SE442076B - PROCEDURE AND DEVICE FOR OPERATION OF POWER CONDENSERS FOR COMPENSATION OF REACTIVE DRUMS - Google Patents
PROCEDURE AND DEVICE FOR OPERATION OF POWER CONDENSERS FOR COMPENSATION OF REACTIVE DRUMSInfo
- Publication number
- SE442076B SE442076B SE7903224A SE7903224A SE442076B SE 442076 B SE442076 B SE 442076B SE 7903224 A SE7903224 A SE 7903224A SE 7903224 A SE7903224 A SE 7903224A SE 442076 B SE442076 B SE 442076B
- Authority
- SE
- Sweden
- Prior art keywords
- voltage
- power
- semiconductor switch
- capacitor
- capacitors
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
- H02J3/18—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks
- H02J3/1821—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators
- H02J3/1835—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators with stepless control
- H02J3/1864—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators with stepless control wherein the stepless control of reactive power is obtained by at least one reactive element connected in series with a semiconductor switch
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/10—Flexible AC transmission systems [FACTS]
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Description
7903224-9 m 40 kondensatorerna. Detta gör det erforderligt att bygga upp batteriet av 1ikspänningskondensatorer, eftersom växelspännings- kondensatorers dielektrikum ej under flera perioder bör utsättas för likspänning. Likspänningskondensatorer, vilka kan upptaga i inkopplingstillstånd uppträdande växelspänningsbelastningar är emellertid avsevärt dyrare än vanliga växelspänningskondensatorer, så att först och främst växelspänningskondensatorer bör användas på grund av sina tekniska och ekonomiska fördelar. 7903224-9 m 40 the capacitors. This makes it necessary to build the battery of 1-voltage capacitors, since the AC capacitors dielectric should not be exposed for several periods for DC voltage. DC capacitors, which can absorb in connection state occurring alternating voltage loads are however, considerably more expensive than conventional AC capacitors, so that first and foremost AC capacitors should be used due to its technical and economic advantages.
För att undvika likspänningsbelastning av kondensatorer är genom tyska utläggningsskriften 2 102 926 känd en kopplingsan- ordning för ett kondensatorbatteri, vars styrorgan är utförda på sådant sätt, att vid reducerad reaktiveffektupptagníng hos batteriet, styrorganen för åtminstone några av tyristorerna avger styrimpulser, vilka inkopplar dessa tyristorbrytare med en frekvens, som utgör.endast en bråkdel av nätfrekvensen, vid nätspänningens maximivärden omväxlande i den ena och andra riktningen.To avoid DC voltage load of capacitors is German Offenlegungsschrift 2,102,926 discloses a coupling device arrangement for a capacitor battery, the control means of which are designed in such a way that at reduced reactive power uptake of the battery, the control means for at least some of the thyristors emits control pulses, which connect these thyristor switches with a frequency, which constitutes.only a fraction of the mains frequency, at the maximum values of the mains voltage alternately in one and the other the direction.
Tyristorerna styrs således på sådant sätt att kondensatorerna även under beredskapsperioderna, d.v.s. under de tidsintervaller, där kondensatorena i princip inte är inkopplade, ständigt om- polariseras. Därigenom undvikes en ren likspänningsbelastning av kondensatorerna och man borde kunna använda de avsevärt bil- ligare växelspänningskondensatorer, vilkas dielektrikum inte tål någon längre likspänningsbelastning.The thyristors are thus controlled in such a way that the capacitors also during the standby periods, i.e. during the time intervals where the capacitors are in principle not connected, constantly polarized. This avoids a pure DC voltage load of the capacitors and it should be possible to use the more volatile capacitors, the dielectric of which is not withstands any longer DC voltage load.
Vid denna kända anordning belastas emellertid kondensatorbryta- rens halvledarelement fortfarande med dubbla nätspänningen såsom spärrspänning, och en inkoppling av kompensationskonden- satorerna kan inte alltid ske genast utan endast när nätspän- ningens polaritet överensstämmer med polariteten hos konden- satorns laddningsspänning, i extrema fall således först en hel period senare. Vad gäller växelspänningskondensatorerna måste man räkna med att de fortfarande föreliggande likspänningskom- ponenterna menligt påverkar deras livslängd, och kondensatorer- nas lågfrekventa omladdningsförlopp kan leda till flimmerfenomen i det anslutna nätet.In this known device, however, the capacitor circuit breaker is loaded. still semiconductor elements with double mains voltage such as cut-off voltage, and a connection of the compensation capacitor can not always take place immediately but only when the mains the polarity of the condenser corresponds to the polarity of the the charging voltage of the sator, in extreme cases thus first a whole period later. As for the AC capacitors must it can be expected that the still existing DC voltage components adversely affect their service life, and capacitors their low-frequency recharging processes can lead to flicker phenomena in the connected network.
Uppfinningen har till uppgift att vid ett förfarande för drift ma ^ _. 3,093 Qšïnmïf? 40 7905224-9 av effektkondensatorer för reaktivströmskompensation använda uteslutande växelspänningseffektkondensatorer, att undvika att effektkondensatorerna belastas av livslängdsminskande lik- spänning, att sänka tyristorspärrspänningsbelastningen till nätspänningen samt att halvera den systembetingade dödtiden efter ett avgivet inkopplingskommando till maximalt en halv nätperiod.The object of the invention is in a process for operation ma ^ _. 3,093 Qšïnmïf? 40 7905224-9 of power capacitors for reactive current compensation use exclusively AC power capacitors, to avoid that the power capacitors are loaded by life-reducing voltage, to lower the thyristor blocking voltage load to the mains voltage and to halve the system-related dead time after a given connection command to a maximum of half network period.
Denna uppgift löses i enlighet med de i patentkravet l angivna kännetecknen.This task is solved in accordance with those stated in claim 1 the characteristics.
Vid lösningen enligt uppfinningen upphäves växelspänningseffekt- kondensatorernas livslängdsminskande likspänningsbelastning, halvledarbrytarnas spärrspänningsbelastning minskas till nät- spänningen och den systembetingade dödtiden minskas jämfört med kända anordningar till maximalt en halv nätspänningsperiod.In the solution according to the invention, the AC power the lifetime reduction voltage of the capacitors, the cut-off voltage load of the semiconductor switches is reduced to the voltage and the system-related dead time are reduced compared to known devices for a maximum of half a mains voltage period.
Genom tyska publiceringsskriften 23 03 939.6 är känt ett för- farande för drift av en kondensator för att i ett växelströms- nät kompensera reaktivström i en av kondensator, halvledarbrytare och induktans bestående strömkrets. Därvid kopplas kondensatorn när spänningen vid halvledarbrytaren är lika med noll eller nästan noll, varvid kondensatorn i kvartsperioden före konden- satorns inkopplingstidpunkt till nätet förladdas till nätspän- ningens toppvärde och under nätkvartsperioden efter kondensa- torns frânslagning från nätet urladdas från nätspänningens toppvärde till spänningen noll eller i det närmaste noll.German publication 23 03 939.6 discloses a for operating a capacitor in order to mains compensate reactive current in one of the capacitor, semiconductor circuit breaker and the inductance current circuit. The capacitor is then connected when the voltage at the semiconductor switch is equal to zero or almost zero, the capacitor in the quarter of the period before the the connection time of the computer to the mains is pre-charged to the mains peak value and during the network quarter period after the condensation tower disconnection from the mains is discharged from the mains voltage peak value to voltage zero or almost zero.
Vid detta kända förfarande bildas svängkretsens induktans av det inre nätmotstândets induktiva komponent eller en speciell induktans anordnas, exempelvis en drosselspole, varvid nätin- duktansen och drosselinduktansen samverkar, eller vid ett fullständigt kompenserat nät enbart drosselns induktans tillsam- mans med kapacitansen bestämmer svängkretsens egenskaper.In this known method, the inductance of the swing circuit is formed by it the inductive component of the internal mains resistor or a special inductance is provided, for example a choke coil, whereby the mains the ductance and the choke inductance interact, or at one fully compensated network only the inductor of the choke together mans with the capacitance determines the properties of the swing circuit.
Kopplingstidpunkten för kondensatorns förladdning resp. utladd- ning inom kvartsperioden före resp. efter kondensatorns till- eller frånkoppling i nätet måste vid detta förfarande väljas med hänsyn till de storheter, som bestämmer svängkretsens egenskaper. Detta måste ske på det sättet att spänningens över- 7903224-9 4 fis 40 svängning vid kondensatorn sker exakt till de önskade värdena, speciellt nätspänningens toppvärde vid förladdning resp. värdet noll vid urladdning, så att detta urladdningsförfarandes till- lämpning är begränsad till anläggningar med givna höga serie- resonansfrekvenser.The connection time for the capacitor's pre-charge resp. discharged within the quarter period before resp. after the capacitor is or disconnection in the network must be selected in this procedure taking into account the quantities which determine the oscillation circuit characteristics. This must be done in such a way that the voltage 7903224-9 4 fart 40 oscillation at the capacitor takes place exactly to the desired values, especially the peak value of the mains voltage at pre-charge resp. the value zero on discharge, so that the discharge of this discharge procedure application is limited to plants with given high series resonant frequencies.
Uppfinningen skall nu närmare förklaras i anslutning till ett på bifogade ritningar återgivet utföringsexempel. Därvid visar fig. l en enfasig anordning för utövande av förfarandet enligt uppfinningen, fig. 2 den principiella uppbyggnaden av styranordningen för ' halvledarbrytaren enligt fig. l, fig. 3 de elektriska storheternas tidsmässiga förlopp vid effektkondensatorns tillslagning och fig. 4 de elektriska storheternas tidsmässiga förlopp vid en tvåstegssvängningsurladdning.The invention will now be explained in more detail in connection with a exemplary embodiments shown in the accompanying drawings. Thereby showing Fig. 1 shows a single-phase device for carrying out the method according to the invention, Fig. 2 shows the basic structure of the control device for the semiconductor switch according to Fig. 1, Fig. 3 shows the temporal course of the electrical quantities at switching on the power capacitor and Fig. 4 shows the temporal course of the electrical quantities at a two-stage oscillation discharge.
Den i fig. l återgivna anordningen innehåller en halvledarbrytare l, som till- och frânslår en av en induktans 3 och en effekt- kondensator 2 bestående seriesvängkrets till resp. från ett växelströmsnät 4 med spänningen UL. Halvledarbrytaren l består i detta ntföringsexempel av ett antiparallellt kopplat tyristor- par, som av en styrning 5 försörjes med styrströmsimpulser iG, som alstras i beroende av den vid halvledarbrytaren l förelig- gande spänningen US och den vid effektkondensatorn 2 föreliggande spänningen UC. Seriesvängkretsens induktans kan bestå av den in- duktiva komponenten av nätets inre motstånd, eller en separat drossel kan anordnas.The device shown in Fig. 1 contains a semiconductor switch 1, which turns on and off one of an inductance 3 and an power capacitor 2 existing series oscillation circuit to resp. from one AC mains 4 with voltage UL. The semiconductor switch 1 exists in this exemplary embodiment of an antiparallel coupled thyristor pairs, which are supplied by a control 5 with control current pulses iG, generated in dependence on that present at the semiconductor switch 1 current voltage US and that present at the power capacitor 2 voltage UC. The inductance of the series oscillation circuit may consist of the conductive component of the internal resistance of the network, or a separate one choke can be arranged.
Det i fig. 2 återgivna blockkopplingsschemat för styranordningen enligt fig. l innefattar en halvledarbrytare l, vars styr- elektrod är förbunden med en elektronisk brytare 52, som avger en styrpuls iG. Denna elektroniska brytare 52 är via en ström- försörjningsenhet 55 förbunden med en optokopplingsanordning 56, vars ingång påföres inkopplingskommandot Sin från en extern styrning eller reglering 6 för reaktivströmskompensation. En strömtransformator 58, vars primärlindning är kopplad i serie med halvledarbrytaren l är på sin sekundärsida förbunden med en anordning 54 för mätning av strömnollgenomgången. Denna anord- ning 54 är i sin tur förbunden med en styrlogiks 57 ingångar och strömförsörjningsenheten 55 samt halvledarbrytarens l anod. 40 s- 7903224-9 Till halvledarbrytarens l anod och katod har anslutits en an- ordning 53 för mätning av spänningsnollgenomgâng och en an- ordning 5l, som mäter spänningens tröskelvärden samt ström- försörjningsenheten 55. Styrlogikens 57 ingångar är förutom med utgången från anordningen 54 för strömnollgenomgångsmätning även förbunden med utgångarna från anordningen 53 för spännings- nollgenomgångsmätning och optokopplaren 56. Två ytterligare in- gångar på den elektroniska brytaren 52 är anslutna till styr- logikens 57 utgång och anordningen 51 för mätning av tröskel- värdesspänningen. Styrlogikens 57 utgång är dessutom förbunden med en av anordningens 51 ingångar.The block connection diagram for the control device shown in Fig. 2 according to Fig. 1 comprises a semiconductor switch 1, the control electrode is connected to an electronic switch 52, which emits a control pulse iG. This electronic switch 52 is via a current supply unit 55 connected to an optocoupler 56, the input of which is applied to the connection command Sin from an external control or regulation 6 for reactive current compensation. One current transformer 58, the primary winding of which is connected in series with the semiconductor switch 1 is connected on its secondary side to a device 54 for measuring the current zero crossing. This device ning 54 is in turn connected to the inputs of a control logic 57 and the power supply unit 55 and the anode of the semiconductor switch. 40 s- 7903224-9 An anode and cathode of the semiconductor switch l have been connected to an method 53 for measuring voltage zero crossing and an application order 51, which measures the voltage thresholds and the current the supply unit 55. The inputs of the control logic 57 are in addition to with the output of the current zero crossing measurement device 54 also connected to the outputs of the device 53 for voltage zero crossing measurement and the optocoupler 56. Two additional inputs times on the electronic switch 52 are connected to the control the output of the logic 57 and the device 51 for measuring the threshold the value voltage. The output of the control logic 57 is also connected with one of the inputs of the device 51.
De enskilda blocken i detta blockkopplingsschema är på vanligt sätt uppbyggda av förstärkare resp. logiska kopplingselement, varvid deras funktionssätt framgår av nedanstående beskrivning tillsammans med de i fig. 3 och 4 återgivna tidsdiagrammen för elektriska storheter vid effektkondensatorns till- och från- koppling.The individual blocks in this block wiring diagram are common ways built by amplifiers resp. logical coupling elements, their mode of operation being shown in the description below together with the time diagrams shown in Figs. 3 and 4 for electrical quantities at the supply and output of the power capacitor coupling.
Skall halvledarbrytaren l kopplas in måste en till-signal på- föras optokopplaren 56 så länge kondensatorn 2 skall förbli ansluten till nätet 4. Anordningen 53 för mätning av spännings- nollgenomgången alstrar efter varje positiv brytarspänningsnoll- genomgång (halvledarbrytarens anod-katodspänning) en impuls, som sedan i styrlogiken 57 kopplas med optokopplarens 56 utgångs- signal. Styrlogiken 57 ger då en impuls till den elektroniska brytaren 52, ett transistorsteg, varigenom detta friger styr- strömmen i för halvledarbrytaren l. Styrströmmen iG avges av en strömfögsörjningsenhet 55, som i sin tur tar sin effekt ur huvudströmkretsen genom att i halvledarbrytarens l frånslagnings- läge via en parallell gren till brytaren laddas en kondensator, och i inkopplingstillstånd via strömtransformatorn 58 och mätanordningen 54 för strömnollgenomgången från förbrukarström- men i avgrenas en ström. Anordningen 54 för mätning av ström- V nollgenomgången avger efter varje polaritetsomkastning i för- brukarströmmen iv en impuls till styrlogiken 57, för att upprätt- hålla förbrukarströmmen i V så länge en till~signal föreligger.If the semiconductor switch 1 is to be switched on, an on-signal must be the optocoupler 56 is moved as long as the capacitor 2 is to remain connected to the mains 4. The device 53 for measuring the voltage the zero crossing generates after each positive switching voltage zero passage (semiconductor switch anode-cathode voltage) a pulse, which is then coupled in the control logic 57 to the output of the optocoupler 56. signal. The control logic 57 then gives an impulse to the electronic switch 52, a transistor stage, thereby releasing the control the current i for the semiconductor switch l. The control current iG is emitted by a power supply unit 55, which in turn takes its power from main circuit by turning off the semiconductor switch 1 in the position via a parallel branch to the switch a capacitor is charged, and in the switch-on state via the current transformer 58 and the current zero crossing measuring device 54 from the consumer current but in a branch a stream branches off. The device 54 for measuring current V the zero crossing emits after each polarity reversal in user current iv an impulse to the control logic 57, to establish keep the consumer current in V as long as an additional ~ signal is present.
Förhållandena vid effektkondensatorns tillslagning förklaras närmare i anslutning till de i fig. 3 âtefgivna föf1Opp@n för 7905224-9 ~ ß pzs ¿4O nätväxelspänningen UL, spänningen vid effektkondensatorn UC, kondensatorströmmen iv, tillslagningsimpulsen Sin samt styr- impulsströmmen is i relation till tiden t.The conditions for switching on the power capacitor are explained more closely in connection with the föf1Opp @ n shown in Fig. 3 7905224-9 ~ ß pzs ¿4O the mains voltage UL, the voltage at the power capacitor UC, the capacitor current iv, the switch-on pulse Sin and the control the impulse current is in relation to the time t.
Strax före varje tillslagning förladdas effektkondensatorn 2 inte till nätspänningens UL toppvärde, utan halvledarbrytaren 1 får efter tillslagningskommandot Sin vid tidpunkten to i brytarspän- ningens Us positiva nollgenomgâng vid tidpunkten tl en kort styrströmimpuls iG. Utgår man från en oladdad effektkondensator 2 motsvarar i tillslagningsögonblicket brytarspänningen Us nätspänningen U, d.v.s. effektkondensatorn 2 kopplas vid nätspän ningen U = 0 till nätet 4, varigenom den stationära förbrukar- strömmen överlagras med utjämningsströmmar. Detta kan leda till att förbrukarströmmen iv inom en strömhalvperiod har en eller flera nollgenomgångar, vilket redan efter första nollgenomgången skulle leda till frånslagning av halvledarbrytaren l. Detta kan man förhindra om en anordning för mätning av strömnollgenomgångar sörjer för en förnyad styrströmimpuls till halvledarbrytaren 1 vid tidpunkten för nollgenomgången (tz). Förutom avgivningen av flera styrimpulser till halvledarbrytaren l kan denna även genom en långvarig styrimpuls hållas ständigt ledande. Under halvledarbrytarens l hela tillslagningstid sker i växelströms- nätet 4 med effektkondensatorns 2 hjälp en kompensation av reaktivström.Just before each switch-on, the power capacitor 2 is not pre-charged to the UL peak value of the mains voltage, without the semiconductor switch 1 receiving after the switch-on command Sin at time to in the switch voltage ningens Us positive zero review at the time tl a short control current pulse iG. Based on an uncharged power capacitor 2 corresponds at the moment of switching on to the switching voltage Us the mains voltage U, i.e. the power capacitor 2 is connected at mains voltage U = 0 to the network 4, whereby the stationary consumer the current is superimposed with equalizing currents. This can lead to that the consumer current iv within a current half period has one or several zero crossings, which already after the first zero crossing would lead to the switching off of the semiconductor switch l. This can a device for measuring current zero crossings is prevented provides a renewed control current pulse to the semiconductor switch 1 at the time of the zero crossing (tz). In addition to the delivery of several control pulses to the semiconductor switch 1 can also be present through a prolonged control impulse is kept constantly conducting. During the entire switch-on time of the semiconductor switch 1 takes place in AC network 4 with the help of the power capacitor 2 a compensation of reactive current.
De elektriska storheternas tidsmässig förlopp efter effektkonden- satorns tillslagningsorder Sin förklaras i anslutning till fig. 4. När optokopplarens 56 luminiscensdiod fr.o.m. tidpunkten t4 inte längre får någon signal, frånslås halvledarbrytaren l vid förbrukarströmmens iv nästföljande nollgenomgång. Vid denna tidpunkt ts spänningen UC över effektkondensatorn 2 stannar på detta spän- har nätspänningen UL uppnått sitt toppvärde och ningsvärde till tidpunkten ts, varvid inbyggda begränsare genom en ringa urladdning av kondensatorn 2 förhindrar ytterligare ökning av spänningen vid halvledarbrytaren l. Normalt kommer man att välja begränsarnas utlösningsspänning något högre för att undvika periodisk utlösning av bogränsarna.The temporal course of the electrical quantities according to the power The power-on order of the computer is explained in connection with FIG. 4. When the optocoupler 56's luminescence diode fr.o.m. the time t4 no longer receives a signal, the semiconductor switch 1 is turned off consumer zero iv next zero crossing. At this time ts the voltage UC across the power capacitor 2 stays at this voltage the mains voltage UL has reached its peak value and value at time ts, whereby built-in limiter through a slight discharge of the capacitor 2 further prevents increase in voltage at the semiconductor switch l. Normally will to select the tripping voltage of the limiters slightly higher to avoid periodic release of the boundary boundaries.
Spänningen vid halvledarbrytaren l erhålles av dífferensvn I riünderskrídvr .40 7 79øz224-9 brytarspänningen ett inställbart tröskelvärde Uschw (tidpunkt t7 resp. t 8) avger tröskelvärdesanordningen 51 en impuls till den elektroniska brytaren 52, som därefter kortvarigt släpper fram styrströmmen iG och styr halvledarbrytaren 1. I och med detta urladdas kondensatorn 2 delvis till en spänning, som är beroende av tröskelvärdet U samt effektkondensatorns 2 och induktansens Schw 3 värden. Vid tidpunkten ts avges på nytt en styrimpuls iG till halvledarbrytaren l, så att en ny urladdning av effektkon- densatorn 2 låter spänningen U över effektkondensatorn 2 sjunka C ungefär till värdet noll.The voltage at the semiconductor switch 1 is obtained by the differential signal I riünderskrídvr .40 7 79øz224-9 switching voltage an adjustable threshold value Uschw (time t7 resp. t 8) the threshold device 51 emits an impulse to it electronic switch 52, which then briefly releases control current iG and control the semiconductor switch 1. With this the capacitor 2 is partially discharged to a voltage which is dependent of the threshold value U as well as that of the power capacitor 2 and the inductance Schw 3 values. At time ts, a control pulse iG is again emitted semiconductor switch 1, so that a new discharge of the power con- the capacitor 2 drops the voltage U across the power capacitor 2 C approximately to the value zero.
Svängningsurladdningen i två eller flera steg innebär en avsevärd ökning av vilotiden för den styrbara halvledarbrytaren 1 och tillåter stora toleranser vid fastställandet av urladdnings- tidpunkten. Av de elektriska storheternas tidsmässiga förlopp kan lätt utläsas fördelarna med förfarandet enligt uppfinningen: Effektkondensatorn för nätets reaktivströmskompensation under- kastas en ren växelspänningsbelastning, varigenom olägenheterna med avseende på dess livslängdsbegränsning på grund av likströms- belastningar elimineras. Vidare belastas kondensatorbrytarens effekthalvledarelement spärrspänningsmässigt endast med den enkla nätspänningen, eftersom kondensatorspänningen i frânkopp- lat tillstånd är lika med noll. Vidare kan effektkondensatorns till- och frânslagningstidpunkter till nätet ligga både i nät- spänningens positiva och negativa toppvärde. Vidare möjliggöres en förladdning av effektkondensatorns spänning UC på värden, som är olika nättoppspänningen genom förskjutning av förladd- ningstidpunkten. Därvid ger en förskjutning i riktning mot nät- spänningstoppvärdet en förladdningsspänning, som är större än nätets toppspänning. Genom anpassningsförmågan på grund av för- och analogt även urladdningstidpunktens varierande är det vidare möjligt att förverkliga villkoren för en exakt utjämnings- strömfri koppling.The oscillation discharge in two or more stages means a considerable increasing the rest time of the controllable semiconductor switch 1 and allows large tolerances in the determination of discharge the time. Of the temporal course of the electrical quantities the advantages of the method according to the invention can be easily read: The power capacitor for the network's reactive current compensation is a pure AC load is thrown, causing the inconveniences with regard to its service life limitation due to direct current loads are eliminated. Furthermore, the capacitor switch is loaded power semiconductor element in terms of blocking voltage only with it simple mains voltage, since the capacitor voltage in the disconnection lazy state is equal to zero. Furthermore, the power capacitor can switch-on and switch-off times to the network are in both network the positive and negative peak values of the voltage. Furthermore, it is made possible a precharge of the power capacitor voltage UC on values, which are different from the mains voltage by displacement of the the timing. Thereby, an offset in the direction of the network voltage peak value a precharge voltage greater than mains peak voltage. Due to the adaptability due to and analogously also the time of discharge varies further possible to realize the conditions for an exact equalization powerless connection.
Medan vid det kända förfarandet enligt den inledningsvis om- nämnda tyska publiceringsskriften 23 03 939 kopplingstidpunkten för förladdning resp. urladdning-inom kvartsperioden före resp. efter kondensatorns till- eller frånslagning måste företrädesvis väljas med hänsyn till de svängningskretsens egenskaper bestäm- 7905224-9 s mande storheterna på sådant sätt att spänningen över kondensatorn 2 svänger in exakt till de önskade värdena, speciellt nät- spänningens toppvärde, föreligger vid förfarandet enligt upp- finningen icke längre någon sådan inskränkning.While in the known process according to the initial the said German publication 23 03 939 the time of connection for pre-charging resp. discharge-within the quarter period before resp. after the capacitor is turned on or off must preferably selected with regard to the characteristics of the oscillating circuit 7905224-9 s the quantities in such a way that the voltage across the capacitor 2 turns in exactly to the desired values, especially the network peak value of the voltage, is present in the process according to the finding no longer has any such restriction.
Claims (3)
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19782816361 DE2816361A1 (en) | 1978-04-13 | 1978-04-13 | METHOD FOR OPERATING A POWER CAPACITOR FOR BLIND CURRENT COMPENSATION |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| SE7903224L SE7903224L (en) | 1979-10-14 |
| SE442076B true SE442076B (en) | 1985-11-25 |
Family
ID=6037037
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| SE7903224A SE442076B (en) | 1978-04-13 | 1979-04-11 | PROCEDURE AND DEVICE FOR OPERATION OF POWER CONDENSERS FOR COMPENSATION OF REACTIVE DRUMS |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| CH (1) | CH650109A5 (en) |
| DE (1) | DE2816361A1 (en) |
| SE (1) | SE442076B (en) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3012511A1 (en) * | 1980-03-31 | 1981-10-08 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | METHOD AND DEVICE FOR Vibration-free switching on and off of a capacitor between two conductors of an alternating voltage network |
| JPS59110335A (en) * | 1982-12-14 | 1984-06-26 | 富士電機株式会社 | Thyristor type condenser switching device |
| DE3418658A1 (en) * | 1984-05-17 | 1985-11-21 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Method for connection of electronically switched capacitor-compensation installations such that the transient oscillations are small |
| DE19937069A1 (en) * | 1999-08-04 | 2001-02-15 | Zabel Wolf Dieter | Electric-electronic component for compensating inductive portions in electric AC voltage mains power supplies has a synchronous capacitor implemented as a hybrid, a capacitor, connectors and a synchronous switch. |
| DE19937661A1 (en) * | 1999-12-10 | 2001-02-22 | Nkt Cables Gmbh | Circuit for three-phase transmission system has reactive impedance selected or that can be selected so reactive power of system can be compensated at mains frequency or for harmonic(s) |
| DE112005003817A5 (en) | 2005-12-07 | 2008-11-06 | Siemens Aktiengesellschaft | Electrical power transmission device |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2303939C2 (en) * | 1973-01-24 | 1982-06-09 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Method for operating a reactive current compensation capacitor on an alternating current network |
-
1978
- 1978-04-13 DE DE19782816361 patent/DE2816361A1/en not_active Ceased
-
1979
- 1979-04-09 CH CH3344/79A patent/CH650109A5/en not_active IP Right Cessation
- 1979-04-11 SE SE7903224A patent/SE442076B/en not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CH650109A5 (en) | 1985-06-28 |
| DE2816361A1 (en) | 1979-10-25 |
| SE7903224L (en) | 1979-10-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6140800A (en) | Autonomous battery equalization circuit | |
| US4051425A (en) | Ac to dc power supply circuit | |
| US11264894B2 (en) | Converter and current control system thereof | |
| CN110061617A (en) | Switched capacitor converter and method for electric current when limiting its starting | |
| JP6342063B2 (en) | Power converter | |
| SE457302B (en) | A CONVERSION DRIVER PROTECTED WITH REGARD TO THE POWER AND TENSION RATE SPEED | |
| US4736286A (en) | Switching power supply | |
| SE500589C2 (en) | Low-loss boost converter through limited back current in the main diode | |
| AU608854B2 (en) | High voltage DC power supply | |
| SE442076B (en) | PROCEDURE AND DEVICE FOR OPERATION OF POWER CONDENSERS FOR COMPENSATION OF REACTIVE DRUMS | |
| US6255806B1 (en) | Supply device for power supply to an electronic unit in a semiconductor valve in a shunt-connected thyristor-switched capacitor | |
| FI62442C (en) | MATNING AV HYSTERESSPAENNING TILL EN GENERATOR FOER SYNKRONISERING AV AVLAENKNINGEN | |
| JPS611228A (en) | Charging circuit | |
| EP2928066A1 (en) | A high efficiency commutation circuit | |
| US6836413B2 (en) | Current-powered converted with energy recovery clamping circuit | |
| JP6782474B2 (en) | Thermoelectric conversion element output control device | |
| SU549794A1 (en) | AC Voltage Regulation Device | |
| CN211530757U (en) | Compensation capacitor selection circuit for capacitor cabinet | |
| RU2771461C1 (en) | Power supply unit with a current input | |
| US20220116034A1 (en) | Switching arrangement | |
| US5038052A (en) | Double swing power unit | |
| SU1418845A1 (en) | Device for charging accumulating capacitors of relay protection system | |
| SU1277074A1 (en) | Pulsed d.c.voltage stabilizer | |
| SE440716B (en) | SINGLE OR MULTIPLE SEQUENCE CONTROL, FORCULATABLE BRIDGING | |
| RU2598772C1 (en) | Device for testing inductive electric meters |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| NUG | Patent has lapsed |
Ref document number: 7903224-9 Effective date: 19900411 Format of ref document f/p: F |