 8a ~ b show simulations for a previously known antenna element (a), and for an antenna element according to the present invention (b).
Figurer 9a-b visar simuleringar för ett tidigare känt antennelement (a), och för ett antennelement enligt föreliggande uppfinning (b).Figures 9a-b show simulations for a previously known antenna element (a), and for an antenna element according to the present invention (b).
Figurer lOa-b visar simuleringar för ett tidigare känt antennelement (a), och för ett antennelement enligt föreliggande uppfinning (b).Figures 10a-b show simulations for a prior art antenna element (a), and for an antenna element according to the present invention (b).
Beskrivning av föredragna utföringsformer Dualpolariserade antennelement lider vanligtvis av obalans på grund av ömsesidig koppling av olika anledningar. Även om ett antennelement till stor del uppvisar en geometrisk symmetri, innefattande den strålande delen och majoriteten av matarnät~ verket, så har vi typiskt en eller flera punkter med asymmetri vilka skapar ömsesidig koppling.Description of Preferred Embodiments Dualpolarized antenna elements usually suffer from imbalance due to mutual coupling for various reasons. Although an antenna element largely has a geometric symmetry, comprising the radiating part and the majority of the supply network, we typically have one or more points with asymmetry which create mutual connection.
Figur 2 visar ett exempel på detta för ett patch~antennelement innefattande ett jordplan 202, en topp~patch 203 och en lägre patch 204. Här matas ett elektromagnetiskt kopplat patch- element av två ortogonala mataranordningar 205, 206, vilka båda har en kapacitiv koppling till de två pà varandra staplade patcharna. Antennelementet är här inte symmetriskt, eftersom mataranslutningarna inte är symmetriska. Till exempel, om vi tittar in i elementet längs t ex mataranordningen 205 längst ner i figuren, ser vi att bara en 10 15 20 25 532 279 sida (den vänstra sidan) av de övriga sidorna för varje patch är matad av en annan mataranordning 206, medan de andra sidorna (t ex den högra sidan) är okopplade. Följaktligen är antennelementet inte symmetriskt kring planet för den streckade linjen 207, eftersom det inte finns någon matar- anslutning på högra sidan av antennelementet.Figure 2 shows an example of this for a patch antenna element comprising a ground plane 202, a top patch 203 and a lower patch 204. Here, an electromagnetically coupled patch element is fed by two orthogonal feeders 205, 206, both of which have a capacitive coupling. to the two patches stacked on top of each other. The antenna element is not symmetrical here, as the supply connections are not symmetrical. For example, if we look into the element along, for example, the feeder 205 at the bottom of the figure, we see that only one side (the left side) of the other sides of each patch is fed by a different feeder 206. , while the other sides (eg the right side) are uncoupled. Consequently, the antenna element is not symmetrical about the plane of the dashed line 207, since there is no supply connection on the right side of the antenna element.
I figur 3a, och i mer detalj i figur 3b, visas ett apertur- kopplat patch-antennelement 301 med ett skyddshölje 302 för bakåtstrålning och en korsformad apertur 309. Här innefattar var och en av mataranordningarna 305, 306, vilka respektive är anordnade att mata en polarisation, ett par av matningsledningar 307, 308, vilka vardera utsträcker sig parallellt längs den korsformade aperturen 309, så att två av dessa matningsledningar korsar varandra i en punkt 310. På grund av den symmetriska formen av mikrostrip- mataranordningarna, innefattande matningsledningarna, vilka var och en matar en polarisation, måste de korsa varandra i åtminstone en punkt 310, vilket visas i figurer 3a och 3b.In Figure 3a, and in more detail in Figure 3b, an aperture-coupled patch antenna element 301 is shown with a protective cover 302 for reverse radiation and a cross-shaped aperture 309. Here, each of the feeder devices 305, 306, which are respectively arranged to be fed, a polarization, a pair of supply lines 307, 308, each extending parallel along the cross-shaped aperture 309, so that two of these supply lines intersect at a point 310. Due to the symmetrical shape of the microstrip feeders, including the supply lines, which each feeding a polarization, they must intersect at at least one point 310, as shown in Figures 3a and 3b.
Denna åtminstone en korsning 310 åstadkoms typiskt genom användande av en luftbro för en av polarisationerna. Denna luftbrokorsning förstör symmetrin hos antennelementet och åstadkommer en kapacitiv koppling mellan de två mataranordningarna 305, 306.This at least one junction 310 is typically accomplished by using an air bridge for one of the polarizations. This air bridge crossing destroys the symmetry of the antenna element and provides a capacitive coupling between the two feeder devices 305, 306.
Följaktligen finns det i båda fallen vilka visas i figurerna 2 och 3 en asymmetri, vilken kommer att skapa ömsesidig port~ till~port-koppling mellan porten Pl och porten P2 för mataranordningarna. Denna ömsesidiga koppling och dess motsvarande obalans måste bekämpas för att åstadkomma effektiv antennisolation. 10 15 20 25 30 532 279 Enligt föreliggande uppfinning, vilket kommer att beskrivas mer i detalj nedan, har det upptäckts att en sådan ömsesidig koppling mellan mataranordningarna ofta har en väsentligen kapacitiv karaktär. Utgående från denna upptäckt har det vidare insetts att ett element vilket har en väsentligen induktiv karaktär och som kopplas mellan matarna skulle kunna användas för att minska den ömsesidiga kopplingen mellan matarna.Accordingly, in both cases shown in Figures 2 and 3, there is an asymmetry which will create mutual port-to-port coupling between the port P1 and the port P2 of the feeder devices. This mutual coupling and its corresponding imbalance must be combated in order to achieve effective antenna insulation. According to the present invention, which will be described in more detail below, it has been discovered that such a reciprocal connection between the feeder devices often has a substantially capacitive character. Based on this discovery, it has further been realized that an element which has a substantially inductive character and which is connected between the feeds could be used to reduce the mutual connection between the feeds.
I figurerna 4a-4c visas schematiskt tre olika typer av dual- polariserade antennelement enligt olika utföringsformer av den föreliggande uppfinningen. (Referensnummer har här endast givits till delar vilka är nödvändiga för att förklara före- liggande uppfinning.) Dessa antennelement 401 är dualpolarise~ rade antennelement och innefattar en första mataranordning 405 för matning av nämnda antennelement 401 i en första polarisationsriktning. Den första mataranordningen 405 har en anslutningsport P1. Antennelementen 401 har vidare en andra mataranordning 406 för matning av nämnda antennelement 401 i en andra polarisationsriktning, vilken även tillhandahålls genom en anslutningsport P2.Figures 4a-4c schematically show three different types of dual-polarized antenna elements according to different embodiments of the present invention. (Reference numerals have been given herein only to parts which are necessary to explain the present invention.) These antenna elements 401 are dual-polarized antenna elements and comprise a first feed device 405 for feeding said antenna elements 401 in a first polarization direction. The first feeder device 405 has a connection port P1. The antenna elements 401 further have a second feed device 406 for feeding said antenna elements 401 in a second polarization direction, which is also provided by a connection port P2.
Figur 4a illustrerar schematiskt ett generellt dualpolariserat antennelement 401, vilket matas av tvâ mataranordningar 405, 406, vilka har en ömsesidig koppling mellan dem.Figure 4a schematically illustrates a generally dual-polarized antenna element 401, which is fed by two feeder devices 405, 406, which have a mutual connection between them.
Såsom visas i figur 4b, för fallet att antennelementet 401 är ett aperturkopplat patch-antennelement med en korsformad apertur, innefattar var och en av mataranordningarna 405, 406 ett par matningsledningar 407, 408 vilka vardera utsträcker sig parallellt längs med den korsformade aperturen 409, på varje sida därav, sà att två av dessa matningsledningar 407, 408 korsar varandra i en punkt 410, vilken typiskt är anordnad som en luftbro. En sådan antennstruktur kan även resultera i lO 15 20 25 30 532 279 fler än en korsning av matningsledningar, beroende på utformningen av matningsledningarna.As shown in Figure 4b, in the case that the antenna element 401 is an aperture-coupled patch antenna element with a cross-shaped aperture, each of the supply devices 405, 406 comprises a pair of supply lines 407, 408 which each extend parallel to the cross-shaped aperture 409, on each side thereof, so that two of these supply lines 407, 408 intersect at a point 410, which is typically arranged as an air bridge. Such an antenna structure can also result in more than one crossing of supply lines, depending on the design of the supply lines.
Enligt föreliggande uppfinning anordnas en kompensations- ledning 420 mellan nämnda första och nämnda andra mataranordning 405, 406, för att kompensera för obalansen vilken resulterar från den ömsesidiga kopplingen mellan mataranordningarna. Kompensationsledningen 420 bör vara ansluten till den första och den andra mataranordningen 405, 406 i en punkt på var och en av mataranordningarna vilken är i omedelbar närhet till en strålande del av antennelementet.According to the present invention, a compensation line 420 is provided between said first and said second feeder 405, 406, to compensate for the imbalance which results from the mutual coupling between the feeder devices. The compensation line 420 should be connected to the first and second feeders 405, 406 at a point on each of the feeders which is in close proximity to a radiating portion of the antenna element.
Såsom angavs ovan (och kommer att bevisas nedan), är den ömse- sidiga kopplingen mellan matarna av en väsentligen kapacitiv karaktär och kan motverkas av kompensationsledningen 420, om kompensationsledningen 420 har en väsentligen induktiv karak- tär. Detta ástadkoms, enligt föreliggande uppfinning, genom att anordna kompensationsledningen 420 så att dess elektriska längd 6 är kort och så att den är tunn, vilket gör att den har hög impedans i relation till en impedans för den första och andra mataranordningenen 405, 406. Dessa särdrag för kompensationsledningen 420 gör kompensationsledningen väsentligen induktiv.As stated above (and will be proved below), the mutual connection between the feeders is of a substantially capacitive nature and can be counteracted by the compensation line 420, if the compensation line 420 has a substantially inductive character. This is achieved, according to the present invention, by arranging the compensation line 420 so that its electrical length 6 is short and so that it is thin, which means that it has a high impedance in relation to an impedance of the first and second supply devices 405, 406. These features of the compensation line 420 make the compensation line substantially inductive.
Mer i detalj, för att åstadkomma en induktiv karaktär för kompensationsledningen 420 bör, vilket kommer visas nedan, den elektriska längden 9 för kompensationsledningen 420 vara liten, företrädesvis vara mindre än 2n/3 rad, dvs 6 < 2n/3 rad. Emellertid kan, vilket är uppenbart för en fackman, även andra längder än denna vara fördelaktig för olika implementa- tioner.In more detail, in order to provide an inductive character for the compensation line 420, as will be shown below, the electrical length 9 of the compensation line 420 should be small, preferably be less than 2n / 3 line, i.e. 6 <2n / 3 line. However, as is obvious to a person skilled in the art, lengths other than this can also be advantageous for different implementations.
Dessutom bör kompensationsledningen 420 ha en impedans som är åtminstone dubbelt så hög som impedansen för mataranordningarna 405, 406. Den elektriska längden 6 är, 10 15 20 25 30 532 279 10 vilket är väl känt för en fackman, en längd som är relaterad till våglängden för signalen som skickas.In addition, the compensation line 420 should have an impedance that is at least twice as high as the impedance of the supply devices 405, 406. The electrical length 6 is, as is well known to a person skilled in the art, a length related to the wavelength for the signal being sent.
Följaktligen används genom kompensationsledningen 420 enligt föreliggande uppfinning, vilken är ansluten mellan den första och andra mataranordningen 405, 406, en ny metod för sammankoppling av polarisationerna via en väsentligen induktiv anslutning, på ett sådant sätt att storleken och fasen hos denna koppling motverkar den ömsesidiga kopplingen i andra delar av antennelementet. Därigenom uppnås en erfordrad isolationsnivà till en låg kostnad, vilken är liten till storleken och enkel att implementera.Accordingly, through the compensation line 420 of the present invention, which is connected between the first and second feeders 405, 406, a new method of interconnecting the polarizations via a substantially inductive connection is used in such a way that the magnitude and phase of this coupling counteract the mutual coupling. in other parts of the antenna element. This achieves a required level of insulation at a low cost, which is small in size and easy to implement.
I figur 4c är kompensationsledningen 420, för en dualpolarise- rad patch-antenn, implementerad medelst en mikrostrip-ledning med hög impedans i omedelbar närhet till den strålande patchen 403. För att få en induktiv karaktär bör kompensationsled- ningen 420 ha en kort elektrisk längd 9 och ha en impedans vilken är mycket högre än impedansen för mataranordningarna.In Figure 4c, the compensation line 420, for a dual polarized patch antenna, is implemented by means of a high impedance microstrip line in the immediate vicinity of the radiating patch 403. To obtain an inductive character, the compensation line 420 should have a short electrical length. 9 and have an impedance which is much higher than the impedance of the feeder devices.
Till exempel, mataranordningarna 405, 406 kan ha en impedans på ca 50 Q, medan kompensationsledningen har en impedans på ca 220 Q.For example, the supply devices 405, 406 may have an impedance of about 50,, while the compensation line has an impedance of about 220..
Kompensationsledningen är ansluten till den första mataranordningen 405 på ett första avstånd D1 från den strålande delen av antennelementet, t ex en strålande patch.The compensation line is connected to the first supply device 405 at a first distance D1 from the radiating part of the antenna element, for example a radiating patch.
Kompensationsledningen är även ansluten till den andra mataranordningen 406 på ett andra avstånd D2 från den strålande delen. Enligt en utföringsform av föreliggande uppfinning bör det första och det andra avståndet vara mycket korta relativt våglängden för den transmitterade signalen. Det första och andra avståndet bör företrädesvis vara mycket mindre än hälften av våglängden för den transmitterade signalen, och mer företrädesvis mycket mindre än fjärdedel av våglängden för den 10 15 20 25 532 279 ll transmitterade signalen, för att effektivt motverka den kapacitiva kopplingen mellan mataranordningarna. Således, företrädesvis är D1 << A/2 och D2 << Å/2, och mer företrädesvis är D1 << Å/4 och D2 << Ä/4.The compensation line is also connected to the second feeding device 406 at a second distance D2 from the radiating part. According to an embodiment of the present invention, the first and second distances should be very short relative to the wavelength of the transmitted signal. The first and second distances should preferably be much less than half the wavelength of the transmitted signal, and more preferably much less than a quarter of the wavelength of the transmitted signal, in order to effectively counteract the capacitive coupling between the feeders. Thus, preferably D1 is << A / 2 and D2 << Å / 2, and more preferably D1 is << Å / 4 and D2 << Ä / 4.
Genom användandet av en sådan kompensationsledning, vilken har en induktiv karaktär, motverkas den kapacitiva kopplingen mellan matarna, såsom kommer visas i det följande.By using such a compensation line, which has an inductive character, the capacitive coupling between the feeders is counteracted, as will be shown in the following.
En sådan kapacitiv koppling kan uppstå i vilken som helst situation där en mataranordning eller en matningsledning för en polarisation är nära en mataranordning eller en matningsledning för en annan polarisation. En sådan situation kan följaktligen uppstå i en luftbro, men även någon annanstans i antennelementet, där mataranordningar löper nära varandra. Dessutom, vilket exemplifieras nedan, kan det finnas en kapacitiv koppling mellan en eller båda av mataranordningarna och den strålande delen av antennen.Such a capacitive coupling can occur in any situation where a supply device or a supply line for one polarization is close to a supply device or a supply line for another polarization. Such a situation can consequently arise in an air bridge, but also elsewhere in the antenna element, where feeder devices run close to each other. In addition, as exemplified below, there may be a capacitive coupling between one or both of the feeder devices and the radiating portion of the antenna.
Härefter visas att en ömsesidig koppling mellan mataranordningarna, innefattande koppling mellan mataranordningarna och strålande delar hos de två polarisationerna, ofta har en kapacitiv karaktär och att denna ömsesidiga koppling kan motverkas medelst användandet av en kompensationsledning mellan mataranordningarna vilken har en väsentligen induktiv karaktär.Hereinafter, it is shown that a mutual coupling between the feeder devices, including coupling between the feeder devices and radiating parts of the two polarizations, often has a capacitive character and that this mutual coupling can be counteracted by using a compensation line between the feeder devices which has a substantially inductive character.
En generell beskrivning av en ömsesidig koppling i en strålan- de del visas i figur 5. Ett antennelement med två ingångs- portar är representerat av en spridningsmatris S eller av en impedansmatris Z, vilka båda har dimensionen 2X2. Varje port motsvaras här av en av de två ortogonala polarisationerna för den utstrålade vågen. 10 15 20 532 279 12 Spridningsmatrisen S tillhandahåller förhållandet mellan ingående spänningsvågor (plustecken) och utgående spännings- vàgor (minustecken) på portarna: V'=SV" (l) Impedansmatrisen Z bestämmer förhållandet mellan spännings- vektor V och strömvektor I på ledningarna: P'=2¶ (2) Om alla portar har samma karakteristiska impedans Z0 är dessa relaterade genom följande välkända matrisekvation: z =zo (E+ SME - sy* , (3) S = (Z+ZOE)"I(Z-ZOE) där E är identitetsmatrisen.A general description of a mutual connection in a radiating part is shown in Figure 5. An antenna element with two input ports is represented by a scattering matrix S or by an impedance matrix Z, both of which have the dimension 2X2. Each port here corresponds to one of the two orthogonal polarizations of the radiated wave. 10 15 20 532 279 12 The scattering matrix S provides the ratio between input voltage waves (plus sign) and output voltage waves (minus sign) on the gates: V '= SV "(l) The impedance matrix Z determines the ratio between voltage vector V and current vector I on the lines: P '= 2¶ (2) If all gates have the same characteristic impedance Z0, these are related by the following well-known matrix equation: z = zo (E + SME - sy *, (3) S = (Z + ZOE) "I (Z-ZOE ) where E is the identity matrix.
Särskilt följer från matrisekvationen (3) att den ömsesidiga kopplingen mellan de två portarna l och 2, Sn, är relaterad till den ömsesidiga impedansen såsom: = 222120 (zu + Zoflzzz + Ze) _ 212221 Sn (4) Vidare finns i figur 5 en andra 2X2 matris definierad medelst SM eller ZM. När figur 5 analyseras står det klart att vi gene- rellt kan konstruera en förlustfri matris SM så att kopplingen från port 1' till 2' är noll. Detta kan göras genom användande av t ex en riktad kopplare.In particular, it follows from the matrix equation (3) that the mutual coupling between the two gates 1 and 2, Sn, is related to the mutual impedance such as: = 222120 (zu + Zo fl zzz + Ze) _ 212221 Sn (4) Furthermore, in Figure 5 a other 2X2 matrix defined by SM or ZM. When Figure 5 is analyzed, it is clear that we can generally construct a lossless matrix SM so that the connection from port 1 'to 2' is zero. This can be done by using, for example, a directional coupler.
Enligt den föreliggande uppfinningen kommer vi här att studera ett specialfall av korspolär koppling i antennelementet, vilket är fallet när denna koppling är ett resultat av en lO 15 20 532 279 13 kapacitans mellan matarna och de strålande delarna av de två polarisationerna. Detta illustreras i figurerna 6a och 6b.According to the present invention, we will here study a special case of cross-polar coupling in the antenna element, which is the case when this coupling is a result of a capacitance between the feeders and the radiating parts of the two polarizations. This is illustrated in Figures 6a and 6b.
Generellt innefattar ofta den ömsesidiga kopplingen kapacitiv koppling mellan åtminstone en av de första och andra matarna och den strålande delen, vilken här är en patch, för nämnda antennelement.In general, the mutual coupling often comprises capacitive coupling between at least one of the first and second feeders and the radiating part, which here is a patch, for said antenna elements.
Figur 6a visar ett antennelement definierat av en matris Z med ömsesidig koppling representerad av en kapacitans C. Notera att jordreferensledningen i figur 5 här har tagits bort för att skapa tydlighet. Figur 6a visar även en kompensations- anslutning i form av en induktans L, i enlighet med den före- liggande uppfinningen.Figure 6a shows an antenna element defined by a matrix Z with mutual connection represented by a capacitance C. Note that the ground reference line in figure 5 has been removed here to create clarity. Figure 6a also shows a compensation connection in the form of an inductance L, in accordance with the present invention.
Figur 6b visar antennelementet från figur 6a, men där de två shuntlasterna, vilka motsvarar den ömsesidiga kopplingen och kompensationsanslutningen, representeras av en ensam last jX = jwL + l/jwC, och där Z' är utbytt mot Z.Figure 6b shows the antenna element from figure 6a, but where the two shunt loads, which correspond to the mutual coupling and the compensation connection, are represented by a single load jX = jwL + 1 / jwC, and where Z 'is exchanged for Z.
Här kan elementen hos impedansmatrisen Z bestämmas från krets- teorin såsom: V _ z2+'Xz Z11:Z22:"'1' :Zo//(ZO+JX)=_9__J'T'Q' (5) UFO ZZÛ-f-JX och genom att utföra spänningsdivision med (5): znrznile. _ Zfipfoäflfzß) = lå _ <6) Info (Z0+JX)I1 12:e (Z,,+]X)(2Z°+1X) 2Z0+JX Utbyte av (5~6) i (4) ger: 10 15 20 532 2?9 14 S = 2202 (zzfijx) __ 2* (zzfijx)(zj+jXz0+z0(2zU+jX))2-z04 m 2203920 + jX) zoæzo + jX) _ (3202 + jzxzo)~zo'* " 4202 + jsxzo -2X2 Ekvation (7) visar att vi behöver ha X-Q w för att åstadkomma noll koppling när X är reell.Here, the elements of the impedance matrix Z can be determined from the circuit theory such as: V _ z2 + 'Xz Z11: Z22: "' 1 ': Zo // (ZO + JX) = _ 9__J'T'Q' (5) UFO ZZÛ-f- JX and by performing voltage division with (5): znrznile. _ Z fi pfoä fl fzß) = low _ <6) Info (Z0 + JX) I1 12th (Z ,, +] X) (2Z ° + 1X) 2Z0 + JX Yield av (5 ~ 6) i (4) ger: 10 15 20 532 2? 9 14 S = 2202 (zz fi jx) __ 2 * (zz fi jx) (zj + jXz0 + z0 (2zU + jX)) 2-z04 m 2203920 + jX) zoæzo + jX) _ (3202 + jzxzo) ~ zo '* "4202 + jsxzo -2X2 Equation (7) shows that we need XQ w to achieve zero coupling when X is real.
Eftersom jX är en parallellkrets har vi: 1 jwL :w-Cfï-:í-Zfiíš jæL jX= Notera här att, ur synvinkeln från en ingàngsport för en mataranordning, utgör den kapacitiva ömsesidiga kopplingen och kompensationsledningen tillsammans en parallellresonanskrets.Since jX is a parallel circuit, we have: 1 jwL: w-Cfï-: í-Z fi íš jæL jX = Note here that, from the point of view of an input port for a supply device, the capacitive mutual coupling and the compensation line together form a parallel resonant circuit.
Således är lösningen det välkända resonansvillkoret: L= å :>X-><>o och S,,=0. a)C Således kan den ömsesidiga kopplingen motverkas av användandet av en kompensationsledning mellan mataranordningarna vilken har en induktiv karaktär.Thus, the solution is the well-known resonance condition: L = å:> X -> <> o and S ,, = 0. a) C Thus, the mutual connection can be counteracted by the use of a compensation line between the supply devices which has an inductive character.
I det följande kommer det visas att denna induktiva kompensa- tionsledning kan implementeras som en anslutning mellan mataranordningarna vilken har en kort elektrisk längd och är tunn, så att den har en hög impedans i förhållande till matarimpedansen.In the following it will be shown that this inductive compensation line can be implemented as a connection between the supply devices which has a short electrical length and is thin, so that it has a high impedance in relation to the supply impedance.
Vi har ovan sett att ömsesidig koppling från en kapacitans kan motverkas genom att addera ett induktivt element mellan mataranordningarna. För mikrovàgsfrekvenser (t ex över l GHz) är detta företrädesvis gjort genom att använda t ex en 10 15 20 532 279 15 transmissionsledning snarare än diskreta komponenter. En illustration av användandet av en sådan transmissionsledning visas i figurerna 4a-c.We have seen above that mutual coupling from a capacitance can be counteracted by adding an inductive element between the supply devices. For microwave frequencies (eg over 1 GHz), this is preferably done by using, for example, a transmission line rather than discrete components. An illustration of the use of such a transmission line is shown in Figures 4a-c.
Eftersom den karakteristiska impedansen för en transmissions- ledning är ole bör en transmissionsledning med hög impedans motsvara en hög induktans.Since the characteristic impedance of a transmission line is ole, a high-impedance transmission line should correspond to a high inductance.
Frågan är då i vilket avseende en sådan tunn transmissions- ledning kan ses som det diskreta elementet som krävs av ekvation (7) ovan. Tag i betraktande transmissionsledningen visad i figur 7. I figur 7a är en transmissionsledning med hög impedans och elektrisk längd 6 ansluten till en ledning med systemimpedansen Z0. I figur 7b visas ett generellt fall.The question then is in what respect such a thin transmission line can be seen as the discrete element required by equation (7) above. Consider the transmission line shown in Figure 7. In Figure 7a, a transmission line with high impedance and electrical length 6 is connected to a line with the system impedance Z0. Figure 7b shows a general case.
Ingångsimpedansen Z' vid början av ledningen med hög impedans är relaterad till impedansen för lasten ZL genom den välkända transmissionsledningsformeln: :Z zfijzmwne Z' m Zm+flQum6 (9) Om transmissionsledningen med hög impedans är kort, dvs 9 << 1 rad, kan vi approximera ekvation (9) som: Z;,Zm +j(Zm2+Z1,2)Û+Z1_ZmÛ2 zZL +jQÃÄÉI (10) Z +jZ 6 Z~Z-i»-l~=Z 2,] +zfe2 2,, '”Zm+jZL6 m där vi har använt tan 6 s sin 9 M 9 och sedan avstått från 62- termerna. Från ekvation (10) står det klart att effekten av en kort ledning med hög impedans är att addera en positiv 10 15 20 25 532 279 16 seriereaktans. Om ledningen är mycket tunn så att impedansen är mycket hög blir den totala impedansen helt enkelt: Z'aZ¿+jZm9 (11) Således adderas ett induktivt element mellan mataranordningarna genom att ansluta en kompensationsledning mellan mataranordningarna, om kompensationsledningen har en kort elektrisk längd 9 och en hög impedans i förhållande till impedansen för mataranordningarna.The input impedance Z 'at the beginning of the high impedance line is related to the impedance of the load ZL by the well-known transmission line formula:: Z z fi jzmwne Z' m Zm + fl Qum6 (9) If the high impedance transmission line is short, ie 9 << 1 line, vi approximate equation (9) som: Z;, Zm + j (Zm2 + Z1,2) Û + Z1_ZmÛ2 zZL + jQÃÄÉI (10) Z + jZ 6 Z ~ Zi »-l ~ = Z 2,] + zfe2 2, , '”Zm + jZL6 m where we have used tan 6 s sin 9 M 9 and then refrained from the 62- terms. From equation (10) it is clear that the effect of a short line with high impedance is to add a positive series reactance. If the line is very thin so that the impedance is very high, the total impedance will simply be: Z'aZ¿ + jZm9 (11) Thus, an inductive element between the supply devices is added by connecting a compensation line between the supply devices, if the compensation line has a short electrical length 9 and a high impedance relative to the impedance of the feeder devices.
Således motverkar en sådan induktiv kompensationsledning med hög impedans, såsom härleddes ovan, den ömsesidiga kopplingen mellan mataranordningarna. Hög impedans betyder här hög impedans i förhållande till impedansen hos mataranordningarna vilka används för att mata polarisationerna.Thus, such a high impedance inductive compensation line, as derived above, counteracts the mutual coupling between the supply devices. High impedance here means high impedance in relation to the impedance of the feeder devices which are used to feed the polarizations.
I anslutning till ekvation 10 ovan är det av pedagogiska skäl angett att den elektriska längden G för kompensationsledningen bör vara mycket mindre än 1 rad, i avsikt att resultera i ett approximativt uttryck. Emellertid bör, för praktiska implemen- teringar enligt en utföringsform av uppfinningen, den elektriska längden 6 väsentligen vara mindre än 2n/3 rad, således 6 < 2n/3 rad. Denna elektriska längd resulterar även i en kompensationsledning vilken har en väsentligen induktiv karaktär.In connection with equation 10 above, it is stated for pedagogical reasons that the electrical length G of the compensation line should be much less than 1 line, in order to result in an approximate expression. However, for practical implementations according to an embodiment of the invention, the electrical length 6 should be substantially less than 2n / 3 line, thus 6 <2n / 3 line. This electrical length also results in a compensation line which has a substantially inductive character.
Dessutom kan, vilket är klart för en fackman som studerar ekvationerna 10-11 och figur 5, olika elektriska längder 9 för kompensationsledningen, vilken har en väsentligen induktiv karaktär, vara lämpliga för olika implementeringar av uppfin- ningen. Därför är, enligt en utföringsform av föreliggande uppfinning, den elektriska längden 6 för den väsentligen induktiva kompensationsledningen längre än 2n/3 rad. 10 15 20 25 30 532 279 17 Som icke begränsande numeriska exempel kan mataranordningarna ha en impedans på 50 Q, och kompensationsledningen kan ha en impedans på mer än två gånger impedansen för mataranordningarna, t ex 220 šl. Kompensationsledningen kan t ex implementeras som en 0.5 mm bred mikrostripledning. Vidare kan patcharna ha en storlek av t ex 66 mm eller 56 mm.In addition, as will be apparent to one skilled in the art studying Equations 10-11 and Figure 5, different electrical lengths 9 of the compensation line, which has a substantially inductive character, may be suitable for different implementations of the invention. Therefore, according to an embodiment of the present invention, the electrical length 6 of the substantially inductive compensation line is longer than 2n / 3 row. As a non-limiting numerical example, the supply devices may have an impedance of 50,, and the compensation line may have an impedance of more than twice the impedance of the supply devices, e.g. 220 šl. The compensation line can, for example, be implemented as a 0.5 mm wide microstrip line. Furthermore, the patches can have a size of, for example, 66 mm or 56 mm.
Antennelementet för den föreliggande uppfinningen har konstruerats och simulerats för signaler i frekvensintervallet 1800 MHz till 2200 MHz. Uppfinningsidén hos den föreliggande uppfinningen kan emellertid även implementeras i andra frekvensintervall, vilket är uppenbart för en fackman.The antenna element of the present invention has been designed and simulated for signals in the frequency range 1800 MHz to 2200 MHz. However, the inventive idea of the present invention can also be implemented in other frequency ranges, which is obvious to a person skilled in the art.
Vidare är dualpolariserade antennelement enligt den förelig- gande uppfinningen, enligt en utföringsform av föreliggande uppfinning, anordnade i en antenn~array. Här matas var och en av de två polarisationerna hos två patchar i två antenn-array- element av en första mataranordning och en andra mataranordning. Enligt utföringsformen av uppfinningen anordnas en kompensationsledning mellan den första och andra mataranordningen i omedelbar närhet till var och en av de respektive patcharna, varvid antennisolationen för antennelementen i arrayen förbättras. Såsom är uppenbart för en fackman kan en sådan antenn-array innefatta väsentligen vilket antal som helst av dualpolariserade antennelement enligt föreliggande uppfinning.Furthermore, dual-polarized antenna elements according to the present invention, according to an embodiment of the present invention, are arranged in an antenna array. Here, each of the two polarizations of two patches in two antenna array elements is fed by a first feeder device and a second feeder device. According to the embodiment of the invention, a compensation line is arranged between the first and second supply devices in the immediate vicinity of each of the respective patches, whereby the antenna insulation of the antenna elements in the array is improved. As will be apparent to one skilled in the art, such an antenna array may comprise substantially any number of dual polarized antenna elements of the present invention.
Dessutom är, enligt en utföringsform av den föreliggande upp- finningen, antennisolationen enligt föreliggande uppfinning kombinerad med andra tekniker för förbättring av antennisola- tion, vilka kan vara någon av teknikerna av parasitiska impe- danser och/eller skärmvägg och/eller asymmetriska/rektangulära patchar och/eller diagonala aperturer och/eller skiftade 10 15 20 25 30 532 279 18 matningspositioner. En sådan kombination har fördelen av att ytterligare förbättra isoleringsnivån.In addition, according to one embodiment of the present invention, the antenna insulation of the present invention is combined with other techniques for improving antenna insulation, which may be any of the techniques of parasitic impedances and / or screen wall and / or asymmetric / rectangular patches. and / or diagonal apertures and / or shifted feeding positions. Such a combination has the advantage of further improving the level of insulation.
Såsom är uppenbart för en fackman kan den föreliggande upp- finningen användas för väsentligen vilket dualpolariserat antennelement som helst, men den är i denna beskrivning, av illustrativa skäl, huvudsakligen beskriven för patch-antenner, såsom aperturkopplade patch-antenner.As will be apparent to one skilled in the art, the present invention can be used for substantially any dual polarized antenna element, but it is in this description, for illustrative reasons, mainly described for patch antennas, such as aperture-coupled patch antennas.
Figurerna 8-10 visar simuleringar av koppling, reflektion och stràlningsmönster för ett dualpolariserat patch-antennelement enligt tidigare känd teknik och enligt den föreliggande upp- finningen. Figurerna 8a, 9a och lOa visar simuleringar för en tidigare känd antenn, huvudsakligen ett antennelement såsom det visat i figur 2. Figurerna 8b, 9b och l0b visar simule- ringar för ett antennelement enligt föreliggande uppfinning, mer specifikt för ett antennelement såsom det visat i figur 4c, med en kompensationsledning anordnad mellan mataranordningarna.Figures 8-10 show simulations of coupling, reflection and radiation patterns for a dual-polarized patch antenna element according to the prior art and according to the present invention. Figures 8a, 9a and 10a show simulations for a prior art antenna, mainly an antenna element as shown in Figure 2. Figures 8b, 9b and 10b show simulations for an antenna element according to the present invention, more specifically for an antenna element as shown in Figure 4c, with a compensation line arranged between the supply devices.
I dessa simuleringar har en mikrostripledning använts som kompensationsledningen 420, varvid mikrostripledningen har implementerats som en 0.5 mm bred ledning, vilken resulterar i en impedans på 220 §2 för kompensationsledningen 420. De första och andra mataranordningarna 205, 206, 405, 406 har här en impedans på 50 Q. Följaktligen kommer en strömdivision mellan impedansen pà 50 Q för den första och andra mataranordningen 405, 406 och impedansen på 220 S2 för kompensationsledningen 420 att ske i antennelementet enligt den föreliggande uppfinningen.In these simulations a microstrip line has been used as the compensation line 420, the microstrip line having been implemented as a 0.5 mm wide line, which results in an impedance of 220 §2 for the compensation line 420. The first and second supply devices 205, 206, 405, 406 have here a consequently, an impedance of 50. between the impedance of 50 för for the first and second supply devices 405, 406 and the impedance of 220 2 for the compensation line 420 will occur in the antenna element according to the present invention.
Såsom kan ses i figurerna 8a och 8b är den ömsesidiga kopp- lingen 830 mycket lägre för antennelementet för den förelig- gande uppfinningen (visat i figur 8b), än för det tidigare kända antennelementet (visat i figur Ba). Notera här att de 10 15 20 25 30 532 279 19 två diagrammen har olika skalor. Antennelementet för den före- liggande uppfinningen har således en koppling vilken är ca 30 dB mellan matarportarna. Dessutom är reflektionen 840 mer eller mindre liknande för det tidigare kända antennelementet och antennelementet för den föreliggande uppfinningen.As can be seen in Figures 8a and 8b, the mutual coupling 830 is much lower for the antenna element of the present invention (shown in Figure 8b), than for the prior art antenna element (shown in Figure Ba). Note here that the two 15 15 20 25 30 532 279 19 two diagrams have different scales. The antenna element of the present invention thus has a connection which is about 30 dB between the supply ports. In addition, the reflection 840 is more or less similar to the prior art antenna element and the antenna element of the present invention.
Dessutom visar figurerna 9a och 9b ett simulerat strålnings- mönster vid 2000 MHz för azimutplanet (o = 0° i koordinat- systemet visat i figur 4c) för det tidigare kända antenn- elementet (figur 9a) och för antennelementet enligt förelig- gande uppfinning (figur 9b), där båda simulerats som om de haft oändliga jordplan.In addition, Figures 9a and 9b show a simulated radiation pattern at 2000 MHz for the azimuth plane (o = 0 ° in the coordinate system shown in Figure 4c) for the prior art antenna element (Figure 9a) and for the antenna element according to the present invention ( Figure 9b), where both were simulated as if they had infinite earth planes.
Såsom kan ses i figurer 9a och 9b är korspolarisationen, Eficross, avsevärt förbättrad för antennelementet enligt före- liggande uppfinning (figur 9b), i jämförelse med det tidigare kända antennelementet (figur 9a). För den föreliggande upp- finningen är nivån för korspolarisationen 30 dB på z-axeln (THETA = 0), vilket är synnerligen önskvärt. THETA är här definierat som vinkeln från en z-axel vilken är vinkelrät mot både x-axeln och y-axeln i det system av koordinater som defi- nierats i figur 4c.As can be seen in Figures 9a and 9b, the cross-polarization, E fi cross, is considerably improved for the antenna element according to the present invention (Figure 9b), in comparison with the previously known antenna element (Figure 9a). For the present invention, the level of cross-polarization is 30 dB on the z-axis (THETA = 0), which is highly desirable. THETA is here defined as the angle from a z-axis which is perpendicular to both the x-axis and the y-axis in the system of coordinates defined in Figure 4c.
Stràlningsmönstret i riktningen för polarisationen, E_co, är mycket lik för både det tidigare kända antennelementet (figur 9a) och för antennelementet för den föreliggande uppfinningen (figur 9b). Detta säger oss att vi inte har försämrat karak- teristiken för strålningen samtidigt som vi har gjort stora vinster för korspolarisationen.The radiation pattern in the direction of polarization, E_co, is very similar for both the prior art antenna element (Figure 9a) and for the antenna element of the present invention (Figure 9b). This tells us that we have not deteriorated the characteristics of the radiation at the same time as we have made great gains for the cross-polarization.
Figurerna lOa och l0b visar ett simulerat strålningsmönster vid 2000 MHz för E-planet (Q = 45° i koordinatsystemet visat i figur 4c) för det tidigare kända antennelementet (figur lOa), och för antennelementet för den föreliggande uppfinningen 10 l5 532 EFS 20 (figur l0b), varvid båda har simulerats som om de haft oändliga jordplan.Figures 10a and 10b show a simulated radiation pattern at 2000 MHz for the E-plane (Q = 45 ° in the coordinate system shown in Figure 4c) for the prior art antenna element (Figure 10a), and for the antenna element of the present invention. Figure 10b), both of which have been simulated as if they had infinite ground planes.
Vad gäller azimutplanet, kan det ses i figurerna l0a och l0b att korspolarisationen, E_cross, avsevärt förbättrats för antennelementet enligt föreliggande uppfinning jämfört med det tidigare kända antennelementet. En mycket god isolationsnivâ på 30 dB på z-axeln (THETA = O) för korspolarisationen uppnås även här för den föreliggande uppfinningen.As for the azimuth plane, it can be seen in Figures 10a and 10b that the cross-polarization, E_cross, has been considerably improved for the antenna element according to the present invention compared with the previously known antenna element. A very good isolation level of 30 dB on the z-axis (THETA = 0) for the cross-polarization is also achieved here for the present invention.
Stràlningsmönstret i riktningen för polarisationen, E_co, har inte heller här försämrats av kompensationsledningen enligt den föreliggande uppfinningen.The radiation pattern in the direction of the polarization, E_co, has not been deteriorated here either by the compensation line according to the present invention.
Dessutom har kopplingsisolationen (E-cross) för strålninge- mönstret för antenn-arrayen i motsvarande simuleringar för en antenn~array, innefattande två antennelement enligt före- liggande uppfinning, visat sig vara större än 23 dB.In addition, the coupling isolation (E-cross) of the radiation pattern of the antenna array in corresponding simulations for an antenna array, comprising two antenna elements according to the present invention, has been found to be greater than 23 dB.
Claims (12)
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE0800827A SE532279C2 (en) | 2008-04-11 | 2008-04-11 | Improved antenna insulation |
| EP09445009A EP2109183A1 (en) | 2008-04-11 | 2009-03-27 | Improvement of antenna isolation |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE0800827A SE532279C2 (en) | 2008-04-11 | 2008-04-11 | Improved antenna insulation |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| SE0800827L SE0800827L (en) | 2009-10-12 |
| SE532279C2 true SE532279C2 (en) | 2009-12-01 |
Family
ID=40756784
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| SE0800827A SE532279C2 (en) | 2008-04-11 | 2008-04-11 | Improved antenna insulation |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP2109183A1 (en) |
| SE (1) | SE532279C2 (en) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102842755B (en) * | 2012-07-11 | 2015-07-22 | 桂林电子科技大学 | Dual-polarized antenna applicable to wireless local area network and manufacturing method of dual-polarized antenna |
| CN102842756B (en) * | 2012-09-24 | 2015-07-22 | 桂林电子科技大学 | Dual-polarization MIMO (Multiple Input Multiple Output) antenna array |
| KR102635791B1 (en) | 2016-12-21 | 2024-02-08 | 인텔 코포레이션 | Wireless communication technologies, devices and methods |
| CN111355029B (en) * | 2020-04-09 | 2021-09-28 | 西安电子科技大学 | High-performance dual-polarized microstrip antenna for fifth-generation communication system |
| CN113555674B (en) * | 2020-04-24 | 2023-03-17 | 深圳市万普拉斯科技有限公司 | Antenna device and mobile terminal |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4728960A (en) | 1986-06-10 | 1988-03-01 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Multifunctional microstrip antennas |
| US5159298A (en) * | 1991-01-29 | 1992-10-27 | Motorola, Inc. | Microstrip directional coupler with single element compensation |
| US5892482A (en) | 1996-12-06 | 1999-04-06 | Raytheon Company | Antenna mutual coupling neutralizer |
| SE9700208L (en) | 1997-01-24 | 1998-03-23 | Allgon Ab | Antenna element |
| US5945951A (en) | 1997-09-03 | 1999-08-31 | Andrew Corporation | High isolation dual polarized antenna system with microstrip-fed aperture coupled patches |
| WO2000001030A1 (en) * | 1998-06-26 | 2000-01-06 | Racal Antennas Limited | Signal coupling methods and arrangements |
| DE10124465A1 (en) * | 2001-05-19 | 2002-11-21 | Philips Corp Intellectual Pty | Transmission and receiver coil for a magnetic resonance imaging instrument with an arrangement of independently adjustable resonator segments forming a body coil that allows complete control of the HF field distribution |
| BG64431B1 (en) | 2001-12-19 | 2005-01-31 | Skygate International Technology N.V. | Antenna element |
| CN1941500B (en) * | 2005-09-30 | 2011-10-19 | 西门子（中国）有限公司 | Decoupling method of RF transmitting coils |
-
2008
- 2008-04-11 SE SE0800827A patent/SE532279C2/en not_active IP Right Cessation
-
2009
- 2009-03-27 EP EP09445009A patent/EP2109183A1/en not_active Ceased
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP2109183A1 (en) | 2009-10-14 |
| SE0800827L (en) | 2009-10-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US8120536B2 (en) | Antenna isolation | |
| TWI745859B (en) | Dual polarized antenna | |
| US8558749B2 (en) | Method and apparatus for elimination of duplexers in transmit/receive phased array antennas | |
| CN104868233B (en) | A kind of microband travelling wave antenna array of left-right-hand circular polarization restructural | |
| CN106469848B (en) | A kind of broadband paster antenna based on double resonance mode | |
| CN104600437B (en) | The polarized multibeam antenna of one kind intertexture | |
| US10333228B2 (en) | Low coupling 2×2 MIMO array | |
| TWI509885B (en) | Power divider and radio-frequency device | |
| IL160629A (en) | Patch fed printed antenna | |
| CN104600425A (en) | Broadband high-gain double-circle polarized patch antenna | |
| EP3662537B1 (en) | Tripole current loop radiating element with integrated circularly polarized feed | |
| CN101091287A (en) | A triple polarized patch antenna | |
| SE532279C2 (en) | Improved antenna insulation | |
| CN104885291A (en) | Antenna and filter structures | |
| CN104836025B (en) | A kind of small-sized polarization reconfigurable antenna | |
| CN106486756A (en) | A kind of broadband low section directional diagram reconstructable aerial | |
| US10186768B2 (en) | Dipole antenna array | |
| EP2831950B1 (en) | Enhanced connected tiled array antenna | |
| Huang et al. | A wide-band dual-polarized frequency-reconfigurable slot-ring antenna element using a diagonal feeding method for array design | |
| EP3422465B1 (en) | Hybrid circuit, power supply circuit, antenna device, and power supply method | |
| CN106257748A (en) | A kind of multiple-beam system | |
| KR20220107501A (en) | Antenna apparatus and feed network thereof | |
| US8929699B2 (en) | Symmetrical branching ortho mode transducer (OMT) with enhanced bandwidth | |
| US11984658B2 (en) | Antenna device | |
| JP6493879B2 (en) | Antenna device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| NUG | Patent has lapsed |