SE462252B

SE462252B - Feed device for a microwave oven

Info

Publication number: SE462252B
Application number: SE8803662A
Authority: SE
Inventors: E Braunisch; J Oennergren
Original assignee: Philips Norden Ab
Priority date: 1988-10-14
Filing date: 1988-10-14
Publication date: 1990-05-21
Also published as: SE8803662D0; SE8803662L

Abstract

The invention concerns a feed device for a microwave oven comprising a magnetron which is operated by a switched power supply unit in which the switch frequency is determined by a control signal at a first control input I of a voltage controlled oscillator VCO. In normal working mode the switch frequency is controlled by the measured magnetron current being compared with a reference signal and the result of the comparison determining the control signal for the said control input. In order to prevent high voltages across the magnetron when starting up, there are according to the invention switches SW1, SW2 which when starting up set the unit in a warming up mode. In this mode the control signal is locked on the first control input I at a fixed value V1 corresponding to a given output frequency. Measured magnetron current is used as a measurement of the magnetron temperature and is amplified greatly in order to make possible detection of a given low current through the magnetron, whereupon the switches set the unit to normal operating mode when this given low current level is reached. In the warming-up mode the voltage of the power supply unit is controlled by the voltage across the switch VSW being compared to a reference voltage V3 and as long as the voltage across the switch exceeds the reference voltage a "hold-up" signal is sent to a second control input H on the oscillator VCO. This "hold-up" signal delays the operation of the switch until the switch voltage is the same as the reference voltage. <IMAGE>

Description

462 252 10 15 20 25 30 35 ¿ 2 komponenter med hänsyn tagen till dessa nätspänningsvariationer är den styrbara oscillatorn under uppvärmningsfasen enligt ett föredraget ut- förande av anordningen enligt uppfinningen vidare spänningsstyrd där- igenom att anordningen innefattar jämförelseorgan som i uppvärmningsmoden jämför spänningen över switchen med en referensspänning, varvid resulta- tet av jämförelsen leds till oscillatorn som är utförd att som svar påi jämförelseorganens utsignal förlänga den alstrade signalens periodtid tills den momentana spänningen över switchen under varje signalperiod sjunkit till en nivå lika med referensspänningen. 462 252 10 15 20 25 30 35 ¿2 components taking into account these mains voltage variations, the controllable oscillator during the heating phase according to a preferred embodiment of the device according to the invention is further voltage controlled in that the device comprises comparison means which in heating mode compares the voltage across the switch with a reference voltage, the result of the comparison being led to the oscillator which is designed to extend the period time of the generated signal in response to the output signal of the comparison means until the instantaneous voltage across the switch during each signal period has dropped to a level equal to the reference voltage.

Denna styrning av oscillatorn under uppvärmningsfasen innebär att tillslaget av switchen fördröjs en viss tid jämfört med den tidpunkt då tillslaget skulle ha skett om enbart den normala frekvensstyrningen av oscillatorn varit verksam, m a o en förlängning av periodtiden eller en minskning av switchfrekvensen. Det blir då den nämnda referensspänningen som bestämmer switchfrekvensen och därigenom till magnetronen matad effekt.This control of the oscillator during the heating phase means that the switching on of the switch is delayed for a certain time compared with the time when the switching on would have taken place if only the normal frequency control of the oscillator had been active, i.e. an extension of the period or a reduction of the switching frequency. It is then the said reference voltage which determines the switching frequency and thereby the power supplied to the magnetron.

Normal uppvärmningstid för en magnetron som drivs av ett switchat nätaggregat av beskrivet slag är 2-8 sekunder beroende på magnetronens temperatur dä den startas. För att ta hänsyn till magnetronens starttem- peratur och minimera uppvärmningsfasens längd kan enligt ett annat känne- tecken för uppfinningen nämnda medel som ställer om nätaggregatet till den normal arbetsmoden innefatta en strömdetektor som är utförd att känna av strömmen genom magnetronen och vars utsignal får styra omkopplings- organen. Den av strömdetektorn avkända strömmen genom magnetronen utnytt- jas härvid som ett mått på magnetrontemperaturen och omkoppling till den normala arbetsmoden sker då strömdetektorn avkänt en given magnetronström som indikerar att magnetronen är tillräckligt varm för att inga farliga överspänningar skall uppstå.Normal heating time for a magnetron driven by a switched power supply of the type described is 2-8 seconds depending on the temperature of the magnetron when it is started. In order to take into account the starting temperature of the magnetron and minimize the length of the heating phase, according to another feature of the invention said means which switch the power supply to the normal operating mode may comprise a current detector which is designed to sense the current through the magnetron and whose output signal may control switching. - organs. The current sensed by the current detector through the magnetron is used as a measure of the magnetron temperature and switching to the normal operating mode takes place when the current detector senses a given magnetron current which indicates that the magnetron is hot enough so that no dangerous overvoltages occur.

För att säkert inte få överspänning över magnetronen läggs före- trädesvis en fast tid till den tidpunkt då strömdetektorn avkänt den givna strömmen genom magnetronen, innan omkopplingsorganen ställs om till läget för normal arbetsmod.In order to be sure not to get overvoltage across the magnetron, a fixed time is preferably set to the time when the current detector senses the given current through the magnetron, before the switching means are switched to the position for normal operating mode.

Uppfinningen áskådliggöres genom exempel med hänvisning till bifo- gade ritningar, där fig_1 visar ett kopplingsschema, delvis i blocksche- matisk form, av en effektmatningsanordning i form av ett switchat nätagg- regat för att förse en magnetron, t ex i en mikrovågsugn, med drivspän- ning, fig_2 visar en utföringsform av en i anordningen enligt fig 1 ingående kontrollkrets, som är utförd i enlighet med uppfinningen, 10 15 20 25 30 35 462 252 fig_§ visar ett uppvärmningsförlopp vid start av magnetronen och fig_g visar några tidsdiagram för att förklara principen för spänningsstyrning av det switchade nätaggregatet under uppvärmningsfasen.The invention is illustrated by way of example with reference to the accompanying drawings, in which Fig. 1 shows a wiring diagram, partly in block schematic form, of a power supply device in the form of a switched power supply for supplying a microwave oven, for example in a microwave oven, with drive voltage Fig. 2 shows an embodiment of a control circuit included in the device according to Fig. 1, which is made in accordance with the invention, Figs. 2 shows a heating process at the start of the magnetron and Fig. 2 shows some time diagrams for explaining the principle of voltage control of the switched power supply during the heating phase.

I fig 1 betecknar B en nätlikriktare (helvågslikriktare) som matas med nätspänning via klämmorna S1, S2 och som efterföljs av en avstör- ningsdrossel L1. Utspänningen från avstörningsdrosseln matas till en re- sonanskrets som innefattar en kondensator C1, en induktans L2, en lik- strömsblockeringskapacitans C2 och de reaktiva impedanser som uppträder vid transformatorns Tr primärsida. Transformatorns sekundärlindning efterföljs av en likriktar- och dubblarkrets V som är ansluten till anod och katod i en magnetron M och avger drivspänning till denna. I resonans- kretsen ingår också avstämningskapacitanser som kan vara anordnade i likriktar- och dubblarkretsen.In Fig. 1, B denotes a mains rectifier (full-wave rectifier) which is supplied with mains voltage via the terminals S1, S2 and which is followed by a disturbance choke L1. The output voltage from the interference suppressor is fed to a resonant circuit which comprises a capacitor C1, an inductor L2, a direct current blocking capacitance C2 and the reactive impedances which occur at the primary side of the transformer Tr. The secondary winding of the transformer is followed by a rectifier and doubler circuit V which is connected to the anode and cathode in a magnetron M and emits driving voltage thereto. The resonant circuit also includes tuning capacitances that can be arranged in the rectifier and doubler circuit.

Medelst en halvledarswitch D1, som i det visade exemplet ligger i serie med en effektdiod D2, ställs kretsen om mellan två tillstånd med en given, styrbar switchfrekvens. I det ena tillståndet då switchen är öppen bildas en resonanskrets av induktansen L2, kapacitansen C2, transforma- torns Tr läckinduktans och de till transformatorn kopplade reaktanserna.By means of a semiconductor switch D1, which in the example shown is in series with a power diode D2, the circuit is switched between two states with a given, controllable switching frequency. In one state when the switch is open, a resonant circuit is formed by the inductance L2, the capacitance C2, the leakage inductance of the transformer Tr and the reactants connected to the transformer.

I det andra tillståndet då switchen är sluten är induktansen L2 ansluten direkt till utgången av nätlikriktaren och en resonanskrets bildas av ka- pacitansen C2, transformatorns Tr läckinduktans och de nämnda reaktanser- na.In the second state when the switch is closed, the inductance L2 is connected directly to the output of the mains rectifier and a resonant circuit is formed by the capacitance C2, the leakage inductance of the transformer Tr and the mentioned reactances.

Det kan påvisas att denna resonanskrets uppvisar parallellresonans- karaktär och att den från resonanskretsen till magnetronen överförda effekten ökar med tilltagande switchfrekvens. Switchfrekvensen är varier- har och bestäms av en kontrollkrets K som är ansluten till switchens D1 styrelektrod via ett drivsteg S.It can be shown that this resonant circuit has a parallel resonant character and that the power transmitted from the resonant circuit to the magnetron increases with increasing switching frequency. The switching frequency is variable and is determined by a control circuit K which is connected to the control electrode of the switch D1 via a drive stage S.

En strömtransformator ST avkänner strömmen genom magnetronen M och avger sin utsignal till en styringång på kontrollkretsen K. I normal ar- betsmod jämförs den från strömtransformatorn erhållna signalen med en in- ställbar referenssignal och resultatet av jämförelsen får påverka switch- frekvensen, så att strömmen genom magnetronen och därigenom effekten till magnetronen överensstämmer med ett av referenssignalen bestämt värde. Så- som kommer att förklaras i det efterföljande utnyttjas strömtransforma- torns utsignal enligt uppfinningen även till att fastställa längden av en uppvärmningsfas för magnetronen.A current transformer ST senses the current through the magnetron M and emits its output signal to a control input of the control circuit K. In normal operating mode, the signal obtained from the current transformer is compared with an adjustable reference signal and the result of the comparison may affect the switching frequency. the magnetron and thereby the power to the magnetron corresponds to a value determined by the reference signal. As will be explained in the following, the output signal of the current transformer according to the invention is also used to determine the length of a heating phase of the magnetron.

Enligt fig 2 innehåller kontrollkretsen en spänningsstyrd oscilla- tor VCO, vars utfrekvens nørmalt bestäms av spänningen på en styringång 462 252 10 15 20 25 30 35 4 I. Oscillatorns utsignal går via drivsteget S till switchens (D1, fig 1) styrelektrod och bestämmer switchens tillslagstidpunkter. Frånslag av switchen sker så spänningen över switchen uppnått ett givet negativt värde.According to Fig. 2, the control circuit contains a voltage controlled oscillator VCO, the output frequency of which is normally determined by the voltage on a control input 462 252 10 15 20 25 30 35 4 I. The output signal of the oscillator goes via the drive stage S to the switch electrode (D1, Fig. 1) and determines the switch switch-on times. The switch is switched off so that the voltage across the switch has reached a given negative value.

Oscillatorns VCO styringång I är ansluten till utgången av en förs- ta jämförare J1. Via en strömställare SW1 kan styringången I också anslu- tas till en spänningsdelare bestående av motstånden R4, R5. Till jämföra- ren J1 matas dels den variabla utspänningen från en inställbar spännings- delare P och dels spänningen från en till strömtransformatorns ST sekun- därlindning ansluten filterkrets bestående av motstånden R1, R2, en kon- densator C3 och en diod D. Parallellt över motståndet R2 ligger en serie- krets bestående av ett motstånd R3 och en andra strömsställare SW2. När strömställaren SW2 är sluten blir därför motståndet R3 kopplat parallellt med motståndet R2. Motståndet R2 är många gånger högre, t.ex. av stor- leksordningen 100 gånger högre, än motståndet R3. När strömställaren SW2 är öppen bestäms därför utsignalen till J1 av motståndet R2 medan då strömställaren SW2 är sluten utspänningen bestäms av motståndet R3.The oscillator's VCO control input I is connected to the output of a first comparator J1. Via a switch SW1, the control input I can also be connected to a voltage divider consisting of the resistors R4, R5. To the comparator J1, the variable output voltage is supplied from an adjustable voltage divider P and the voltage from a filter circuit connected to the secondary winding of the current transformer ST consisting of resistors R1, R2, a capacitor C3 and a diode D. Parallel across the resistor R2 is a series circuit consisting of a resistor R3 and a second switch SW2. Therefore, when the switch SW2 is closed, the resistor R3 is connected in parallel with the resistor R2. The resistance R2 is many times higher, e.g. of the order of 100 times higher than the resistor R3. When the switch SW2 is open, the output signal to J1 is therefore determined by the resistor R2, while when the switch SW2 is closed, the output voltage is determined by the resistor R3.

Förbindningspunkten mellan motståndet R3 och strömställaren SW2 le- der till ena ingången på en andra jämförare J2, som på en andra ingång tar emot spänningen från en fast spänningsdelare R6, R7. När strömställa- ren SW2 är öppen leds därför spänningen över motståndet R2 via motståndet R3 till den förstnämnda ingången på jämföraren J2. När strömställaren SW2 är sluten ansluts den första ingången på jämföraren J2 till jord.The connection point between the resistor R3 and the switch SW2 leads to one input of a second comparator J2, which at a second input receives the voltage from a fixed voltage divider R6, R7. Therefore, when the switch SW2 is open, the voltage across the resistor R2 is conducted via the resistor R3 to the first-mentioned input of the comparator J2. When switch SW2 is closed, the first input of comparator J2 is connected to ground.

Jämförarens J2 utspänning leds via en tidsfördröjningskrets i form av en RC-krets bestående av ett motstånd R8 och en kondensator C2 till en omställningsingång på en bistabil vippa eller multivibrator MV. Multivib- ratorns utgångar är kopplade till styringångar på strömställarna SW1 och SW2. I ena läget av multivibratorn MV är strömställaren SW1 öppen och SW2 sluten. I det andra läget av multivibratorn är strömställaren SW1 sluten och strömställaren SW2 öppen.The output voltage of the comparator J2 is conducted via a time delay circuit in the form of an RC circuit consisting of a resistor R8 and a capacitor C2 to a switching input of a bistable rocker or multivibrator MV. The outputs of the multivibrator are connected to control inputs on switches SW1 and SW2. In one position of the multivibrator MV, the switch SW1 is open and SW2 is closed. In the second position of the multivibrator, switch SW1 is closed and switch SW2 is open.

En utgång på multivibratorn MV är vidare ansluten till en ingång på en OCH-grind G. På en andra ingång tar grinden G emot utsignalen från en tredje jämförare J3. I jämföraren J3 jämförs spänningen Vsw över den i nätaggregatets resonanskrets ingående halvledarswitchen (D1+D2, fig 1) med spänningen V3 från en fast spänningsdelare bestående av motstånden R9 och R10. Jämföraren J3 ger hög utsignal så länge spänningen Vsw över switchen överstiger spänningen V3 från spänningsdelaren R9, R10. Grin- dens G utsignal leds till en andra styringång H (hold-up) på oscillatorn :fø- 10 15 20 25 30 35 .462 252 VCO.An output of the multivibrator MV is further connected to an input of an AND gate G. At a second input, the gate G receives the output signal from a third comparator J3. In the comparator J3, the voltage Vsw across the semiconductor switch included in the resonant circuit of the power supply (D1 + D2, Fig. 1) is compared with the voltage V3 from a fixed voltage divider consisting of the resistors R9 and R10. The comparator J3 gives a high output signal as long as the voltage Vsw across the switch exceeds the voltage V3 from the voltage divider R9, R10. The output signal of the gate G is routed to a second control input H (hold-up) on the oscillator: feed 10 15 20 25 30 35 .462 252 VCO.

Oscillatorns utfrekvens bestäms normalt av spänningen på den första styringángen I. När hög signal (hold-up) uppträder på den andra styr- ingången H "stoppas" emellertid den normala osciallatorfunktionen och periodtiden förlängs till det moment då "hold-up"-signalen på den andra styringángen upphör.However, the output frequency of the oscillator is normally determined by the voltage on the first control input I. When a high signal (hold-up) occurs on the second control input H, however, the normal oscillator function is stopped and the period time is extended to the moment when the "hold-up" signal on the second control input ceases.

Funktionen är följande.The function is as follows.

Vid start av magnetronen intar multivibratorn MV ett sådant läge att strömställaren SW1 är sluten, strömställaren SW2 är öppen och grinden G är förberedd genom signal från MV. Spänningen på oscillatorns VCO förs- ta styringàng I är läst pà ett av spänningsdelaren R4, R5 bestämt värde, som motsvarar en medelfrekvens i det switchade nätaggregatets regleromrá- de. Strömtransformatorns utspänning är bestämd av motståndet R2 och feed- backkretsen har hög "förstärkning".When starting the magnetron, the multivibrator MV assumes such a position that the switch SW1 is closed, the switch SW2 is open and the gate G is prepared by a signal from the MV. The voltage on the oscillator's VCO first control input I is read at a value determined by the voltage divider R4, R5, which corresponds to an average frequency in the control range of the switched power supply. The output voltage of the current transformer is determined by the resistor R2 and the feedback circuit has a high "gain".

Fig 3 visar ett exempel pá tidsförloppet av den spänning Vf som uppträder på den till strömtransformatorns sekundärlindning anslutna fil- terkretsen. Spänningen Vf som är ett mätt på strömmen genom magnetronen representerar i denna uppvärmningsfas magnetronens temperatur. Så länge magnetronens temperatur är låg så att spänningen Vf är lägre än spänningen V2 frán den fasta spänningsdelaren R6, R7 erhålls ingen utspänning från jämföraren J2. Allteftersom magnetrontemperaturen stiger ökar spänningen Vf och vid tiden t =t1 överstiger Vf spänningen V2 och utsignal erhålles från jämföraren J2. Denna utsignal för dröjs i RC-tidkretsen R8, C2 och när spänningen över den i tidkretsen in gående kondensatorn C2 stigit till ett givet värde ställs multivibratorn MV om.Fig. 3 shows an example of the time course of the voltage Vf which occurs on the filter circuit connected to the secondary winding of the current transformer. The voltage Vf which is a measure of the current through the magnetron represents in this heating phase the temperature of the magnetron. As long as the temperature of the magnetron is low so that the voltage Vf is lower than the voltage V2 from the fixed voltage divider R6, R7, no output voltage is obtained from the comparator J2. As the magnetron temperature rises, the voltage Vf increases and at time t = t1, Vf exceeds the voltage V2 and an output signal is obtained from the comparator J2. This output signal is delayed in the RC timing circuit R8, C2 and when the voltage across the capacitor C2 entering the timing circuit has risen to a given value, the multivibrator MV is switched.

Detta inträffar vid tidpunkten tg i fig 3 där den av RC-kretsen alst- rade tidsfördröjningen är betecknad med T1. Uppvärmningsfasen om fattar tiden t =0 till t =t2. _ Under uppvärmningsfasen fram till tiden t =t2 är oscillatorn VCO spänningsstyrd i stället för frekvensstyrd. Detta är illustrerat genom tidstiagrammen i fig 4. Översta diagrammet a) i fig 4 visar spänningen Vsw över den i nätaggregatets resonanskrets ingående halvledarswitchen som funktionen av tiden t, vilken spänning Vsw leds till ena ingången av jämföraren J3. När spänningen Vsw överstiger spänningen V3 från den fasta spänningsdelaren R9, R1O är spänningen frän jämföraren J3 hög.This occurs at the time tg in Fig. 3 where the time delay generated by the RC circuit is denoted by T1. The heating phase if takes the time t = 0 to t = t2. During the heating phase up to time t = t2, the oscillator VCO is voltage controlled instead of frequency controlled. This is illustrated by the timing diagrams in Fig. 4. The top diagram a) in Fig. 4 shows the voltage Vsw across the semiconductor switch included in the resonator circuit of the power supply as the function of the time t, which voltage Vsw is conducted to one input of the comparator J3. When the voltage Vsw exceeds the voltage V3 from the fixed voltage divider R9, R1O, the voltage from the comparator J3 is high.

Det andra tidsdiagrammet b) i fig 4 visar utspänningen Vh frán jämföra ren J3 som funktion av tiden. Denna spänning från J3, s.k. "hold-up"-sig- nal, leds genom grinden G till den andra styringángen H på oscillatorn 462 252 10 15 20 25 30 35 6 VCO och fördröjer därvid tillslaget av halvledarswitchen D1 med tiden AT.The second time diagram b) in Fig. 4 shows the output voltage Vh from comparing pure J3 as a function of time. This voltage from J3, s.k. "hold-up" signal, is passed through the gate G to the second control input H of the oscillator 462 252 10 15 20 25 30 35 6 VCO and thereby delays the switching on of the semiconductor switch D1 by the time AT.

Switchens D1 till- och fránslagsperioder är visade i det sista diagrammet c) i fig 4, där noll betyder "till" och 1 betyder "fràn". Switchfrekven- sen och därigenom magnetronens ineffekt styrs under denna uppvärmningsfas av referensspänningen V3.The on / off periods of the switch D1 are shown in the last diagram c) in Fig. 4, where zero means "on" and 1 means "off". The switching frequency and thereby the input power of the magnetron is controlled during this heating phase by the reference voltage V3.

Vid tidpunkten tg ställs multivibratorn MV om till det andra lä- get, där strömställaren SW1 är öppen, SW2 är sluten och grinden G är stängd. “Hold-up"-signalen på ingången H upphör och oscillatorn erhåller sin styrsignal på den första styringángen I från utgången av jämföraren J1. I denna jämförs den inställbara spänningen från spänningsdelaren P med áterkopplingsspänningen över spänningsdelarkretsen vid strömtransfor- matorns ST sekundärlindning. Aterkopplingsspänningen har nu làg "för- stärkning“, genom att motståndet R3 är inkopplat parallellt med motstån- det R2. Nätaggregatet arbetar i sin normala arbetsmod där ineffekten till magnetronen regleras genom ändring av switchfrekvensen.At time tg, the multivibrator MV is switched to the second position, where switch SW1 is open, SW2 is closed and gate G is closed. The "hold-up" signal at input H ceases and the oscillator receives its control signal at the first control input I from the output of comparator J1. low "gain", in that the resistor R3 is connected in parallel with the resistor R2. The power supply operates in its normal operating mode where the input power to the microwave is regulated by changing the switching frequency.

Claims

ro .. 1-1 10 15 20 25 30 35 462 252 Patent claims

A microwave device feeding device comprising a magnetron driven by a switched mains unit with a resonant circuit fed from the mains via a mains rectifier and comprising a transformer connected via a rectifier to the magnetron and emitting driving voltage thereto and a controllable switch which is switched between open and closed states depending on the changeover signal from a controllable frequency oscillator, the power supplied from the resonant circuit to the magnetron depending on the switching frequency, and a sensing device is designed to sense the power transmitted to the magnetron, which sensing device output in normal operation is compared with a reference signal for generating a signal which in the normal operating mode is conducted as a frequency-determining control signal to the oscillator, so that the switching frequency and thus the power transmitted to the magnetron is regulated to a value determined by the reference signal, characterized by switching means. m at start-up sets the power supply in a heating mode, in which the control signal supplied to the oscillator which in the normal operating mode determines the oscillator frequency is read at a given value and there are means for, when current flows through the magnetron, switching the power supply to the normal working mode.

2. A power supply device according to claim 1, characterized by comparator means which in the heating mode compares the voltage across the switch with a reference voltage, the result of the comparison being led to the oscillator which is designed to extend the period of time generated by the comparator signal until the instantaneous voltage across the switch during each signal period has dropped to a level equal to the reference voltage, whereby this voltage in the heating mode determines the power transmitted to the magnetron.

3. A supply device according to claim 1 or 2, characterized in that said means which switches the power supply to the normal operating mode comprises a current detector which is designed to sense the current through the magnetron and whose output signal is allowed to control the switching means, the switching means is set when the current detector senses a given current through the magnetron. 0A 462 252 10 15 20 25 30 35

4. A power supply device according to claim 3, characterized by a timing circuit which is connected to the output of the current detector and which delays the changeover of the switching means for a fixed time after the given current value through the magnetron has been reached.