SE431915B

SE431915B - LIMIT VALUE SIGNAL DEVICE FOR EXCHANGE SIGNALS AND USE THEREOF

Info

Publication number: SE431915B
Application number: SE7808647A
Authority: SE
Inventors: R M Mcculloch
Original assignee: Danfoss As
Priority date: 1977-08-16
Filing date: 1978-08-15
Publication date: 1984-03-05
Also published as: NL185539B; SE7808647L; NL7807981A; DE2736783C3; DE2736783B2; DK357578A; DK159336C; NL185539C; GB2002983B; GB2002983A; JPS5432366A; DK159336B; DE2736783A1

Description

_ i fsamasrv-v riktade spänningen består av oglättade enkelpulser och att med komparatorns utgång ett första vippsteg är förbundet, som vid växling från den första till den andra potentialen omedelbart övergår från ett första till ett andra vipptillstånd och vid växling från den andra till den första potentialen återgår till det första tillståndet efter en första fördröjningstid, som åt- minstone i huvudsak är lika med tidsavståndet mellan efter varand- ra följande enkelpulser. in the fsamasrv-v directional voltage consists of un smoothed single pulses and that with the output of the comparator a first tilting stage is connected, which when switching from the first to the second potential immediately transitions from a first to a second tilting state and when changing from the second to the first the potential returns to the first state after a first delay time, which is at least substantially equal to the time interval between successive single pulses.

Om amplituden hos den första enkelpulsen vid denna anord- ning överstiger referensspänningen, reagerar ej enbart kompara- torn utan även det första vippsteget. Om enkelpulsens amplitud omedelbart därefter åter underskrider referensspänningen, kvar- står emellertid vippsteget i sitt andra vipptillstånd intill slu- tet av den första fördröjningstiden. Om återkommande pulser med alltför stor amplitud uppträder, återkommer fördröjningstiden ständigt, vilket innebär, att det andra vipptillstândet bibehålles, tills fenkelpulsernas amplitud åter avtagit. Härigenom uppnås ej enbart omedelbar reaktion utan även stabil drift. Det är därför tillräckligt, om den första fördröjningstiden vid envägslikrikt- ning i huvudsak är lika med varaktigheten av en period. Härigenom sker även återställningen med mindre fördröjning. En ännu korta- re fördröjningstid av ca en halv period är tillräcklig vid två- vägslikriktning, som under alla förhållanden kräver något mera komplicerad koppling. i För bildande av den första fördröjningstiden är det ända- målsenligt att mellan komparatorn och vippsteget inkoppla en RC-krets, vars motstånd är shuntat av en diod. När kondensator- strömmen flyter genom motståndet, erhålles önskad fördröjnings- p tid. I den motsatta riktningen är motståndet kortslutet av dio- den, så att kondensatorn praktiskt taget omedelbart antar spän- ningen vid komparatorns utgång.If the amplitude of the first single pulse in this device exceeds the reference voltage, not only the comparator but also the first toggle stage reacts. However, if the amplitude of the single pulse immediately afterwards falls below the reference voltage again, the toggle stage remains in its second toggle state until the end of the first delay time. If recurring pulses with excessive amplitude occur, the delay time constantly returns, which means that the second toggle state is maintained until the amplitude of the fennel pulses has decreased again. This not only achieves an immediate reaction but also stable operation. It is therefore sufficient if the first delay time for one-way rectification is substantially equal to the duration of a period. In this way, the reset also takes place with less delay. An even shorter delay time of about half a period is sufficient for two-way rectification, which in all conditions requires a somewhat more complicated connection. i To form the first delay time, it is expedient to connect an RC circuit between the comparator and the rocker stage, the resistance of which is shunted by a diode. When the capacitor current flows through the resistor, the desired delay time is obtained. In the opposite direction, the resistor is short-circuited by the diode, so that the capacitor practically immediately assumes the voltage at the output of the comparator.

Det är visserligen av intresse, att signaleringsanord- ningen reagerar omedelbart, men ofta är det önskvärt att säker- ställa, att en meddelandesignal ej avges redan vid uppträdande av en enstaka störpuls. Detta uppnås därigenom, att efter det första vippsteget ett andra vippsteg är inkopplat, som följer det första stegets övergång från det första till det andra till- ståndet efter en andra fördröjningstid, som är längre än den första fördröjningstiden. På detta sätt kan störsignaler, vilkas 7 868647- 7 \N varaktighet är mindre än skillnaden mellan de båda fördröj- ningstiderna, ej åstadkomma utlösning av meddelandesignalen.Although it is of interest that the signaling device responds immediately, it is often desirable to ensure that a message signal is not emitted already in the event of a single disturbing pulse. This is achieved in that after the first tilting stage a second tilting stage is switched on, which follows the transition of the first stage from the first to the second state after a second delay time, which is longer than the first delay time. In this way, interference signals, the duration of which is less than the difference between the two delay times, cannot trigger the message signal.

Ej heller den andra fördröjningstiden bör vara alltför lång utan högst vara lika med i huvudsak varaktigheten av två perioder.Nor should the second delay time be too long, but at most equal to essentially the duration of two periods.

På detta sätt kan uppnås, att hänsyn till störpulser med längden en period med säkerhet ej tages. Eftersom störpulser emellertid i regel har avsevärt kortare längd, är det i praktiken tillräck- ligt att välja den andra fördröjningstiden endast något längre än varaktigheten av en period. För bildande av den andra för- dröjningstiden kan en RC-krets vara inkopplad mellan det första och det andra vippsteget. Denna krets aktrar i det ena vipptill- ståndet den andra fördröjningstiden och i det andra vipptillstån- det en tredje fördröjningstid, som förhindrar alltför tidigt av- brott av meddelandesignalen till följd av en störpuls.In this way it can be achieved that disturbance pulses with the length of a period are certainly not taken into account. However, since interfering pulses generally have a considerably shorter length, in practice it is sufficient to select the second delay time only slightly longer than the duration of a period. To form the second delay time, an RC circuit can be connected between the first and the second toggle stage. This circuit transmits in one toggle state the second delay time and in the other toggle state a third delay time, which prevents premature interruption of the message signal due to a disturbance pulse.

Referensingången är med fördel via ett första delnings- motstånd förbunden med en inställbar spänning och via ett andras delningsmotstånd och en medelst vipptillståndet hos ett tredje vippsteg styrd elektronisk strömställare med nollpotential. Det- ta leder till hysteresformig ändring av gränsvärdet. så att fort- löpande omställning undgås, när växelsignalens amplitud sänger något omkring gränsvärdet.The reference input is advantageously connected via a first division resistor to an adjustable voltage and via a division resistor of another and an electronic switch with zero potential controlled by means of the toggle state of a third toggle stage. This leads to a hysterical change in the limit value. so that continuous adjustment is avoided when the amplitude of the gear signal drops slightly around the limit value.

Vid en särskilt lämplig utföringsform avger komparatorn i det första vipptillståndet en l-signal, och i det andra vipp- tillståndet en O-signal, varvid det första vippsteget är en NAND- -grind, vars ena ingång är direkt förbunden med komparatorutgången och vars andra ingång via en parallellkoppling av ett motstånd och en diod är förbunden med samma utgång och via en kondensator med nollpotential, och det andra vippsteget är en NAND-grind, vars ena ingång är förbunden med ettpotential och vars andra in- gång via ett motstånd är förbunden med det första vippstegets ut- gång och via en kondensator med nollpotential, medan det tredje vippsteget är en NÅND-grind, vars båda ingångar är förbundna med utgången på det andra vippsteget och den elektroniska strömställa- ren är en transistor, vars bas via ett motstånd är förbunden med utgången på det tredje vippsteget, och meddelandesignalen är ut- tagbar från utgången på det andra och/eller det tredje vippsteget.In a particularly suitable embodiment, the comparator emits an 1 signal in the first toggle state, and an O signal in the second toggle state, the first toggle stage being a NAND gate, one input of which is directly connected to the comparator output and the other of which input via a parallel connection of a resistor and a diode is connected to the same output and via a capacitor with zero potential, and the second toggle stage is a NAND gate, one input of which is connected to a potential and whose other input is connected via a resistor with the output of the first toggle stage and via a capacitor with zero potential, while the third toggle stage is a NAND gate, both inputs of which are connected to the output of the second toggle stage and the electronic switch is a transistor, the base of which is via a resistor is connected to the output of the third toggle stage, and the message signal is removable from the output of the second and / or the third toggle stage.

Det extra tredje vippsteget säkerställer, att strömställaren slu- ter och bryter på rätt sätt och att den binära meddelandesignalen valfritt även kan uttagas i inverterad form. ' 4 I ifdﬁâšiïß? 4, rst är särskilt ändamålsenligt, när meaaeisnassignsisn vid användning av en växelströmsmatad kompressor överstyr dess regleringssígnal. Växelströmmen kan eventuellt efter transforma- ring omedelbart efter likriktningen i form av enkelpulser till- föras sígnalingången på komparatorn. Om överström uppträder, bil- das omedelbart eller senast efter helt få. perioder en meddelande- signal, som styr kompressorns kapacitetsregulator in i området för lägre kapacitet. Härigenom avlastas kompressorn och motor- strömmen avtar. Så snart över-strömmen eliminerats på detta sätt, bortfaller meddelandesignalen och kapacitetsregulatorn fortsät- ter att arbeta normalt. På ingångssidan kan sekundärlindningen på en strömtransformator pâ. ena sidan vara förbunden med noll- potential och på den andra sidan via ett längsmotstånd med kom- paratorns signalingång, varvid ett tvämotstånd är inkopplat före längsmotståndet och en tvärdiod efter detsamma. Hotstånden be- gränsar de uppträdande strömmar-na och dioden tjänar till likrikt- ning. Enligt en särskilt lämplig utföringsform omfattarikapaci- tetsregulatorn ett ställelement, som i beroende av reglerings- avvikelser ärinställbart medelst ett uppåt-omkopplingssteg och ett nedåt-omkopplingssteg, varvid meddelandesignalen oberoende av regleringsavvikelserna aktiverar nedât-omkopplingssteget och avaktiverar uppât-omkopplingssteget. Även om meddelandesignalen endast föreligger i binär form, kan överströmmen på detta sätt med önskad säkerhet snabbt reduceras.The extra third toggle stage ensures that the switch closes and breaks correctly and that the binary message signal can optionally also be extracted in inverted form. '4 I ifd ﬁ âšiïß? 4, rst is particularly expedient when the maaeisnassignsisn when using an AC-supplied compressor overrides its control signal. After transformation, the alternating current can possibly be applied immediately after the rectification in the form of single pulses to the signal input on the comparator. If overcurrent occurs, it is formed immediately or at the latest after very few. periods a message signal, which controls the compressor's capacity regulator into the area of lower capacity. This relieves the compressor and the motor current decreases. As soon as the overcurrent is eliminated in this way, the message signal lapses and the capacity controller continues to operate normally. On the input side, the secondary winding of a current transformer can on. on the one hand be connected to zero potential and on the other side via a longitudinal resistor to the signal input of the comparator, a transverse resistor being connected before the longitudinal resistor and a transverse diode after the same. The threat levels limit the current currents and the diode serves as a rectifier. According to a particularly suitable embodiment, the capacity capacitor comprises a switching element which, depending on control deviations, is adjustable by means of an up-switching step and a down-switching step, the message signal activating the down-switching step up and down-switching-up step independently of the control deviations. Even if the message signal is only in binary form, the overcurrent can be quickly reduced in this way with the desired certainty.

Uppfinningen beskrivas närmare nedan i exempelform med ledning* av åtﬂjande ritning där fig. l visar kopplingsschemat för signaleringsanordningen enligt uppfinningen, fig. 2 i form av ett diagram den hysteresartade ändringen av gränsvärdet, fig. 5 :förloppet för spänningar på olika ställen i kopplingen och fis; 4 en kompressor för en kylanläggning med kapacitetsregula- tor, som kan påverkas av anordningen enligt uppfinningen. i Vid den i fig. l visade gränsvärdesignaleringsanordningen övervakas en motorström IM, som flyter genom primärlindningen på en transformator Tr, genom vars sekundärlindning sekundärströmmen IS flyter. Sekundärlindningen är i sin ena ände förbunden med en ledning 10 med nollpotential och i sin andra ände via ett längs- motstånd Bl med den inverterande ingången eller signalingången på en komparator ICl. Före längsmotståndet befinner sig ett tvär- motstånd H2 med jämförelsevis lågt motstândsvärde, t.ex. 5 ohmJ 7aos647- 7 och efter detsamma en tvärdiod Dl. Sekundärströmmen IS alstrar över tvärmotståndet R2 en växelspänning VM, vars negativa del bringas till overksamhet medelst dioden Dl och motståndet Bl.The invention is described in more detail below in exemplary form with reference to the accompanying drawing, in which Fig. 1 shows the wiring diagram of the signaling device according to the invention, Fig. 2 in the form of a diagram the hysterical change of the limit value, Fig. 5: the course of voltages at different points in the circuit and fart; 4 shows a compressor for a cooling system with a capacity regulator, which can be actuated by the device according to the invention. In the limit signaling device shown in Fig. 1, a motor current IM, which flows through the primary winding of a transformer Tr, is monitored, through whose secondary winding the secondary current IS flows. The secondary winding is connected at one end to a line 10 with zero potential and at its other end via a longitudinal resistor B1 to the inverting input or signal input of a comparator IC1. Before the longitudinal resistance there is a transverse resistance H2 with a comparatively low resistance value, e.g. 5 ohmJ 7aos647- 7 and after that a cross diode D1. The secondary current IS generates across the transverse resistor R2 an alternating voltage VM, the negative part of which is deactivated by means of the diode D1 and the resistor B1.

Härvid är motståndet Rl valt på sådant sätt, att inströmmen under den negativa halvvågen fortfarande befinner sig inom det säkra området. Till följd härav uppträder i huvudsak enbart de positiva halvvågorna såsom enkelpulser Vè vid signalingången på komparatorn IGl. Den icke-inverterande ingången eller referens- ingången på komparatorn ICl är å ena sidan via ett motstånd RB förbunden med uttaget på en potentiometer P, medelst vilken en gränsvärdespänning VG är inställbar, och å andra sidan via ett motstånd R4 och kollektor-emitter-sträckan i en transistor S med nollpotentialen på ledningen 10. Till följd härav uppkommer i beroende av transistorns S omknpplingstillstànd två inspänningar VE, nämligen VEI = VG och v=mv EâkšïïåïïG Utspänningen VC från komparatorn ICl har i det första vipp- tillståndet, då nämligen toppvärdet av spänningen VM är mindre än inspänningen VE, ettpotential och nollpotential i det andra vipp- tillståndet, när toppvärdet överskrider inspänningen VE.In this case, the resistor R1 is selected in such a way that the inflow during the negative half-wave is still within the safe range. As a result, essentially only the positive half-waves appear as single pulses Vè at the signal input of the comparator IG1. The non-inverting input or reference input of the comparator IC1 is connected on the one hand via a resistor RB to the terminal of a potentiometer P, by means of which a limit voltage VG is adjustable, and on the other hand via a resistor R4 and the collector-emitter section in a transistor S with the zero potential on the line 10. As a result, depending on the switching state of the transistor S, two voltages VE arise, namely VEI = VG and v = mv. EâkšïïåïïG The output voltage VC from the comparator IC1 has in the first toggle state, namely the peak value of the voltage VM is less than the input voltage VE, one potential and zero potential in the second toggle state, when the peak value exceeds the input voltage VE.

Efter komparatorn ICl är ett första vippsteg IC2 i form av en NAND-grind inkopplat, vars första ingång är direkt förbun» den med komparatorns utgång, medan dess andra ingång via en parallellkoppling av ett motstånd R5 och en diod D2 är förbunden med komparatorns utgång och via en kondensatorn Cl med ledningen 10. Så länge VG = l, är kondensatorn Cl uppladdad till ettpoten- tial, så att båda ingångarna på vippsteget IC2 har hög potential och utspänningen Vol = 0. Om VC = O, urladdas kondensatorn Cl praktiskt taget omedelbart via dioden D2, så att V61 = l. Om spän- ningen Vc stiger till 1, måste kondensatorn Gl så småningom upp- laddas via motståndet R5, tills NÅND-grindens positiva tröskel- spänning överskrides. Detta leder till en första fördröjningstid tl. Först då återgår Vbl till O.After the comparator IC1, a first toggle stage IC2 in the form of a NAND gate is connected, the first input of which is directly connected to the output of the comparator, while its second input is connected via a parallel connection of a resistor R5 and a diode D2 to the output of the comparator and via a capacitor C1 with the line 10. As long as VG = 1, the capacitor C1 is charged to one potential, so that both inputs on the toggle stage IC2 have a high potential and the output voltage Vol = 0. If VC = 0, the capacitor C1 is discharged practically immediately via the diode D2, so that V61 = 1. If the voltage Vc rises to 1, the capacitor G1 must eventually be charged via the resistor R5, until the positive threshold voltage of the NÅND gate is exceeded. This leads to a first delay time tl. Only then does Vbl return to O.

Efter det första vippsteget följer ett andra vippsteg IC5 åter i form av en NAND-grind, vars ena ingång är förbunden med .I 'i faﬁesiv--v 6 ledningen ll för l-potential och vars andra ingång via ett mot- stånd 116 är förbunden med utgången på vippsteget IC2 och via en kondensator G2 med ledningen 10 för nollpotential. När därför Vol =p O, uppträder vid utgången spänningen V02 = l. Om nu Vol ökar till le, uppladdas kondensatorn G2 så småningom via motstån- det H6; Efter en förutbestämd andra fördröjnzingstid t2 överskri- des vippstegets ICB positiva tröskelvärde ooh övergår först då V02 till O. Om nu V61 återgår till O, -urladdas kondensatorn G2 via motståndet H6. Efter en förutbestämd fördröjningstid 1:5 un- derskrides det negativa tröskelvärdet och först då blir utsigna- len V02 = l. i i s i Efter det andra vippsteget följer ett tredje vippsteg 104 í-form av en HAND-grind, som uteslutande tjänstgör såsom inver- terare. Dess utsignal V05 är därmed en i förhållande till sig- nalen V02 inverterad signal. Vid signalen V02 tjänstgör O-sig- ' nalen och vid signalen V05 l-signalen såsom meddelandesignal för överström. j Basen i transistorn S är via ett basmotstånd R? förbunden med utgången på vippsteget 104. När över-ström blivit fastställd, är transistorn S ständigt ledande och reduceras därmed inspän- ningen VE till komparatorn. Detta framgår av fig. 2, där toppvär- det av mätspänningen VM visas som funktion av utspänningen V05 från vippsteget 104. Komparatorn reagerar, när mätspänningen VM överskrider ingångsvärdet VEl. Omêdelbart därefter blir V05 = l och blir transistorn S ledande. Detta leder till reducering av inspänningen till VEZ, vilket innebär, att mätspänningens VM amplitud måste underskrida detta reducerade värde, innan V05 åter kan bli lika med O.After the first flip-flop, a second flip-flop IC5 follows again in the form of a NAND gate, one input of which is connected to. connected to the output of the toggle stage IC2 and via a capacitor G2 to the line 10 for zero potential. Therefore, when Vol = p 0, the voltage V02 = 1 appears at the output. If Vol now increases to le, the capacitor G2 is eventually charged via the resistor H6; After a predetermined second delay time t2, the positive threshold value IC0 of the flip-flop is exceeded and only then V02 passes to O. If now V61 returns to 0, the capacitor G2 is discharged via the resistor H6. After a predetermined delay time of 1: 5, the negative threshold value is exceeded and only then does the output signal V02 = 1. iisi. After the second tilting step, a third tilting step 104 follows in the form of a HAND gate, which serves exclusively as an inverter. . Its output signal V05 is thus a signal inverted in relation to the signal V02. At the signal V02 the O-signal and at the signal V05 the 1 signal serves as a message signal for overcurrent. j The base of the transistor S is via a base resistor R? connected to the output of toggle stage 104. When overcurrent has been determined, transistor S is constantly conducting and thus the input voltage VE to the comparator is reduced. This is shown in Fig. 2, where the peak value of the measuring voltage VM is shown as a function of the output voltage V05 from the toggle stage 104. The comparator reacts when the measuring voltage VM exceeds the input value VE1. Immediately thereafter, V05 = 1 and the transistor S becomes conductive. This leads to a reduction of the input voltage to VEZ, which means that the amplitude of the measuring voltage VM must be less than this reduced value, before V05 can again be equal to 0.

Kopplingens verlmingssätt framgår av fig. 5. På rad l 'visas mätspänningen VM och enkelpulserna VS som funktion av tiden t. Vid tidpunkten a överskrider spänningen den såsom re- ferensspänning tjänstgörande inspänningen VEl. Vid denna tid- punkt övergår utspänningen VG från komparatorn från l till O.The heating mode of the connection is shown in Fig. 5. On line 1 'the measuring voltage VM and the single pulses VS are shown as a function of time t. At time a the voltage exceeds the voltage VE1 serving as reference voltage. At this time, the output voltage VG from the comparator changes from 1 to 0.

Samtidigt övergår utspänningen V01 från det första vippsteget IC2 till l. Vid tidpunkten b underskrider VM värdet VEl och blir VG åter lika med l. Vippsteget IC2 kan emellertid till följd av RC-kretsen RS, Gl ej omedelbart återställas utan först efter en fördröjningstid tl, såvida VG så länge kvarstått i l-tillstândet. Så emellertid ej fallet, eftersom värdet VEL 7 72113647- 7 ånyo överskrides vid tidpunkten c, så att VC = O. Kondensatorn Cl urladdas därför åter omedelbart och fördröjningstiden tl påbörjas på nytt vid tidpunkten d. Spänningen Vbl återgår till O, först sedan den verksamma inspänningen sista gånger under- skridits, i detta fall inspänningen VE2, dvs. vid tidpunkten e och fördröjt med fördröjningstiden tl, dvs. vid tidpunkten f.At the same time, the output voltage V01 changes from the first toggle stage IC2 to 1. At time b, the VM falls below the value VE1 and becomes VG again equal to 1. However, as a result of the RC circuit RS, G1, the toggle stage IC2 can not be reset immediately but only after a delay time t1, unless VG has remained in the l state for so long. However, this is not the case, since the value VEL 7 72113647- 7 is again exceeded at time c, so that VC = O. The capacitor C1 is therefore discharged again immediately and the delay time t1 is started again at time d. The voltage Vbl returns to 0, only after the active the input voltage has been exceeded for the last time, in this case the input voltage VE2, ie at time e and delayed by the delay time t1, i.e. at the time f.

Man inser utan vidare, att detta arrangemang fungerar, när för- dröjningstiden tl åtminstone i huvudsak är lika med varaktigheten av perioden T. Även om l-signalen i utspänningen Vól redan kan användas såsom meddelandesignal för överström, är vippsteget IC5 samord- nat med RC-kretsen R6, G2 för att eliminera störpulser, så att spänningens V62 övergång från l till O först sker med fördröj- ningstiden tg senare än tidpunkten a, dvs. vid tidpunkten g. Om man förutsätter, att komparatorns reaktion mellan tidpunkterna a och b ej sker till följd av någon överström utan till följd av en enskild störpuls, skulle spänningen Vol redan vid tidpunk- ten h, dvs. med tiden tl senare än b, återgå till O. Eftersom kondensatorn G2 ej uppladdas ytterligare, kan ej heller vipp- steget IC5 reagera, så att dess utspänning V62 behåller sitt 1- -värde. Någon meddelandesignal angående överström avges ej. Man finner, att samtliga enskilda störpulser undertryckes på detta sätt, vilkas varaktighet är mindre än tg - tl.It will be readily appreciated that this arrangement works when the delay time t1 is at least substantially equal to the duration of the period T. Although the l-signal in the output voltage Vol can already be used as the message signal for overcurrent, the toggle stage IC5 is coordinated with RC circuit R6, G2 to eliminate interference pulses, so that the transition of voltage V62 from 1 to 0 only takes place with the delay time tg later than the time a, ie. at time g. If it is assumed that the comparator's reaction between times a and b does not take place as a result of any overcurrent but as a result of a single disturbance pulse, the voltage Vol would already be at time h, ie. with the time t1 later than b, return to 0. Since the capacitor G2 is not further charged, the toggle stage IC5 can not react either, so that its output voltage V62 retains its 1- value. No message signal regarding overcurrent is emitted. It is found that all individual perturbations are suppressed in this way, the duration of which is less than tg - tl.

Om emellertid återkommande enkelpulser uppträder, bibe- håller spänningen V61 även l-värde och övergår efter fördröj- ningstiden ta spänningen Vba till O och spänningen V65 till 1.However, if recurring single pulses occur, the voltage V61 also maintains a l-value and passes after the delay time to take the voltage Vba to 0 and the voltage V65 to 1.

Detta senare medför, att referensinspänningen VEI reduceras till VÉ2. Detta tillstånd kvarstår, tills utspänningen V61 från vippsteget IC2 vid tidpunkten f återgår till O. Efter fördröj- ningstiden tå, dvs. vid tidpunkten i, antar även spänningen V02 åter l-värdet och spänningen VÖ5 O-värdet. Härigenom bringas även åter den ursprungliga referensspänningen VEl till verksam- het.This latter means that the reference voltage VEI is reduced to VÉ2. This condition remains until the output voltage V61 from the rocker stage IC2 at time f returns to 0. After the delay time toe, ie. at time i, the voltage V02 again assumes the l-value and the voltage VÖ5 the O-value. In this way, the original reference voltage VE1 is also brought back into operation.

Eftersom störpulser överlagras på mätspänningen VM, kan ej enbart de positiva störpulserna simulera ett överskridande av gränsvärdet utan även negativa störpulser ett underskridande av gränsvärdet. Dessa negativa störpulser bringas på liknande sätt overksamhet genom fördröjningstiderna tl och tå, på samma sätt som beskrivits med hänsyn till de positiva störpulserna L 7f8ï~=E¥f8=647 ~ 7 s samband med fördröjningstiden ta. Denna undertryclming av stör- pulser är särskilt viktig, när mätspänningens amplitud befinner sig inom området mellan YEE och VEl, eftersom överlagringen av tämligen små störpulser skulle vara tillräcklig för att överskri- da nämnda värden nedåt eller uppåt.Since disturbance pulses are superimposed on the measuring voltage VM, not only the positive disturbance pulses can simulate an exceeding of the limit value but also negative disturbance pulses an underrun of the limit value. These negative disturbance pulses are similarly rendered inactive by the delay times t1 and toe, in the same way as described with respect to the positive disturbance pulses L 7f8ï ~ = E ¥ f8 = 647 ~ 7 s associated with the delay time ta. This suppression of disturbance pulses is particularly important when the amplitude of the measuring voltage is in the range between YEE and VE1, since the superposition of rather small disturbance pulses would be sufficient to exceed said values downwards or upwards.

' Pig. 4 åskådliggör särskilt lämplig användning av signale- rlngsanordningen. En motor 12, som strömmatas via en huvudström- ställare 15 och ledningar 14, driver en skruvkompressor 15, som suger kylmedium från en förångare 16 och transporterar detta via en tryckledning 17 till en kondensor, från vilken kylmediet ef- ter dess övergång till vätskeform åter kan ledas till förångaren via ett strypställe. Längs skruven 18 i kompressorn 5 är en slid 19 rörlig, som vid förskjutning åt höger förkortar kompressorns 15 verksamma längd och därmed reducerar transporteffekten. Sli- den 19 förskjutes medelst en servomotor 20, som är manövrerbar genom öppning av en ventil 21 åt höger (kapacitet nedåt) och ge- nom öppning av en ventil 22 (kapacitet uppåt). Båda ventilerna bringas att öppna medelst ett nedåt-omkopplingselement 25 och ett uppåt-omkopplingselement 24, som styres från en signalgivare 25.'Pig. 4 illustrates a particularly suitable use of the signaling device. A motor 12, which is supplied via a main switch 15 and lines 14, drives a screw compressor 15, which sucks refrigerant from an evaporator 16 and transports this via a pressure line 17 to a condenser, from which the refrigerant after its transition to liquid form again can be led to the evaporator via a throttle point. Along the screw 18 in the compressor 5, a slide 19 is movable, which when displaced to the right shortens the effective length of the compressor 15 and thereby reduces the transport power. The slide 19 is displaced by means of a servomotor 20, which is operable by opening a valve 21 to the right (capacity downwards) and by opening a valve 22 (capacity upwards). Both valves are caused to open by means of a down-switching element 25 and an up-switching element 24, which is controlled from a signal sensor 25.

En motförångaren 16 anliggande temperaturgivare 26 ger tempera- turens ärvärde och en inställningsanordning 2? det önskade bör- värdet för temperaturen. Båda värdena jämföras i en blandare 28, så att regleringsavvikelsen tillföres signalgivaren 25 via sig- nalledningen 29. Såsom anges schematiskt vid signalgivaren, akti- veras, när regleringsavvikelsen överstiger ett förutbestämt po- sitivt värde, det ena omkopplingselementet och det andra omkopp- lingselementet, när regleringsavvikelsen underskrider ett förut- bestämt negativt värde. Kompressorns 15 kapacitet inställes där- för på sådant sätt, att förångaren 16 uppnår önskad temperatur.A temperature sensor 26 abutting against the evaporator 16 gives the actual value of the temperature and a setting device 2? the desired setpoint for the temperature. Both values are compared in a mixer 28, so that the control deviation is applied to the signal transmitter 25 via the signal line 29. As indicated schematically by the signal transmitter, when the control deviation exceeds a predetermined positive value, one switching element and the other switching element are activated. when the adjustment deviation falls below a predetermined negative value. The capacity of the compressor 15 is therefore adjusted in such a way that the evaporator 16 reaches the desired temperature.

Av signaleringsanordningen är transfomatorn Tr, poten- tiometern P, komparatorn ICl och de i ett block 50 kombinerade övriga kopplingsbeståndsdelarna enbart schematiskt visade. Ut- spänningen V05, som omedelbart efter överströmmens uppträdande antar hög potential, tillföras nedåt-omkopplingselementet 25, som aktiveras oberoende av signalgivaren 25 och bringar ventilen 21 att öppna. Samtidigt tillföras uppàt-omkopplingselementet 24 O-signalen i utspänningen V02 för att under alla förhållanden avaktivera detta element. Till följd härav förskjutes sliden 19 åt höger och reduceras kompressorns 15 transporteffekt. Härigenom 9 7sase47-7 sjunker även belastningen på. motorn 12 och därmed motorströmmen IM. Så snart överströmmen är eliminerad på detta sätt, arbetar kapacitetsregulatorn åter i beroende av signalgivaren 25.Of the signaling device, the transformer Tr, the potentiometer P, the comparator IC1 and the other switching components combined in a block 50 are only schematically shown. The output voltage V05, which assumes a high potential immediately after the occurrence of the overcurrent, is supplied to the down-switching element 25, which is activated independently of the signal sensor 25 and causes the valve 21 to open. At the same time, the up-switching element 24 is applied to the O signal in the output voltage V02 in order to deactivate this element in all conditions. As a result, the slide 19 is displaced to the right and the transport power of the compressor 15 is reduced. As a result, 9 7sase47-7 also drops the load on. the motor 12 and thus the motor current IM. As soon as the overcurrent is eliminated in this way, the capacitance regulator operates again in dependence on the signal transmitter 25.

Såsom framgår av hänvísningsbeteclmingarna för kompara- torn och de tre vippstegen, kan dessa delar utföras såsom inte- grerade kretsar.As can be seen from the reference numerals for the comparator and the three rocker stages, these parts can be designed as integrated circuits.

Claims

7808647-7 Patent claim 1. Limit signaling device for gear signals with a comparator, the signal input of which is supplied with an alternating signal such as rectified voltage and the reference input of which can be supplied with a limit value reference DC voltage and the output of which exceeds the limit value for forming a message signal changes from a first to a second value. , characterized in that the rectified voltage (VS) consists of un smoothed single pulses and that with the output of the comparator (IC1) a first tilting stage (IC2) is connected, smn \ dd alternating from the first to the second potential immediately transitions from a first to a second toggle state and when switching from the second to the first potential returns to the first state after a first delay time (t1), which is at least substantially equal to the time interval (T) between successive single pulses (VS) .

Device according to claim 1, characterized in that the delay time (t1) at one-way rectification is substantially equal to the duration of a period (T). '3. Device according to Claim 1 or 2, characterized in that an RC circuit (R5, C1) is connected, for the formation of the delay time (t1) between the comparator (IC1) and the tilting stage (IC2), the resistor ( R5) is shnmat of a diode (D2). Device according to Claim 1, 2 or 3, characterized in that after the first tilting stage (IC2) a second tilting stage (IC3) is connected, which follows the transition of the first stage from the first to the second state after a second delay time (t2), which is longer than the first delay time (e). Device according to claim 4, characterized in that the second delay time (t2) is at most substantially equal to the duration of two periods. Device according to Claim 4 or 5, characterized in that an RC circuit (R6, C2) is connected between the first (IC2) and the second toggle stage (IC3) to form the second delay time (tz). ). Device according to one of Claims 1 to 6, characterized in that the reference input is connected via a first division resistor (R3) to an adjustable voltage (VG) and via a second division resistor (R4) and an electronic switch (S) with zero potential controlled depending on the toggle state of a third toggle stage (IC4). Device according to claim 7, characterized in that the comparator (IC1) emits a 1-signal in the first toggle state and an O-signal in the second toggle state, that the first toggle stage is a NAND gate (IC2) , one input of which is directly connected to the comparator output and whose other input is connected via a parallel connection of a resistor (R5) and a diode (D2) to the same output and via a capacitor (C1) with zero potential, that the second toggle stage is a NAND gate (IC3), one input of which is connected to a potential and whose second input is connected via a resistor (R6) to the output of the first flip-flop and via a capacitor (C2) with zero potential, that the third flip-flop is a NAND gate (IC4), the two inputs of which are connected to the output of the second toggle stage, that the electronic switch (S) is a transistor, the base of which is connected via a resistor (R7) to the output of the third toggle stage , and that the message signal is removable from the output of the second and / or the third rocker stage. Use of a device according to any one of claims 1 to 8 in an AC-supplied compressor (15) for a cooling system with a capacity regulator, characterized in that the message signal overrides the compressor's control signal, that a current-transformer (Tr) secondary winding on one side is connected to zero potential and on the other side via a longitudinal resistor (R1) to the signal input of the comparator (IC1) and that a transverse resistor (R2) is connected before the longitudinal resistor and a cross diode (D1) after the same and that the capacitance regulator comprises a switching element (19 ), which is adjustable depending on control deviations by means of an up-switching step (24) and a down-switching step (23), and that the message signal independently of the control deviations activates the down-switching step and deactivates the up-switching step.