SE442150B - Elektronisk krets for metning av skillnaden i kapacitans mellan tva kondensatorer - Google Patents

Description

15 20 25 30 35 40 8101821-0 2 ligare en felkälla eller kalibreringssvårigheter vid kapacitiva avkännings- system härrör från användningen av en fast kondensator, som jämföras med en andra variabel kondensator, som inbegriper en pendel som reagerar på acceleration och en kondensatorplatta, varvid skillnaden i kapacitans mellan den fasta kondensatorn och den variabla kondensatorn används för att mäta accelerationen. Användningen av en sådan fast kondensator kan förorsaka fel härrörande från strökapacitanser från accelerometerns ram och hölje, vilket medför väsentliga kalibreringssvårigheter. Vidare är tidigare kända accelera- metrar som använder kapacitiv avkänningsteknik försedda med relativt stora höljen på grund av de relativt stora kondensatorplattor som används för att mäta förskjutníngen av pendeln eller massan. Tillsammans med det relativt stora höljet och tillhörande mekaniska komponenter som erfordras för de relativt stora kondensatorerna, erfordrar vanligen tidigare kända accelero- metrar ett stort hölje för att innehålla tillhörande elektronik, eller alternativt används ett separat hölje för elektroniken; Eftersom tidigare kända accelerometrar normalt innefattar en kraftsensor och separata elektroniska kretsar erfordras ökat arbete och stora installationskostnader vid installeringen av delarna och de elektriska förbindelserna. Vidare är de elektriska förbindelserna som tillhandahåller spänning lättpâverkade och kan ge fel funktion.

Det finns redan en accelerometer (US-PS-3 339 419), vid vilken en vid ena sidan inspänd pendelliknande massa bildar plattorna för en differential- lägessensor, varvid ett elektromagnetiskt återställningssystem verkar på massan. I Det finns vidare en servostyrd accelerometer med kapacitiv avkännings- _krets med ett par kondensatorplattor, som samverkar med en för acceleration känslig pendel för att bilda ett par kondensatorer med kapaoltanser i stor- leksordningen 2 pF, varvid en tidsvariabel spänning pålägges kondensatorerna och den resulterande skillnaden i ström används av en detektorkrets för att i en servo-återkopplingskrets alstra en tillräcklig ström i en momentspole för att förflytta pendeln till mittpunkten mellan kondensatorplattorna.

Det finns vidare en servostyrd accelerometer med en i ett stycke ut- formad bärram är innesluten i ett hermetiskt Lätt hölje, varvid en ström, som *representerar skillnaden i kapacitans mellan två kondensatorer, bildade av ett par kondensatorplattor och en för acceleration känslig massa, används såsom inorgan till ett servo-korrektionsnät, som alstrar en utgångsström i beroende av accelerationen så att servo-slingförstärkningen och frekvens- kurvan är oberoende av belastningsresistansen eller -impedansen, som kan användas för att mäta utgångsströmmen.

För en accelerometer med minsta möjliga delar och lägsta möjliga vikt är 10 15 ZÜ 25 30 35 8101821-0 3 en i ett stycke formad bärrem tillhandahållen. vilken kan byggas in och inneslutas i ett cylindriskt hölje. I bärramstycket är två kondensatorplattor och en pendel eller en seismiak massa fästa. Pendeln är fäst på bärramen med en axel, som är lagrad med två lager, vilka är anhringade på två fästen som i sin tur är fästa på bärramen. Den i lagren roterande axeln möjliggör att pendelplattan genom kraftpåverkan kan röra sig mellan kondensatorplattorna.

Vidare är en momentspnle fäst på pendeln mellan axeln och kondensator- plattorna, vilken spole tillsammans med en på bärramon anbringad permanent- magnet återställer bladet till ett förutbestämt läge mittemellan kondensator- plattorna. Bärramen i ett stycke bildar dessutom en magnetisk krets över permanentmagnetens lagring för det genom permanentmagneten och momentspolen erhållna magnetiska flödet. Ett rektangulärt tjockfilmskretskort är fäst på kondensatorplattorna över och parallellt med pendeln. En integrerad koppling, hybridelement och specialelement är tillhandahållna på tjockfilmskretskortet tillsammans med anslutningar för ledningarna frän kondensatorplattorna, pendeln och momentspolen.

En särskild fördel med denna konstruktion är att den mekaniska delen inklusive pendeln tillsammans med kretsen kan ställas in och kalibreras före införingen l höljet. Efter kalibreringen införas härramen i ett stycke inklusive kretskortet i det cylindriska höljet och hñljet tillslutes hermetiskt. Efter förslutningen evakueras höljet och fylls med ädelgas. För att reducera storleken hos acrelerometern har kondensatorplattorna mycket liten storlek och åstadkommer tillsammans med plattan ett par kondensatorer med en kapacitans i storleksordningen 2-4 pF.

Eftersom kondensatorerna är små och den utböjning av pendeln eller plattan som erfordras för att mäta en accelerationskraft är mycket liten resulterar denna utböjning i en ändring av kapacitansen i storleksordningen en tusendels pF, varför speciella kretsar måste användas för att mäta ändringarna hos en så liten kapacitans.

Därför är det ett ändamål med uppfinningen att tillhandahålla en enkelt konstruerad elektronisk krets som noggrant kan mäta en liten kapacitans- skillnad mellan två kondensatorer med liten kapacitans. Detta ändamål uppnås enligt uppfinningen med särdragen som är angivna i den kännetecknande delen av patentkrav 1.

Med uppfinningen sker alltså mätningen genom inverkan av en tidsberoende spänning med linjär stigníng i tiden t ex från en integrerad krets på varje kondensator. Den erhållna strömskillnaden genom kondensatorerna mäts med sensorenheten, vars utgångssignal återkopplas, För att alstra en återställ- ningsström i mnmentspolen. Åtorkopplingen använder en servo-knmpnnsorings- anordning som leder till en återställningsström och en servo-âterkopplings- -POOIl-iïoüzanxri* _... ...c .'..._.... ....._..:~ w _ ._--.._ 10 15 20 25 30 40 81-018-21-0 4 slinga, vilka är oberoende av belastningsresistansen eller -impedansen, som I kan användas för att mäta återställningsströmmen.

För en kompakt, lätt servostyrd accelerometer med kapacitiv mätgivare kan också t ex ett tjockfilmskretskort med en integrerad krets och anordnade hybridelement tillhandahållas för att avge tidsberoende spänningar till varje kondensator, så att strömmen som flyter genom varje kondensator kan användas som mått på kapacitansskillnaden. Kretsen har ett utgångssteg med en servo- styrd kompenseringsanordning som avger en återställningsström, varvid servo- systemets förstärkningsfaktor och frekvensgång är oberoende av impedansen, vilken används för att mäta återställningsströmmen.

Uppfinningen kommer nu att beskrivas mer i detalj under hänvisning till É bifogade ritningar. ' Fig 1 är ett blockdiagram över en accelerometer.

Fig 2 visar ett kopplingsschema över drivkretsen i blockdíagrammet enligt fig 1.

Fig 3 är ett signaldiagram för drivkretsen enligt fig Z.

Fig 4 är ett kopplingsschema över sensorkretsen i blockdiagrammet enligt fig 1.

Fig 5 är ett kopplingsschema över spännings-strömomvandlarkretsen och utgångsdrivkretsen i blnckdiagrammet enligt fig l.

Fig 6 är ett kopplingsschema över servokompenseríngsnätet i block- diagrammet enligt fig 1.

Ett blockdiagram över en elektronisk krets i enlighet med uppfinningen visas i Fig 1. Såsom visas i Fig 1 är kondensatorplattorna 18 och 20 hos en accelerometer anslutna medelst ledningar 200 och 202 till en drivkrets 204.

Momentspolen 36, som är fäst vid pendeln 26 är elektriskt förbunden medelst ledningen 206 till en belastningsimpedans 208, vilken i de flesta tillämp- ningarna är förbunden med jord, såsom visas med ledningen 210. Belastnings- ímpedansen 208 genomflytes av återställningsströmmen IR, vilken strömmar genom momentspolen 36 och alstrar en spänning VACC över belastnings- impedansen, vilken representerar accelerationen uppmätt med accelerometern.

Vanligen inbegriper belastningsimpedansen 203 ett motstånd, över vilket 5 spänningen VACC mätes, varvid motståndsvärdet bildar den önskade skal- faktorn, som normalt anges i V/g. Eftersom strömmen IR, som flyter genom spolen 36, är en direkt funktion av den acceleration som skall mätas, kan den önskade skalfaktorn V/g enkelt erhållas genom ändring av resístansvärdet och enkelt val av det korrekta resístansvärdet för belastningsimpedansen 208.

Belastningsimpedansen 208 kan även innefatta reaktiva element såsom kondensatorer för filtrering av icke önskvärda signaler. Återställnings- - strömmen IR alstras i en utgångsdrivkrets 212 och tillföras momentspolen 36 15 20 25 35 40 8101821~0 medelst ledningen 214.

En sågtands-oscillatorkrets 216, som är ansluten till en positiv spänning +VS medelst ledningen 218 och en negativ spänning -VS medelst ledningen 220, tillför en sågtandformad signal med en frekvens i storleks- ordningen 10 kHz - 1 MHz till drivkretsen 204 via ledningen 222. Den vågform som alstras av sâgtands-oscillatorkretsen 216 innefattar en stigande spänning, som ökar linjärt med tiden tills toppspänningen uppnåtts, varefter spänningen faller mycket snabbt till ett negativt värde. Denna sågtands- spänning tillföres medelst drivkretsen 204 till kondensatorplattorna 18 och 20 via ledningarna 200 och 202. Den tidsvariabla spänningen som tillförts kondensatorplattorna 18 och 20 resulterar i strömmar IC, i ledningen 200 och IE2 och -V5 via ledningarna 218 och 220 tillsammans med en referensspänning VREF lingsschema över drivkretsen 204 visas i fig 2. i ledningen 202. Drivkretsen 204 använder också spänningarna +VS som ingångssignal till drivkretsen 204 via ledningen 224. Ett kopp- En sensorkrets 230 är ansluten till drivkretsen 204 medelst ledningarna 226 och 228. Drivkretsen 204 drar strömmar I'F1 och I'E2 från sensor- kretsen 230 via ledningarna 226 och 228, vilka strömmar är väsentligen lika och I med kondensatorströmmarna IC1 Ett kopplingsschema över sensor- kretsen 230 visas i fig 4. Sensorkrgísen 230 mäter skillnaden mellan strömmarna I'C1 och I'C2, vilka i sin tur representerar skillnaderna i kapacitans mellan kondensatorerna C1 och CZ, vilka bildas av plattorna 10 och 20 och pendeln 26, varefter kretsen 230 alstrar en utgångssignal på ledningen 232, som är proportionell mot skillnaden mellan de två strömmarna. Utgångs- signalen på ledningen 232 vilken utgöres av en utgångsström eller differens- signal ID, används såsom íngångssignal till ett lågpassfilter 234. Den principiella funktionen hos làgpassfiltret 234 är att Filtrera bort den högfrekventa bärsignalen (10 kHz - 1 MHz), som alstras av oscillatorkretsen 216. Likströmskomponenten av signalen ID, som representerar skillnaden i kapacitans mellan plattorna 18 och 20 och således utböjningen av pendeln 26 på grund av acceleration, överföras medelst ledningen 236 till den positiva kontakten på en operationsförstärkare 238. Ûperationsförstärkaren 238 omvandlar strömsignalen ID till en spänningsutgångssignal VD på ledningen 240, vilken spänning representerar skillnaden i kapacitans mellan konden- satorerna C1 och C2, varjämte förstärkningen av utqångssignalen VD vid 240 styrcn nv en siqnalingñnq lill den nvqnljvo knnloklen på nprrnlinnslürstürku- ren 238 via ledningen 242. Den utgående spänningen eller skjllnodsspänningen VD tillföres därefter till en spännings/strömomvandlare 244, som alstrar ingångssignaler på ledningarna 246 eller 248 till utgångsdrivkretsen 212.

Utgånqsdrivkretsen 212 alstrar därefter en återsiällninqsström IH på 10 157 20 25 30 35 40 8101821-0 6 ledningen 214 i beroende av en strömsignal på ledningarna 246 eller 248.

Vidare är ett servo-kompenseringsnät 250 anslutet såsom återkoppling mellan spánnings/ström-omvandlaren 244 och den negativa kontakten på operationsförstärkaren 288. Avsikten med detta servu-kompenseringsnät 250 är att styra förstärkningen hos operationsförstärkaren 238 och således påverka servosystemets förstärkning i sin helhet såsom en funktion av frekvensen hos utgångsdsignalen ID. Ett kopplíngsschema på en föredragen utföringsform av servo-kompenseringsnätet visas i fig 6. Servokompenseringsnätet 250 är väsentligen ett bandpassfilter, vilket exempelvis genomsläpper väsentligen ingen återkopplingssignal IF, vilken erhålles lfrån omvandlaren 244, att påföras den negativa kontakten hos operationsförstärkaren 238 när ID och VD väsentligen är likström respektive likspänning eller har en mycket låg frekvens. Såsom ett resultat härav kommer operationsförstärkarens förstärk- ning att vara mycket hög för likspänning eller utgångssignaler med låg frekvens från accelerometern. Effekten av den i stort sett oändliga förstärk- ningen hos operationsförstärkaren 238 vid låga frekvenser blir att uppstyva pendeln 26 relativt kondensatorplattorna 18 och 20 för vibrationer med låg frekvens, så att pendeln stabilt kvarhålles i ett förutbestämt läge mellan plattorna 18 och 20. Genom användningen av denna mycket höga förstärkning för likspänning eller vibrationer med låg frekvens reduceras väsentligen fel och förskjutningar beroende på tröghetsutböjningar av pendeln 26 och noggrann- heten hos accelerometern förbättras väsentligt. för högre vibrationsfrekven- ser, exempelvis i områder 50 Hz, medger servo-kompenseringsnätet en relativt hög återkopplingssignal IF att påföras den negativa kontakten hos opera- tionsförstärkaren 238, varigenom förstärkningen reduceras. Förstärkningen hos operationsförstärkaren 238 reduceras för dessa mellanbandsfrekvenser för att förhindra instabil funktion av servoslingan på grund av mekaniska, dynamiska effekter hos accelerometern. Exempelvis finns pendelns 26 egenfrekvenser vanligen typiskt i området för dessa mellanbandsfrekvenser, varvid instabil funktion skulle erhållas om förstärkningen hos operationsförstärkaren 238 i servoslingan var mycket hög vid dessa frekvenser. Ovanför mellanbandsfrekven- serna reducerar servo-kompenseringsnätet 258 återigen återkcpplingen IF som tillföres den negativa kontakten hos operationsförstärkaren 238, varvid för- stärkningen återigen ökar. Förstärkningen hos operationsförstärkaren 238 ökas vid dessa höga frekvenser för att förbättra accelerometerns svar när den utsättes för relativt högfrekventa acceleratíonsingångssignaler, varvid accelerometerns dynamiska karakteristika ej signifikant kan alstra instabili- tet hos servoslingan. Ökningen i förstärkningen tenderar att kompensera för reduktion i rörelsen hos pendeln 26 vid de högre vibrationsfrekvenserna.

Vidare kommer serve-kompenseringsnätet 250 att eliminera den icke-slabili- _....___.-~ r r! FT* -~., _13 :aa-w -P -f 2_~-f' f -_______._________~-- --P--l@%§,“ ”-p+~~+=' Å - u .se ïä v” "'°“"“' . *'- .._.__.í .wr 10 15 20 25 30 40 8101821-0 7 serande effekten av varierande belastningsimpedans 208 på servosystemet enligt fig 1. Således är det möjligt genom användning av servn-kompenserings- nätet 250 att använda ett antal olika belastningsimpedanser, varigenom underlättas valet av skalfaktor utan att elektroniken hos accelerometern måste omkalibreras.

Vidare innefattar den elektroniska kretsen enligt fig 1 ett trimmotstånd RT, som är anslutet mellan den positiva spänningen +¥S på ledningen 218 och utgångsledningen 232 från sensorkretsen 230. ßenom att variera värdet hos motståndet RT kan en förspänning pâföras den positiva kontakten hos operationsförstärkaren 238, vilket i sin tur åstadkommer inställning av pendelns 26 nolläge mellan kondensatorplattorna 18 och 20.

I fig 2 visas ett kopplingsschema över drivkretsen 204. Ságtands- spänningen från sågtands-oscillatorkretsen 216 tillföras via ledningen 222 till transistorns 254 bas. En av transistorns 254 primära funktioner är att isolera oscillatorkretsen 216 från drívkretsen 204. Transistorns 254 emitter är via ett motstånd 256 ansluten till transistorernas 258 och 260 baser. När en ökande spänning från oscillatorn 216 tillföras transistorns 254 bas kommer transistorerna 258 och 260 att förspännas Framåt eller tillslagas, varvid dessa tenderar att tillföra en på samma sätt ökande spänning från ledningarna 226 och 228 till kondensatorplattorna 18 och 20, vilket resulterar i strömmarna IC1 och IC2. Ett par transistorer 262 och 264 är anslut~ na till ledningarna 200 och 202. Transistorerna 262 och 264 fungerar som dioder och bildar en strömbana för urladdningen av kondensatorerna via led- ningen 266. Ytterligare en transistor 268 har sin bas och kollektor ansluten till emittern hos transistorn 254 och sin emitter ansluten till ledningen 266. Transistorn 268 fungerar således som en diod och förspänner emittrarna hos transistorerna 262 och 264. En strömkälla eller aktiv belastning i form av en transistor 270, ett motstånd 272, den negativa spänningskällan -V5 och referensspänningen VREF på ledningen 224 är anslutna till ledningen 266.

Funktionen hos drivkretsen 204 enligt fig 2 visas på signaldiagrammet i fig 3. I det övre partiet av fig 3 representerar vågformen 274 emitter- spänningen VE över transistorerna 258 och 260 enligt fig 2. Vågformen 274 hos spänningen VE är väsentligen densamma som den sågtandsformade spänning- en som tillförts från sågtands-oscillatorkretsen 216 via ledningen 222. Såsom visas i fig 3 ökar spänningen VE linjärt med tiden med lutningen 276 tills den når en toppspänning vid 278, varefter den faller snabbt till en negativ spänning 280. Vågformen 281 i fig 3 anger spänningen VE som tillföras till kondensatorplattorna 18 och 20. Kondensatorspänningen VC är begynnelsevis konstant, såsom visas vid 282 i fig 3, tills transistorerna 258 och 260 POozz 10 15 20 30 35 40 8101821~0 8 förspännes framåt. Efter det att transistorerna 258 och 260 har förspänts framåt kommer spänningen VC att ha samma utseende som VE. Vid punkten 287 på vågformen 274 där spänningen VE ändrar lutningsriktning kommer konden- satorspänningen VC att vara konstant,_såsom visas vid 284, tills transi- storerna 262 och 264 blir förspända framåt och medger att kondensatorerna Cl och C2 kan urladdas via ledningen 266 till den aktiva strömkällan 270.

Eftersom det finns ett linjärt samband mellan kondensatorpsänningen VC och tiden kan kondensatorströmmarna IC1 och IF2 representeras av Följande ekvationer.

V _ ß G1 Im _ C1 At V _ ÅLCZ Icz " CZ ¿t _ C1 och CZ är kapacitansen mellan kondensatorplattorna 18 och 20 och pendeln 26 enligt fig 2 och VC1 och VC2 är spänningarna över varje kondensator. Eftersom det finns ett direkt linjärt samband mellan VC och tiden kommer kondensatorströmmarna IC1 och IC2 att vara konstanta. Ut- seendet hos kondensatorströmmarna IC1 och IC2 visas med vågformen 286 i fig 3, där det framgår att under den linjära ökningen av kondensatorspänning- en VC i vågformen 281 kommer kondensatorströmmarna 288 och 290 att vara konstanta och flyta i riktning mot kondensatorerna C1 och C2, medan under spänningens VC sänkning kondensatorströmmarna kommer att flyta i motsatta riktningen såsom visas vid 292. På grund av det faktum att transistorerna 262 och 264 fungerar för att rikta kondensatorurladdningsströmmarna 292 enligt fig 3 till den aktiva belastningen i form av transistorn 270 kommer ström- ingångarna I'C1 och I'C2 såsom visas vid 296 och 298 hos vågformen 294 till drivkretsen 204 på ledningarna 226 och 228 att ha ungefär samma storlek och riktning som kondensatorströmmarna IC1 och IC2 men har ej de negativa partierna 292. Således kommer utgångsströmmarna I'c1 och I'C2 hos sensor- kretsen 230 enligt fig 1 på ledningarna 226 och 228 att vara i form av en serie pulser med en polaritet såsom visas med vågformen 294 i fig 3. Det bör noteras att den verkliga storleken hos strömmarna I'c1 och I'C2 är pro- portionell mot kondensatorernas C1 och CZ kapacitanser.

I fig 4 tillföres den positiva spänningen +VS till sensorkretsen 230 via ledningen 218 till både en transistor 300 och ett förspänníngsmotstånd 302. Transistorn 300 fungerar huvudsakligen som en diod som medger ström att flyta från emittern hos transistorn 300 till en strömförstärkare bestående av \- . Qfititv; träff" \,"I 10 15 20 30 40 8101821-0 9 transistorerna 304, 306, 308 och 310. StrömFöratärkaren bestående av dessa transistorer åstadkommer en strömkälla För drivkretaen 204 enligt Pig 2, varvid förstärkningen hos strömförstärkaren kan ínstñllas genom att variera värdet hos förspänningsmotståndet 302. Således kan förstärkningen i sensor- kretsen 230 ínställas För att återspegla de speciella mekaniska dynamiska karakteristika hos accelerometern eller för speciella tillämpningar För vilka accelerometern skall användas. En aktiv belastning bestående av transistorer- na 312, 314, 316, 318 och motstånden 320 och 322 fungerar också som en strömspegel, varvid kollektorströmmen hos transistorn 314 är väsentligen lika med kollektorströmmen hos transistorn 308. Utgångsströmmen ID på ledningen Cl okch IC: såsom ett resultat av nedanstående ekvation. Kollektorströmmen lC308 hos transistorn 232 är proportionell mot skillnaden i strömmarna I' 308 uppfyller ekvationen: Iczoa = KI'c1 där K är Förstärkarens strömförstärkning, vilken bestämmes av motståndet 302.

På samma sätt uppfyller kollektorströmmen Ir31Ü hos transistorn 310 ekvationen: Ic310 = KI'c2 Således kommer kollektorströmmen IC314 hos transistorn 314 att uppfylla nedanstående ekvation: Ic314 = ïßzos = KI'c1 Således Finns följande strömsamband vid knutpunkten 324 i kretsen enligt fig 4: D = Icswn = Icsos p-a ll K(I'C2 - I' ) D C1 Således är utgångsströmmen ID på ledningen 232 proportionell mot skillnaden mellan strömmarna l'C1 och I'C2, varvid K representerar systemets för- stärkning. Denna typ av sensorkrets har en mycket betydelsefull fördel medan den medger uppmätníng av skillnader mellan kapacitanserna hos kondensatorerna C1 och C2 i storleksordningen 1/1000 pF, varigenom medges användningen av mycket små kondensatorplattor 18 och 20. Uppmätningen av så små kapacitanser fæoóar 10 15 20 25 30 35 40 s1o1s21-ngo 10 har vidare fördelen att en mycket liten utböjning av pendeln 26 avkännes, varigenom accelerometerns noggrannhet och linjäritet förbättras.

Efter det att utgångssignalen ID passerat lågpassfiltret 234 enligt fig 1 för att utfiltrera bärfrekvensen på 10 kHz - 1 MHz, som alstras av sågtands-oscillatorn 216, tillföres denna till den positiva kontakten på operationsförstärkaren 238. Utgångssignalen VD från operationsförstärkaren 238 på ledningen 240 tillföras därefter en spänningsomvandlarkrets 244 som visas inom de streckade linjerna 244 i kopplingsschemat enligt fig 5. När utgångsspänningen VD är positiv ställes en transistor 326, vars bas är ansluten till ledningen 240, i ledande tillstånd. Å andra sidan när VD är negativ befinner sig en andra transistor 328, vars bas är ansluten till ledningen 240 via dioder 330 och 332, i ledande tillstånd. En strömkälla 333 håller dioderna 330 och 332 förspända framåt med en ström Is. När transis- torn 326 befinner sig i ledande tillstånd kommer återkopplinqsströmmen IF att passera från ledningen 246 från utgångsdrivkretsen 212 genom kollektorn och emittern hos transistorn 326 till ledningen 252, Likaledes när transis- torn 328 befinner sig i ledande tillstånd kommer återkopplingsströmmen IF att passera till utgångsdrivkretsen 212 på ledningen 248 genom emittern och kollektorn hos transistorn 328 från ledningen 252. I bägge fallen kommer återkopplingsströmmen IF att vara proportíonell mot värdet på spänningen VD.

Utgångsdrivkretsen, som befinner-sig inom de streckade linjerna 212 i fíg 5, består väsentligen av två strömförstärkare. Den första strömförstärka- ren innefattar motstånd 334 och 336, en operationsförstärkare 338 och en transistor 340. Den andra strömförstärkaren innefattar motstånd 342 och 344, en operationsförstärkare 346 och en transistor 348. Den första strömför- stärkaren reagerar på spänningen över motståndet 334 genom att alstra en lika stor spänning över motståndet 336 såsom ett resultat av operationsförstärka- rens 338 funktion. Utgången från operationsfärstärkaren 338 är förbunden med transistorns 340 bas och driver transistorn 340 tills strömmen genom mot- ståndet 336 åstadkommer en spänning som är lika med spänningen över mot- ståndet 334. Det är därför relationen mellan motståndsvärdena 334 och 336 som bestämmer förstärkningen hos strömförstärkaren och således värdet på åter- ställningsströmmen IR. Den andra strömförstärkaren fungerar på exakt samma' sätt, varvid operationsförstärkaren 346 får transistorn 348 att leda tillräckligt mycket ström för att göra spänningarna över motstånden 342 och 344 lika stora. När transistorn 326 hos spänníngs/strömomvandlaren 244 befinner sig i ledande tillstånd kommer återkopplingsströmmen IF att vara lika med: 8101821~0 SU X KN \/~l O. 334 och på samma sätt när transistorn 328 är i ledande tillstånd kommer 5 återkopplingsströmmen IF att ha motsatt riktning och ha ett värde som är lika med: I _ R544 I F " R R 342 10 Således gäller följande allmänna samband mellan återställníngsströmmen IR och återkopplingsströmmen IF: R R 366 I eller ~2Éâ I 12-1 1s F R334 R Rzaz R beroende på polariteten hos VD~signalen.

Eftersom återkopplingsströmmen IF som tillföres servo-kompenserings- nätet 250 är proportionell mot återställningsströmmen IR med de alternativa 20 förhållandena P}36/R334 och R344/R342, måste värdet på dessa motstånd väljas för att erhålla största möjliga balans, annars kan det uppstå störningar eller andra fel hos systemets utgångssignal. Därför har det ansetts lämpligt att ej inkludera motstånden 334. 336, 342 och ååh i en integrerad krets hos accelerometern, så att deras värden kan inställas 25 enklare och därigenom kalibreringen av accelerometern underlättas före hopmonteringen.

På fig 6 visas ett kopplingsschema över ett servo-kompenseringsnät 250.

Kretsen enligt fig 6 är såsom tidigare angetts väsentligen ett bandpass- filter, varvid en återkopplingssignal IF med relativt låg frekvens ej 30 transmitteras till den negativa kontakten hos operationsförstärkaren 238 via ledningen 242 och vidare en IF-signal med mycket hög frekvens till största delen ej transmitteras till ledningen 242. En kondensator 350 förhindrar effektivt likspänning från att nå den negativa kontakten på operations- förstärkaren 238, vilket resulterar i en i det närmaste oändlig förstärkning 35 hos operationsförstärkaren 238 under likspänningsförhàllanden. På samma sätt kommer kondensatorn 352 i samverkan med motstånden 35á, 356, 558 och 360 att förorsaka att större delen av en högfrekvent IF-signal transmitteras till jord, varigenom en relativt hög förstärkning erhålles hos operationsför~ stärkaren 238. I mellanbandsfrekvenserna där exempelvis den tillförda 40 accelerationssignalen till accelerometern väsentligen är lika med pendelns 10 81~018l21-0 12 egenfrekvenser kommer servo-kompenseringsnätet att medge att en del av återkopplingssignalen IF transmitteras till operationsförstärkarens 238 negativa kontakt, varigenom servoslingans Förstärkning reduceras. Genom inställning av värdet på de olika komponenterna i servo-kompenseríngsnätet 250 kan servosystemets frekvenssvar med avseende på förstärkningen inställas i beroende av dynamiska och mekaniska karakteristika hos accelerometern och de speciella tillämpningar där accelerometern skall användas. Vidare sam- verkar motståndet 360 hos servo-kompenseringsnätet 250 med de olika elementen hos spänníngs/strömomvandlaren 244 och utgângsdrivkretsen 212 För att alstra en storlek hos återkopplingsströmmen IF, som är proportionell mot För- hållandet VD/R36Û.

Claims (11)

v: 10 20 25 35 40 a 8101921-av 13 PAIENTKRAV

1. Elektronisk krets för mätning av skillnaden i kapacitans mellan två kondensatorer,med en drivanordning (204) förbunden med var och en ax kondensatorerna (C1, CZ) för att pålägga en tidsvariabel spänning samtidigt på varje kondensator, som resulterar i strömmar genom kondensa- <204) och kondensatorerna (01, C?) för att å ena sidan mäta kondenaatorströmmarna, torerna; och en detektor (230) förbunden med drivanordningen som härrör från den tidsvariabla spänningen och att å andra sidan alstra en differenssignal i beroende av kapacitansskillnaden mellan kondensatorerna, k ä n n e t e c k 306, 308, 310) för alstring en av kondensatorströmmarna n a d av att detektorn uppvisar en strömförstärkare (304, av förstärkta strömmar proportionella mot var och och en strömdifferensmätningskrets (324) för att i beroende av de förstärkta strömmarna alstra differenssiqnalen.

2. Krets enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att drivanordníngen (204) innefattar en första transistor (258) inkopplad mellan detektorn (230) och den första kondensatorn (01) och en andra transistor (260) inkopplad mellan detektorn och den andra kondensatorn (CZ) för att selektivt överföra ström och spänning från detektorn till kondensatorerna.

3. Krets enligt krav 2, k ä n n e t e c k n a d av att dessutom en tredje transístor (262) är inkopplad mellan detektorn (230) och den första kondensatorn (01) och en fjärde transistor (264) är inkopplad mellan detektorn (230) och den andra kondensatorn (CZ), varvid nämnda tredje och fjärde transistorer selektivt urladdar kondensatorerna.

4. Krets enligt krav 3, k ä n n e t e c k n a d av att en oscillator- krets (216) är kopplad för att åstadkomma att nämnda första och andra transistorer (258, 260) pålägger en tídsvariabel spänning på kondensatorerna (C1, CZ) varvid en del av nämnda spänning, som påföres kondensatorerna, ökar väsentligen linjärt med tiden.

5. Krets enligt krav 4, k ä n n e t e c k n a d av att oscillatorn (216) är kopplad för att åstadkomma att nämnda tredje och fjärde transistorer urladdar under tiden den tidsvariabla spänningen minskar.

6. Krets enligt krav 3, k ä n n e t e c k n a d av att en aktiv belastning (270, 272, -VS) förbunden med nämnda tredje och fjärde transistorer (262, 264) är inkopplad efter detektorn (230).

7. Krets enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att differens- mätningskretsen innefattar en belastningskrets (312, 314, 316, 318) och en transistorkrets innefattande en kretspunkt (324) för att summera ett negativt värde hos en av de förstärkta kondensatorströmmarna med ett positivt värde hos den andra av de förstärkta kondensatorströmmarna vid kretspunkten, varvid utgångssignalen från kretspunkten utgöres av differenssignalen. rooe<ääae' s1o1à21-o 3 6 14 l

8. Krets enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att detektorn (230) innefattar en spänníngsförsörjningskälla (Vs) och ett motstånd (302) inkopplat mellan spänningsförsörjningskällan och strömförstärkaren (304, 306, 308, 310) för att variera strömförstärkarens förstärkningsfaktor. 5

9. Krets enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att strömför- stârkaren (304, 306, 308, 310) innefattar en belastningskrets (312, 314, 316, 318), en spänningskälla (Vs), en första transistor (308) ansluten mellan spänningskâllan (VS) och belastningskretsen, varvid den första transistorns v bas styres av den första av kondensatorströmmarna, och en andra transistor 10 (310) ansluten mellan spänningskällan och belastningukretsen, varvid den andra transistorns bas styres av den andra kondensatorströmmen.

10. Krets enligt krav 7 eller 9, k ä n n e t e c k n a d av att ; belastningskretsen (312, 314, 316, 318) är en aktiv belastningskrets.

11. Krets enligt krav 9, k ä n n e t e c k n a d av att strömför- 15 stärkaren (304, 306, 308, 310) innefattar ytterligare ett motstånd (302) anslutet mellan spänningskällan (Vs) och de Första (308) och andra (310) transistorerna för att styra förstärkningen hos etrömförstärkaren.