SE507787C2 - Device and method for frequency conversion - Google Patents

Device and method for frequency conversion

Info

Publication number
SE507787C2
SE507787C2 SE9604387A SE9604387A SE507787C2 SE 507787 C2 SE507787 C2 SE 507787C2 SE 9604387 A SE9604387 A SE 9604387A SE 9604387 A SE9604387 A SE 9604387A SE 507787 C2 SE507787 C2 SE 507787C2
Authority
SE
Sweden
Prior art keywords
frequency
signal
amplifier
input
output
Prior art date
Application number
SE9604387A
Other languages
Swedish (sv)
Other versions
SE9604387L (en
SE9604387D0 (en
Inventor
Mats Lennart Carlsson
Arne Olof Tage Rydin
Original Assignee
Ericsson Telefon Ab L M
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Ericsson Telefon Ab L M filed Critical Ericsson Telefon Ab L M
Priority to SE9604387A priority Critical patent/SE507787C2/en
Publication of SE9604387D0 publication Critical patent/SE9604387D0/en
Priority to BR9713154-7A priority patent/BR9713154A/en
Priority to AU51427/98A priority patent/AU5142798A/en
Priority to PCT/SE1997/001962 priority patent/WO1998024175A1/en
Priority to CN97181537.2A priority patent/CN1245597A/en
Priority to JP52460098A priority patent/JP2001504668A/en
Priority to EP97946208A priority patent/EP0943175A1/en
Priority to CA002273096A priority patent/CA2273096A1/en
Publication of SE9604387L publication Critical patent/SE9604387L/en
Publication of SE507787C2 publication Critical patent/SE507787C2/en

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1408—Balanced arrangements with diodes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1433—Balanced arrangements with transistors using bipolar transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
    • H03D2200/0043—Bias and operating point
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
    • H03D2200/0084—Lowering the supply voltage and saving power

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)
  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
  • Analogue/Digital Conversion (AREA)

Abstract

The present invention relates to a method and an arrangement for frequency conversion for a first information-carrying signal (Uin2) with a frequency ( omega b) to a second information-carrying signal (UM) with a desired frequency ( omega ut). A frequency converter (300) comprising an adder (301) is used for adding the signal (Uin2) to an oscillator signal (Uin1) with a predetermined frequency ( omega a), therewith to obtain a sum signal (Uadd) with said frequencies ( omega a, omega b). An output (304) on the adder (301) is connected to an input (305) on an amplifier (306). The amplifier (306) is designed for non-linear amplification of the sum (Uadd), whereby an output signal (UF) with intermodulation components depending on said frequencies ( omega a, omega b) is obtained. An output (307) on the amplifier (306) is connected to an input (308) on a filter (309), which is used for removing all undesired frequencies, so only the signal (UM) with the desired frequency ( omega ut) is obtained on an output (310) on the frequency converter (300).

Description

15 20 25 507 787 2 En förut känd anordning för frekvensomformning är en blandare implementerad som en multiplikator. Denna multiplikator multiplicerar två signaler, vardera med en bestämd frekvenskomponent, med varandra. En produktsignal med nya frekvenskomponenter erhålles vid multipliceringen. Dm exempelvis signalerna [hm = asinnnt och [hm = bsinunt ansluts som insignaler till multiplikatorn sä erhålles utsignalen ab n UU: = í {cos((coa - (øzflt) - cos((coa + wb)t) } , som ar produkten av signalerna Unn och Unü. Signalen lät innefattar frekvenskomponenterna wa-mb och wa+-mb. Signalen UM filtreras därefter med ett filter med en bestämd bandbredd och en signal med någon av de ovan nämnda frekvenskomponenterna erhålles. A prior art frequency conversion device is a mixer implemented as a multiplier. This multiplier multiplies two signals, each with a certain frequency component, with each other. A product signal with new frequency components is obtained during multiplication. For example, if the signals [hm = asinnnt and [hm = bsinunt are connected as input signals to the multiplier, the output signal ab n UU is obtained: = í {cos ((coa - (øz fl t) - cos ((coa + wb) t)}, which is the product of the signals Unn and Unü.The signal sound comprises the frequency components wa-mb and wa + -mb.The signal UM is then filtered with a filter with a certain bandwidth and a signal with one of the above-mentioned frequency components is obtained.

En vanlig och tidigare känd kretslösning för multiplikatorer är en så kallad Gilbertmultiplikator. Gilbertmultiplikatorn innefattar ett antal transistorer hopkopplade i ett specifikt kretsschema. Gilbertmultiplikatorn kräver förhållandevis hög matningsspänning' och Éhög förström (bias current) för' att den skall fungera på önskat sätt. Detta innebär en hög effektförbrukning, vilket är en nackdel.A common and previously known circuit solution for multipliers is a so-called Gilbert multiplier. The Gilbert multiplier includes a number of transistors interconnected in a specific circuit diagram. The Gilbert multiplier requires a relatively high supply voltage and a bias current in order for it to function as desired. This means a high power consumption, which is a disadvantage.

En annan nackdel med Gilbertmultiplikatorn är att den är uppbyggd av många transistorer, vilket gör den komplicerad att realisera så att den fungerar på önskat sätt.Another disadvantage of the Gilbert multiplier is that it is made up of many transistors, which makes it complicated to realize so that it works in the desired way.

Ytterligare en nackdel med Gilbertmultiplikatorn är att på grund av den förhållandevis höga förströmmen kräver Gilbertmultiplikatorn effektmässigt sett kraftiga insignaler.Another disadvantage of the Gilbert multiplier is that due to the relatively high pre-current, the Gilbert multiplier requires strong input signals in terms of power.

I mikrovågssammanhang är diodblandare vanligt förekommande.In microwave contexts, diode mixers are common.

Blandningen går till så att en frekvenssignal adderas till en lokaloscillatorsignal, varvid. en summasignal erhålles. Denna 10 15 20 25 3 507 787 summasignal anslutes till en diod kopplad i serie med lämplig last. Eftersom man utnyttjar diodens olinjära egenskaper, erhålles intermodulationssignaler med frekvenser i beroende av signalfrekvensen och lokaloscillatorfrekvensen. Önskad frekvens väljs ut bland intermodulationsfrekvenserna medelst ett lämpligt filter.The mixing takes place so that a frequency signal is added to a local oscillator signal, whereby. a sum signal is obtained. This sum signal is connected to a diode connected in series with a suitable load. Since the nonlinear properties of the diode are used, intermodulation signals with frequencies are obtained depending on the signal frequency and the local oscillator frequency. The desired frequency is selected from the intermodulation frequencies by means of a suitable filter.

Denna typ av diodblandare kräver att lokaloscillatorsignalen är mycket starkare än frekvenssignalen. Den ger också en mycket låg blandningsförstärkning, det vill säga en kraftig dämpning, som i sin tur innebär dåligt signal/brus-förhållande på den erhållna signalen.This type of diode mixer requires that the local oscillator signal be much stronger than the frequency signal. It also provides a very low mixing gain, i.e. a strong attenuation, which in turn means poor signal-to-noise ratio of the obtained signal.

En annan typ av diodblandare är en så kallad ringdiodblandare.Another type of diode mixer is a so-called ring diode mixer.

Denna typ av blandare har en bättre förstärkning än den ovan beskrivna diodblandaren. Man behöver emellertid använda en hög lokaloscillatoreffekt, ofta omkring hundratals mW, för att erhålla god förstärkning och linjäritet.This type of mixer has a better gain than the diode mixer described above. However, a high local oscillator power, often around hundreds of mW, needs to be used to obtain good gain and linearity.

Ringdiodblandaren är dessutom relativt lågimpediv, vilket innebär att den utmatade signalströmmen från lokaloscillatorn blir hög. Detta är en allvarlig nackdel i exempelvis integrerade kretsar där det är svårt att göra en förlustfri impedansanpassning. En dålig impedansanpassning innebär att förlusteffekten blir flera gånger högre eftersom strömmen då tas från matningsspänningen.The ring diode mixer is also relatively low impedance, which means that the output signal current from the local oscillator becomes high. This is a serious disadvantage in, for example, integrated circuits where it is difficult to make a lossless impedance adjustment. A poor impedance adjustment means that the loss effect is several times higher because the current is then taken from the supply voltage.

REDOGÖRELSE FÖR UPPFINNINGEN Föreliggande uppfinning angriper ett problem hur en frekvensomformning utföres med en frekvensomformare som kräver förhållandevis låg matningsspänning och låg förström (bias current). lO 15 20 25 507 787 i 4 Ett annat problem som uppfinningen angriper är att reducera antalet komponenter i en frekvensomformare.DISCLOSURE OF THE INVENTION The present invention addresses a problem of how a frequency conversion is performed with a frequency converter that requires relatively low supply voltage and low bias current. Another problem that the invention addresses is to reduce the number of components in a frequency converter.

Ett ändamål med föreliggande uppfinning är således att konstruera en frekvensomformare som kräver lägre matningsspänning och förström för att därmed erhålla en frekvensomformare som förbrukar förhållandevis liten effekt.An object of the present invention is thus to design a frequency converter which requires lower supply voltage and pre-current in order to thereby obtain a frequency converter which consumes relatively little power.

Ett annat ändamål med föreliggande uppfinning är konstruera en frekvensomformare realiserad med ett fåtal komponenter, vilket ger en konstruktionsmässigt enklare frekvensomformare.Another object of the present invention is to design a frequency converter realized with a few components, which provides a structurally simpler frequency converter.

Ovanstående problem löses i enlighet med föreliggande uppfinning genom att frekvensomformarfunktionen realiseras genom endast en adderarfunktion, en förstärkarfunktionr och en filterfunktion, där förstärkarfunktionen har en olinjär karakteristik.The above problems are solved in accordance with the present invention by realizing the frequency converter function by only an adder function, an amplifier function and a filter function, where the amplifier function has a non-linear characteristic.

Frekvensomformaren innefattar en adderare, en förstärkare samt ett filter. Adderaren och förstärkaren realiseras med endast ett fåtal komponenter. Adderaren kan exempelvis implementeras medelst två differentialförstärkare samt förstärkaren medelst en differentialförstärkare.The frequency converter includes an adder, an amplifier and a filter. The adder and amplifier are realized with only a few components. The adder can, for example, be implemented by means of two differential amplifiers and the amplifier by means of a differential amplifier.

Lite mer detaljerat förklaras den uppfinningsenliga frekvensomformaren på följande sätt. Adderaren med två ingångar och en Lmgång är anordnad att addera en på vardera ingången pålagd signal. Signalerna har vardera en tidigare bestämd frekvenskomponent. Exempelvis kan den ena signalen vara en oscillatorsignal och den andra en informationssignal med en viss frekvens.The frequency converter according to the invention is explained in a little more detail in the following way. The adder with two inputs and one Lm input is arranged to add a signal applied to each input. The signals each have a predetermined frequency component. For example, one signal may be an oscillator signal and the other an information signal of a certain frequency.

Summan av signalerna erhålles på adderarens utgång såsom en summasignal innefattande två frekvenskomponenter som är samma som de två på ingàngarna pålagda signalernas frekvenskomponenter. Förstärkaren är anordnad att förstärka summasignalen från adderaren på ett sådant sätt att 10 15 20 25 s' 507 787 intermodulationskomponenter av summasignalens frekvenskomponenter erhålles. Detta kan exempelvis uppnås genom att förstärkaren är förspänd till ett olinjärt arbetsområde.The sum of the signals is obtained at the output of the adder as a sum signal comprising two frequency components which are the same as the frequency components of the two signals applied to the inputs. The amplifier is arranged to amplify the sum signal from the adder in such a way that intermodulation components of the frequency components of the sum signal are obtained. This can be achieved, for example, by the amplifier being biased to a non-linear working area.

Utgången på förstärkaren är ansluten till åtminstone ett filter som filtrerar bort icke önskade intermodulationskomponenter, varvid åtminstone en signal med en frekvenskomponent erhålles, vilken utgör den önskade produkten av de multiplicerade frekvenskomponenterna.The output of the amplifier is connected to at least one filter which filters out undesired intermodulation components, whereby at least one signal with a frequency component is obtained, which constitutes the desired product of the multiplied frequency components.

En fördel med den uppfinningsenliga frekvensomformaren är att den kräver en lägre spänningsmatning och lägre förström än frekvensomformare som används idag.An advantage of the frequency converter according to the invention is that it requires a lower voltage supply and lower pre-current than frequency converters used today.

En annan fördel med föreliggande uppfinning är att det är enkelt att finna enkla kretslösningar till den uppfinningsenliga frekvensomformaren.Another advantage of the present invention is that it is easy to find simple circuit solutions for the frequency converter according to the invention.

Ytterligare en fördel är att kretslösningen till den uppfinningsenliga frekvensomformaren innefattar färre komponenter än de idag använda frekvensomformarna. Detta gör den uppfinningsenliga frekvensomformaren mer kostnadseffektiv eftersom färre komponenter krävs vid realiseranden av frekvensomformaren.Another advantage is that the circuit solution of the frequency converter according to the invention comprises fewer components than the frequency converters used today. This makes the frequency converter according to the invention more cost-effective because fewer components are required in the realization of the frequency converter.

Ytterligare en fördel med föreliggande uppfinning är att oscillatorsignalens frekvens bara behöver vara hälften så stor jämförelsevis med exempelvis oscillatorsignalens frekvens för diodblandaren. Detta medför att frekvensinnehållet på eventuella oscillatorsignalläckage ut mot antennen ligger långt ifrån aktuellt frekvensband och kan således filtreras bort. En oscillator för lägre frekvenser är dessutom lättare att få lägbrusig. 10 15 20 25 507 787 6 Uppfinningen kommer nu att beskrivas närmare med hjälp av föredragna utföringsformer och med hänvisning till bifogade ritning.A further advantage of the present invention is that the frequency of the oscillator signal only needs to be half as large in comparison with, for example, the frequency of the oscillator signal for the diode mixer. This means that the frequency content of any oscillator signal leakage towards the antenna is far from the current frequency band and can thus be filtered out. An oscillator for lower frequencies is also easier to get low noise. The invention will now be described in more detail by means of preferred embodiments and with reference to the accompanying drawing.

FIGURBESKRIVNING Figur 1 visar en vanligt förekommande symbol för en frekvensomformare implementerad som en multiplikator.DESCRIPTION OF THE FIGURES Figure 1 shows a common symbol for a frequency converter implemented as a multiplier.

Figur 2 visar en realisering' av en för radiofrekvensområdet avsedd multiplikator enligt teknikens ståndpunkt.Figure 2 shows a realization of a multiplier intended for the radio frequency range according to the prior art.

Figur 3 visar en utföringsform för en uppfinningsenlig frekvensomformare.Figure 3 shows an embodiment of a frequency converter according to the invention.

Figur 4 visar en utföringsform av den uppfinningsenliga frekvensomformarens adderare och förstärkare.Figure 4 shows an embodiment of the adder and amplifier of the frequency converter according to the invention.

Figur 5 visar ett flödesschema för en uppfinningsenlig frekvensomformning.Figure 5 shows a flow chart for a frequency conversion according to the invention.

FÖREDRAGNA UTFöRINGsFoRMER Figur 1 visar hur ett blockelement för en blandare 100 brukar illustreras i ett blockschema. Denna blandare 100 är på tidigare känt sätt realiserad att multiplicera två signaler. En signal [hm = asinuht nmttages på en första ingång 101 och en andra signal [hm = k>sinunt mottages på en andra ingång 102, varvid en signal UM = %?{cos«ma-msk)-cos«wa+-wQÛ} erhålles på en utgång' 103. Utsignalen ILK är en produkt av insignalerna och innefattar frekvenserna mun = wa-mb och mun = wa + mb. En av frekvenskomponenterna filtreras därefter bort, så att en önskad signal med någon av de två erhållna frekvenskomponenterna erhålles. 10 15 20 25 30 v 507 787 Figur 2 visar ett förenklat kretsschema över en implementation av en multiplikator i form av en så kallad Gilbertmultiplikator 200. Gilbertmultiplikatorn 200 består av ett första differentialsteg med två transistorer Zl och Z2, ett andra differentialsteg med två transistorer Z3 och Z4 samt ett tredje differentialsteg med två transistorerna Z5 och Z6. Dessa tre differentialsteg är på känt sätt anslutna till varandra. Vidare innefattar Gilbertmultiplikatorn 200 en första ingång 201 avsedd för en ingångsspänning Unn, en andra ingång 202 avsedd för en ingångsspänning Umz. Det tredje differentialsteget med transistorerna Z5 och Z6 är en spänning-ström omvandlare.PREFERRED EMBODIMENTS Figure 1 shows how a block element for a mixer 100 is usually illustrated in a block diagram. This mixer 100 is realized in a previously known manner to multiply two signals. A signal [hm = asinuht is received at a first input 101 and a second signal [hm = k> sinunt is received at a second input 102, whereby a signal UM =%? {Cos «ma-msk) -cos« wa + -wQÛ} obtained at an output '103. The output signal ILK is a product of the input signals and includes the frequencies mun = wa-mb and mun = wa + mb. One of the frequency components is then filtered out, so that a desired signal with one of the two obtained frequency components is obtained. Figure 2 shows a simplified circuit diagram of an implementation of a multiplier in the form of a so-called Gilbert multiplier 200. The Gilbert multiplier 200 consists of a first differential stage with two transistors Z1 and Z2, a second differential stage with two transistors Z3 and Z4 and a third differential stage with two transistors Z5 and Z6. These three differential stages are connected to each other in a known manner. Furthermore, the Gilbert multiplier 200 comprises a first input 201 intended for an input voltage Unn, a second input 202 intended for an input voltage Umz. The third differential stage with transistors Z5 and Z6 is a voltage-current converter.

Inspänningen Unn omvandlas till en ingàngsström Iin. En utsignal erhålles som spänningsdifferens mellan en spänning U1 på en utgång 203 och en spänning U2 på en utgång 204, det vill säga nämnda utsignal ~ UÜHXUUÛ = U1-U2.The voltage Unn is converted into an input current Iin. An output signal is obtained as a voltage difference between a voltage U1 at an output 203 and a voltage U2 at an output 204, i.e. said output signal ~ UÜHXUUÛ = U1-U2.

Denna typ av realisering av Gilbertmultiplikator innebär att två transistorer är anslutna i serie mellan en matningsspänning V och jord (GND). Exempelvis visas i figuren 2 att matningsspänningen V är ansluten till transistor Zlzs kollektor Cl. Transistor Z1:s emitter E1 är ansluten till transistor Z5:s kollektor C5, vilken transistor Z5:s emitter E5 vidare är via en strömgenerator 205 ansluten till jord (GND). En seriekoppling av detta slag kräver en förhållandevis hög matningsspänning.This type of realization of Gilbert multiplier means that two transistors are connected in series between a supply voltage V and ground (GND). For example, Figure 2 shows that the supply voltage V is connected to the collector C1 of transistor Z1z. The emitter E1 of transistor Z1 is connected to the collector C5 of transistor Z5, which emitter E5 of transistor Z5 is further connected to ground (GND) via a current generator 205. A series connection of this kind requires a relatively high supply voltage.

Figur 3 visar ett blockschema över en uppfinningsenlig utföringsform av en frekvensomformare 300 med en första ingång 302 och en andra ingång 303 samt med en utgång 310.Figure 3 shows a block diagram of an embodiment according to the invention of a frequency converter 300 with a first input 302 and a second input 303 and with an output 310.

Frekvensomformaren innefattar: en adderare 301 med ingången 302, ingången 303 samt en utgång 304; en förstärkare 306 med en ingång 305 och en utgång 307; ett filter 309, exempelvis ett 10 15 20 25 507 787 8 bandpassfilter eller ett lågpassfilter, med en ingång 308 och utgången 310.The frequency converter comprises: an adder 301 with the input 302, the input 303 and an output 304; an amplifier 306 having an input 305 and an output 307; a filter 309, for example a bandpass filter or a lowpass filter, with an input 308 and the output 310.

Adderaren 301 är ansluten att addera en insignal Unn med en bestämd frekvens.ma på den första ingången 302 till en annan insignal Unn med en bestämd frekvens mb på den andra ingången 303, varigenon1 en summasignal tgdd erhålles på. utgången 304.The adder 301 is connected to add an input signal Unn with a fixed frequency.ma at the first input 302 to another input signal Unn with a fixed frequency mb at the second input 303, whereby a sum signal tgdd is obtained. output 304.

Exempelvis om Unu=asin@ht) och UnQ=k>sin@nt) matas till vardera ingångar 302,303 erhålles signalen Uadd=a sin((oat) + b sinfiobt) på utgången 304.For example, if Unu = asin @ ht) and UnQ = k> sin @ nt) are fed to each inputs 302,303, the signal Uadd = a sin ((oat) + b sin fi obt) is obtained at the output 304.

Adderarens utgång 304 är anordnad till ingången 305 på förstärkaren 306. Förstärkaren 306 år anordnad att förstärka i sitt olinjära område, det vill säga utsignalen från förstärkaren 306 år inte linjärt beroende av dess insignal. Ett välkänt fenomen tack vare förstårkarens olinjäritet är att då dess insignal Uæm innefattar åtminstone två frekvenskomponenter erhålles en signal UF efter förstärkningen, vilken signal UF innefattar intermodulationskomponenter av nämnda insignals frekvenskomponenter. Då insignalen till en olinjär förstärkare innefattar åtminstone två frekvenskomponenter erhålles på tidigare känt sätt intermodulationskomponenter, vars storlek är beroende på insignalernas frekvenskomponenter. Bland annat erhålles, om insignalen till förstärkaren består av två frekvenskomponenter, tredje ordningens intermodulatíonskomponenter som består av fyra olika frekvenser. Följande fyra frekvenskomponenter erhålles i detta fall: två gånger' den första insignalens frekvenskomponent i den andra insignalens frekvenskomponent samt två gånger den andra insignalens frekvenskomponent i: den första insignalens frekvenskomponent. 10 15 20 25 9 SÜ7 787 Då exempelvis den ovan erhållna summasignalen Umm=asinont-+19sinn»t förstärks olinjärt av förstärkaren 306, erhålles bland annat den tredje ordningens intermodulationssignal S3 = azb sin(2cna + cob)c + sin(2c>a - cob)t) + ab2(sin(2mb + (nå: + sin(2 Denna signal innefattar fyra olika frekvenser: 2w@+-mb, Zwa - mb, 2mb + wa samt Zmb - wa.The output 304 of the adder is arranged to the input 305 of the amplifier 306. The amplifier 306 is arranged to amplify in its non-linear range, i.e. the output signal from the amplifier 306 is not linearly dependent on its input signal. A well-known phenomenon due to the non-linearity of the amplifier is that when its input signal Uæm comprises at least two frequency components, a signal UF is obtained after the amplification, which signal UF comprises intermodulation components of said frequency components. When the input signal to a non-linear amplifier comprises at least two frequency components, intermodulation components are obtained in a previously known manner, the size of which depends on the frequency components of the input signals. Among other things, if the input signal to the amplifier consists of two frequency components, third-order intermodulation components are obtained which consist of four different frequencies. The following four frequency components are obtained in this case: twice the frequency component of the first input signal in the frequency component of the second input signal and twice the frequency component of the second input signal i: the frequency component of the first input signal. 10 15 20 25 9 SÜ7 787 When, for example, the sum signal obtained above Umm = asinont- + 19sinn »t is amplified nonlinearly by the amplifier 306, the third order intermodulation signal S3 = azb sin (2cna + cob) c + sin (2c> a is obtained - cob) t) + ab2 (sin (2mb + (reach: + sin (2) This signal includes four different frequencies: 2w @ + - mb, Zwa - mb, 2mb + wa and Zmb - wa.

Förstärkarens utgång 307 är ansluten till ingången 308 på bandpassfiltret 309. Bandpassfiltret 309 är anordnat att släppa igenom någon av de från den olinjära förstärkningen erhålla önskad frekvens är frekvenskomponenterna. Om exempelvis wu== 2wa-mb så används ett bandpassfilter 309 som släpper igenom frekvenser med mittfrekvensen Zma-mb, varvid signalen UM = afivsinfimn -cmfl erhålles på bandpassfiltrets utgång 310.The output 307 of the amplifier is connected to the input 308 of the bandpass filter 309. The bandpass filter 309 is arranged to pass through any of the desired frequencies obtained from the non-linear gain are the frequency components. For example, if wu == 2wa-mb, a bandpass filter 309 is used which transmits frequencies with the center frequency Zma-mb, whereby the signal UM = a fi vsin fi mn -cm fl is obtained at the output 310 of the bandpass filter.

Om flera filter anslutes till utgången 308 kan, tack vare den erhållna intermodulationssignalen, flera frekvensomformningar erhållas. Beroende på vilken frekvens som önskas anslutes bandpassfilter med olika mittfrekvenser till förstärkarens utgång 307.If several filters are connected to the output 308, thanks to the intermodulation signal obtained, several frequency conversions can be obtained. Depending on the desired frequency, bandpass filters with different center frequencies are connected to the output 307 of the amplifier.

I anslutning till figur 4 skall en utföringsform av den uppfinningsenliga frekvensomformarens adderare 301 och förstärkare 306. Adderaren 301 är realiserad medelst två differentialförstärkare 400,40l. Differentialförstärkaren 400 innefattar transistorer Tl och T2 samt differentialförstärkaren 401 innefattar transistorer T3 och T4. Ingången 302, avsedd för en differentiell signal Unn, utgörs av en anslutning till transistor Tl:s bas Bl och en anslutning till transistor T2:s bas B2. På samma sätt är ingången 303, avsedd för en differentiell signal Unü, anordnad till transistorerna T3 och 10 l5 20 25 30 507 787 i 10 T4. Transistorn T1 är med sin kollektor Kl ansluten till transistorn T3:s kollektor K3. Transistorn T2 är på samma sätt ansluten till transistorn T4. Transistorerna T1:s och T3:s kollektor K1,K2 är via en gemensam kollektorresistor R ansluten till matningsspänningen Vcc. På samma sätt är transistorer T2 matningsspänningen via en och T4 anslutna till annan kollektorresistans R. Differentialförstärkarna 400,401 innefattar även vardera en strömgenerator exempelvis en strömgenerator 402,403. Strömgeneratorn 402 är ansluten till transistorerna Tlzs och T2:s emittrar E1,E2. Pâ samma sätt är strömgeneratorn 403 ansluten till transistorerna T3 och T4.In connection with Figure 4, an embodiment of the frequency converter 301 and amplifier 306 according to the invention shall be realized. The adder 301 is realized by means of two differential amplifiers 400, 401. The differential amplifier 400 comprises transistors T1 and T2 and the differential amplifier 401 comprises transistors T3 and T4. The input 302, intended for a differential signal Unn, consists of a connection to the base B1 of transistor T1 and a connection to the base B2 of transistor T2. In the same way, the input 303, intended for a differential signal Unü, is arranged to the transistors T3 and 10 15 507 787 in 10 T4. Transistor T1 is connected with its collector K1 to transistor T3's collector K3. Transistor T2 is similarly connected to transistor T4. The collectors K1, K2 of the transistors T1 and T3 are connected to the supply voltage Vcc via a common collector resistor R. In the same way, transistors T2 are the supply voltage via one and T4 connected to another collector resistor R. The differential amplifiers 400,401 also each comprise a current generator, for example a current generator 402,403. The current generator 402 is connected to the emitters E1, E2 of the transistors T1s and T2. In the same way, the current generator 403 is connected to the transistors T3 and T4.

Förstärkaren 306 är i figur 4 realiserad med en differentialförstärkare 404 innefattande transistorer T5, T6, en strömgenerator 405 samt två kollektorresistorer Rl. Dessa är pà tidigare känt sätt anslutna till varandra, varigenom differentialförstärkaren 404 erhålles.The amplifier 306 is realized in Figure 4 with a differential amplifier 404 comprising transistors T5, T6, a current generator 405 and two collector resistors R1. These are connected to each other in a previously known manner, whereby the differential amplifier 404 is obtained.

Adderarens utgång 304 utgörs av en anslutning 408 till en punkt 410 belägen mellan kollektorresistorn R och kollektorn K3 samt en anslutning 409 till en punkt 411 belägen mellan kollektorresistorn IQ och kollektorn K4. Anslutningen 408 är sammanbunden med transistor T5:s bas B5 och anslutningen 409 är kopplad till transistor T6:s bas B6. Dessa förbindelser motsvarar anslutningen mellan adderarens utgång 304 och förstärkarens ingång 305. Signalen Umm, som är en differentiell signal, eftersom den erhålles som utstorhet från en differentialförstärkarkoppling utgörande adderaren 301, anslutes till vardera styret hos transistorerna T5 och T6.The output 304 of the adder consists of a connection 408 to a point 410 located between the collector resistor R and the collector K3 and a connection 409 to a point 411 located between the collector resistor IQ and the collector K4. The terminal 408 is connected to the base B5 of the transistor T5 and the terminal 409 is connected to the base B6 of the transistor T6. These connections correspond to the connection between the output 304 of the adder and the input 305 of the amplifier.

Amplituden på Uæd är tillräckligt stor för att differentialförstärkaren skall överstyras. Storleken pà Umm kan göras tillräckligt stor genom att exempelvis välja tillräckligt 10 15 20 25 30 11 5Û7 787 stora insignaler Uhu,Uüu eller låta adderaren 301 förstärka insignalerna Unu,UhÛ. En överstyrd differentialförstärkare genererar på tidigare känt sätt en utsignal vars frekvenskomponenter utgörs av intermodulationsfrekvenskomponenter av insignalens frekvenskomponenter. Den ovan nämnda genererade signalen innefattar bland annat tredje ordningens intermodulationskomponenter_ Signalen UF, som representerar utsignalen från differentialförstärkaren 404, fås som en spänningsskillnad mellan utgångar 406,407. Signalen UF filtreras med ett bandpassfilter 309 med en förutbestämd mittfrekvens.The amplitude of Uæd is large enough for the differential amplifier to be overridden. The size of the Umm can be made large enough by, for example, selecting sufficiently large inputs Uhu, Uüu or having the adder 301 amplify the inputs Unu, UhÛ. An over-controlled differential amplifier generates in a previously known manner an output signal whose frequency components consist of intermodulation frequency components of the frequency components of the input signal. The above-mentioned generated signal includes, inter alia, third order intermodulation components. The signal UF, which represents the output signal from the differential amplifier 404, is obtained as a voltage difference between outputs 406,407. The signal UF is filtered with a bandpass filter 309 with a predetermined center frequency.

Filterkonstruktion är allmänt känt och. beskrivs därför inte närmare.Filter design is generally known and. is therefore not described in more detail.

Förfarandet för frekvensomformningen skall beskrivas i anslutning till flödesschemat enligt figur 5.The frequency conversion procedure shall be described in connection with the flow chart of Figure 5.

Frekvensomformningen inleds, i ett steg 500, med att frekvenskomponenterna till de signaler som utgör insignaler till frekvensomformaren 300 bestäms. Väljs frekvenskomponenterna för insignalerna pä ett förutbestämt fördelaktigt sätt, erhålles en signal med flera frekvenser på förstärkarens utgång 307. Väljs exempelvis en oscillatorfrekvens som är halva frekvensen jämfört med mittfrekvensen för den informationsbärande signalen, det vill säga en = wuø och en = mnw = 2 xonß, erhålles frekvensen ont i basbandet då frekvensen, 2 X wa - mb filtreras ut från ige Med detta val används en oscillatorfrekvens som ligger långt ifrån informationsbärande frekvenser. Oscillatorfrekvensen kan således lätt filtreras bort, genom lämpligt val av filter, så att den ej stör de informationsbärande signalerna. De två 10 15 507 787 12 insignalerna adderas, steg 501, varvid en summasignal erhålles.The frequency conversion is initiated, in a step 500, with the frequency components of the signals constituting input signals to the frequency converter 300 being determined. If the frequency components of the input signals are selected in a predetermined advantageous manner, a signal with several frequencies is obtained at the output 307 of the amplifier. , the frequency is obtained pain in the baseband when the frequency, 2 X wa - mb is filtered out from ige With this choice an oscillator frequency is used which is far from information-bearing frequencies. The oscillator frequency can thus be easily filtered out, by suitable selection of filters, so that it does not interfere with the information-carrying signals. The two inputs are added, step 501, whereby a sum signal is obtained.

Denna summasignal förstärks olinjärt, steg 502, varigenom en signal med intermodulationsfrekvenskomponenter beroende av insignalernas frekvenskomponenter erhålles. I nästa steg 503 bestäms vilken eller vilka frekvenskomponenter som skall erhållas. Den olinjärt förstärkta summasignalen filtreras därför i ett bandpassfilter, vars karakteristik svarar mot den signalfrekvens som utvinnes, steg 504. Efter filtreringen erhålles de frekvenskomponenter som frekvensomformningen är avsedd att generera.This sum signal is amplified nonlinearly, step 502, whereby a signal with intermodulation frequency components depending on the frequency components of the input signals is obtained. In the next step 503, it is determined which frequency component or components are to be obtained. The nonlinearly amplified sum signal is therefore filtered in a bandpass filter, the characteristics of which correspond to the signal frequency recovered, step 504. After the filtering, the frequency components which the frequency conversion is intended to generate are obtained.

Uppfinningen är inte begränsad till att endast addera två signaler med tidigare bestämda frekvenser. Utan flera signaler kan adderas, varvid ett med ovan förklarat analogt resultat erhålles.The invention is not limited to adding only two signals with predetermined frequencies. Without several signals can be added, whereby an analogous result explained above is obtained.

Uppfinningen är naturligtvis inte begränsad till de ovan beskrivna och på ritningen visade utföringsformerna, utan kan modifieras inom ramen för de bifogade patentkraven.The invention is of course not limited to the embodiments described above and shown in the drawing, but can be modified within the scope of the appended claims.

Claims (7)

10 15 20 25 13 507 787 PATENTKRAV10 15 20 25 13 507 787 PATENT REQUIREMENTS 1. En frekvensomformare (300), anordnad att medelst åtminstone två signaler med en första respektive en andra bestämd frekvens (ma,mb) alstra en signal (UM) med en önskad. frekvens (mut) i beroende av' nämnda första och andra frekvens (ma,mb), vilken frekvensomformare innefattar åtminstone en adderare (301) som är anordnad att addera signalen med den första frekvensen (ma) till signalen med den andra frekvensen (mb), varvid en summasignal (Umm) erhålles, k ä n n e t e c k n a d av att: åtminstone en olinjär förstärkare (306) är anordnad att förstärka summasignalen (Uæm), varvid en signal (Ug innefattande intermodulationsfrekvenser av nämnda första frekvens (ma) och nämnda andra frekvens (mb) erhålles; samt att åtminstone ett filter (309) är anordnat för att filtrera signalen Hg), varigenom signalen (Ufi) med den önskade frekvensen (mm) erhålles.A frequency converter (300), arranged to generate a signal (UM) with a desired one by means of at least two signals with a first and a second determined frequency (ma, mb), respectively. frequency (mut) in dependence on said first and second frequencies (ma, mb), which frequency converter comprises at least one adder (301) which is arranged to add the signal with the first frequency (ma) to the signal with the second frequency (mb) , a sum signal (Umm) is obtained, characterized in that: at least one non-linear amplifier (306) is arranged to amplify the sum signal (Uæm), a signal (Ug comprising intermodulation frequencies of said first frequency (ma) and said second frequency ( mb) and that at least one filter (309) is arranged to filter the signal Hg), whereby the signal (U fi) with the desired frequency (mm) is obtained. 2. Frekvensomformaren (300) enligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a d av att: dens olinjära förstärkaren (306) är' en differentialförstärkare (404) förspänd i sitt olinjära område.The frequency converter (300) according to claim 1, characterized in that: its nonlinear amplifier (306) is a differential amplifier (404) biased in its nonlinear range. 3. Frekvensomformaren (300) enligt patentkrav 2, k ä n n e t e c k n a d av att: den önskade frekvensen (mm) motsvarar värdet av 2>The frequency converter (300) according to claim 2, characterized in that: the desired frequency (mm) corresponds to the value of 2> 4. Frekvensomformaren (300) enligt patentkrav 3, lO 15 20 507 787 14 kännetecknadavatt: signalen med den första frekvensen (ma) är en oscillatorsignal och signalen med den andra frekvensen (mb) är en informationsbärande signal.The frequency converter (300) according to claim 3, characterized in that the signal with the first frequency (ma) is an oscillator signal and the signal with the second frequency (mb) is an information-carrying signal. 5. Förfarande för frekvensomformning som medelst åtminstone två signaler med en första respektive en andra bestämd frekvens (mæmb) alstrar en signal med en önskad frekvens (mut) i beroende av nämnda första och andra frekvens (mâflmb), vilket förfarande innefattar addering av signalen med den första frekvensen (ma) till signalen med den andra frekvensen (mb), varvid en summasignal (Uadd) erhålles, k ä n n e t e c k n a d av att förfarandet vidare innefattar följande steg: olinjär förstärkning av summasignalen (Uadd), varvid en signal (UF) innefattande intermodulationsfrekvenser av frekvensen (ma) och frekvensen (mb) erhålles; samt filtrering av signalen (UF), varigenom åtminstone signalen med frekvensen (cout) erhålles.A method for frequency conversion which by means of at least two signals with a first and a second determined frequency (memb) generates a signal with a desired frequency (mut) in dependence on said first and second frequency (mamb), which method comprises adding the signal with the first frequency (ma) of the signal with the second frequency (mb), whereby a sum signal (Uadd) is obtained, characterized in that the method further comprises the following steps: non-linear amplification of the sum signal (Uadd), wherein a signal (UF) comprising intermodulation frequencies of the frequency (ma) and the frequency (mb) are obtained; and filtering the signal (UF), whereby at least the signal with the frequency (cout) is obtained. 6. Förfarande enligt patentkrav 5, kännetecknadavatt: den erhållna frekvensen (mut) motsvarar värdet av 2 >< ma - mb .Method according to claim 5, characterized in that the frequency obtained (mut) corresponds to the value of 2> <ma - mb. 7. Förfarande enligt patentkrav 6, kännetecknadavatt: 15 507 787 signalen med den första frekvensen (wa) är en oscillatorsignal och signalen med den andra frekvensen (mb) är en informationsbärande signal.Method according to claim 6, characterized in that: the signal with the first frequency (wa) is an oscillator signal and the signal with the second frequency (mb) is an information-carrying signal.
SE9604387A 1996-11-28 1996-11-28 Device and method for frequency conversion SE507787C2 (en)

Priority Applications (8)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SE9604387A SE507787C2 (en) 1996-11-28 1996-11-28 Device and method for frequency conversion
BR9713154-7A BR9713154A (en) 1996-11-28 1997-11-21 Frequency converter, and, frequency conversion process
AU51427/98A AU5142798A (en) 1996-11-28 1997-11-21 Method and arrangement for frequency conversion
PCT/SE1997/001962 WO1998024175A1 (en) 1996-11-28 1997-11-21 Method and arrangement for frequency conversion
CN97181537.2A CN1245597A (en) 1996-11-28 1997-11-21 Method and arrangement for frequency conversion
JP52460098A JP2001504668A (en) 1996-11-28 1997-11-21 Frequency conversion method and device
EP97946208A EP0943175A1 (en) 1996-11-28 1997-11-21 Method and arrangement for frequency conversion
CA002273096A CA2273096A1 (en) 1996-11-28 1997-11-21 Method and arrangement for frequency conversion

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SE9604387A SE507787C2 (en) 1996-11-28 1996-11-28 Device and method for frequency conversion

Publications (3)

Publication Number Publication Date
SE9604387D0 SE9604387D0 (en) 1996-11-28
SE9604387L SE9604387L (en) 1998-05-29
SE507787C2 true SE507787C2 (en) 1998-07-13

Family

ID=20404794

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
SE9604387A SE507787C2 (en) 1996-11-28 1996-11-28 Device and method for frequency conversion

Country Status (8)

Country Link
EP (1) EP0943175A1 (en)
JP (1) JP2001504668A (en)
CN (1) CN1245597A (en)
AU (1) AU5142798A (en)
BR (1) BR9713154A (en)
CA (1) CA2273096A1 (en)
SE (1) SE507787C2 (en)
WO (1) WO1998024175A1 (en)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4920162B2 (en) 2001-09-04 2012-04-18 株式会社東芝 Frequency converter and communication device using the frequency converter
DE10211524A1 (en) * 2002-03-15 2003-05-22 Infineon Technologies Ag Frequency-changing switching network for production of complex value output signals incorporates two frequency mixers with inputs from flipflop circuit

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2561835B1 (en) * 1984-03-26 1986-07-18 Adret Electronique DOUBLE-BALANCED DIODER MIXER COMPRISING A RING MODULATOR EACH BRANCH HAVING A FAST CLASSIC DIODE IN SERIES WITH AT LEAST ONE "VARACTOR" DIODE
FR2669787A1 (en) * 1990-11-23 1992-05-29 Alcatel Telspace Symmetric UHF mixer
JPH08154019A (en) * 1994-11-29 1996-06-11 Nec Corp Mixer circuit
GB2299230A (en) * 1995-03-24 1996-09-25 Northern Telecom Ltd Low voltage mixer, multiplier or modulator circuit

Also Published As

Publication number Publication date
SE9604387L (en) 1998-05-29
EP0943175A1 (en) 1999-09-22
CN1245597A (en) 2000-02-23
AU5142798A (en) 1998-06-22
CA2273096A1 (en) 1998-06-04
JP2001504668A (en) 2001-04-03
SE9604387D0 (en) 1996-11-28
WO1998024175A1 (en) 1998-06-04
BR9713154A (en) 2000-02-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100314798B1 (en) Integrated image reject mixer
US6313688B1 (en) Mixer structure and method of using same
US6212369B1 (en) Merged variable gain mixers
US6324388B1 (en) Image reject mixer circuit arrangements
CN101272128A (en) Frequency converter, radio receiver
SE9102317A0 (en) Mixer for direct conversion receivers
CN110855247B (en) E-band multi-channel receiver with vector modulator
GB2386271A (en) Class AB differential mixer
US4461042A (en) Transistor balanced mixer
US7409198B2 (en) Wideband variable gain amplifier in an ultra wideband receiver
US6771945B1 (en) Dynamic DC balancing of a direct conversion receiver and method
US20040174199A1 (en) Multiplier circuit
US6114921A (en) Double-balanced modulator and quadri-phase shift keying device
US6094571A (en) Differential class AB mixer circuit
US20040043742A1 (en) System and method for establishing a bias current using a feedback loop
US6819913B2 (en) Low-noise frequency converter with strong rejection of image frequency
US6744308B1 (en) System and method for establishing the input impedance of an amplifier in a stacked configuration
US7424281B1 (en) Image-rejection mixers having high linearity and high gain and RF circuits using the same
KR100371876B1 (en) Frequency converter
SE507787C2 (en) Device and method for frequency conversion
US7580478B2 (en) I/Q modulator using current-mixing and direct conversion wireless communication transmitter using the same
US5625321A (en) Variable gain amplifier apparatus
US4385400A (en) Automatic gain control arrangement useful in an FM radio receiver
KR100573348B1 (en) Signal processing stage and radio frequency tuner
US6906584B1 (en) Switchable gain amplifier having a high-pass filter pole

Legal Events

Date Code Title Description
NUG Patent has lapsed

Ref document number: 9604387-2

Format of ref document f/p: F