RU90572U1 - Обзорный приемник рлс с квазинепрерывным излучением гиперболического типа - Google Patents

Abstract

Обзорный приемник РЛС с гиперболическим квазинепрерывным излучением гиперболического типа, включающий последовательно соединенные первый частотный полосовой фильтр, связанный с выходом линейного приемного тракта РЛС, смеситель, гетеродинный вход которого подключен к выходу монохромного гетеродина, второй частотный полосовой фильтр, частотный режекторный фильтр предварительного первичного помехоподавления, аналого-цифровой преобразователь, цифровой фазовый детектор, цифровой фильтр повторной режекции помеховых колебаний, линейку узкополосных частотных фильтров, пороговое устройство, измеритель частотных сдвигов и вычислитель первичного дальностно-скоростного местоопределения обнаруженных целей, а также подключенный к установочным, пусковым и синхронизирующим входам цифровых элементов приемника блок синхронизации-управления, отличающийся тем, что он дополнительно содержит подключенную к линейному выходу приемного тракта РЛС h-элементную группу идентичных имеющемуся приемных каналов разной частотной настройки, а также h-канальный формирователь гетеродинных линейно-частотно-модулированных колебаний, причем гетеродинные входы смесителей (h) дополнительно введенных приемных каналов раздельно связаны с выходами многоканального формирователя гетеродинных линейно-частотно-модулированных колебаний, симметрично и равно-дискретно отстоящих от частоты сигнала монохромного гетеродина на величину k·FП при аналогичном ступенчатом изменении скорости линейной вобуляции их текущей мгновенной частоты kα, где - нумерация приемных каналов, h - величина скважности квазинепрерывного излучения РЛС, FП -

Description

Полезная модель относится к области радиолокации, конкретно, к обзорным приемникам РЛС с квазинепрерывным излучением (КНИ) и может быть использована в подсистемах совместного обнаружения и измерения время-частотных сдвигов принимаемых на фоне переотражений от земной поверхности локационных эхо-сигналов обзорных, многофункциональных и специализированных РЛС КНИ, в которых реализован режим гиперболической вобуляции периода следования и длительности зондирующих посылок.

Известен обзорный приемник РЛС с КНИ гиперболического типа [1], включающий последовательно соединенные первый частотный полосовой фильтр, связанный с выходом линейного приемного тракта РЛС, смеситель, гетеродинный вход которого подключен к выходу монохромного гетеродина, второй частотный полосовой фильтр, частотный режекторныи фильтр предварительного первичного помехоподавления, аналого-цифровой преобразователь, цифровой фазовый детектор, цифровой фильтр повторной режекции помеховых колебаний, линейку узкополосных частотных фильтров, пороговое устройство, измеритель частотных сдвигов и вычислитель первичного дальностно-скоростного местоопределения обнаруживаемых целей, а также подключенный к установочным, пусковым и синхронизирующим входам цифровых элементов приемника блок синхронизации-управления.

В основу построения и организации функционирования известного обзорного приемника положен принцип обработки локационных сигналов с разделением эхо-сигналов из несовпадающих элементов разрешения по дальности во временной области путем их временного стробирования [1, 2, 3]. Выполнение этой операции возлагается на группу электронных ключей, поочередно открываемых в каждом цикле запуска передатчика РЛС. Сформированные в каждом стробированном канале дальности пакеты импульсных эхо-сигналов далее подвергаются раздельной время-частотной обработке, включающей операции частотной режекции пассивных помех (паразитных переотражений от подстилающей поверхности РЛС, местных предметов и др.) и многоканальной узкополосной доплеровской фильтрации отрежектированных целевых пачечных эхо-сигналов. Превысившие первичный энергетический порог частотные фильтровые отклики целевых эхо-сигналов поступают на канальные измерители их частотных сдвигов (ИЧС). Полученная первичная измерительная информация, содержащая номера каналов дальности зарегистрированных сигналов обнаружения и оценки их частотных сдвигов, поступают в вычислитель первичного дальностно-скоростного местоопределения (ДСМ) обнаруженных целей. По завершению n - кратного зондирования пространства КHИ разной ЧПИ, накопленная в вычислителе ДСМ первичная измерительная информация преобразуется в искомые однозначно определенные оценки координат дальности и скорости обнаруженных целей [1, 2, 3].

Недостатком известного обзорного приемника РЛС с КНИ гиперболического типа с однозначной дальностью является его высокая аппаратурная сложность по причине необходимости чрезмерного распараллеливания обработки принятых локационных сигналов (ПЛС) по времени их запаздывания.

Технической задачей разработки полезной модели является снижение аппаратурной сложности обзорного приемника при допустимой для практики величине энергопотерь на обработку ПЛС.

Техническим результатом, обеспечивающим решение поставленной задачи, является сокращение требуемой канальности обзорного приемника путем бесстробовой схемы разделения принимаемых эхо-сигналов не во временной, как это реализовано в прототипе, а в частотной области.

Заявленный технический результат и решение поставленной задачи обеспечиваются тем, что обзорный приемник РЛС с квазинепрерывным излучением гиперболического типа, включающий последовательно соединенные первый частотный полосовой фильтр, связанный с выходом линейного приемного тракта РЛС, смеситель, гетеродинный вход которого подключен к выходу монохромного гетеродина, второй частотный полосовой фильтр, частотный режекторный фильтр предварительного первичного помехоподавления, аналого-цифровой преобразователь, цифровой фазовый детектор, цифровой фильтр повторной режекции помеховых колебании, линейку узкополосных частотных фильтров, пороговое устройство, измеритель частотных сдвигов и вычислитель первичного дальностно-скоростного местоопределения обнаруженных целей, а также подключенный к установочным, пусковым и синхронизирующим входам цифровых элементов приемника блок синхронизации-управления, согласно полезной модели, он дополнительно содержит подключенную к линейному выходу приемного тракта РЛС h-элементную группу идентичных имеющемуся приемных каналов разной частотной настройки, а также h-канальный формирователь гетеродинных линейно-частотно-модулированных колебаний, причем гетеродинные входы смесителей (h) дополнительно введенных приемных каналов раздельно связаны с выходами многоканального формирователя гетеродинных линейно - частотно модулированных колебаний, симметрично и равно-дискретно отстоящих от частоты сигнала монохромного гетеродина на величину k·F_П при аналогичном ступенчатом изменении скорости линейной вобуляции их текущей мгновенной частоты kα, где - нумерация приемных каналов, h - значение скважности квазинепрерывного излучения РЛС, F_П - среднее значение частоты повторения импульсов зондирующих посылок РЛС, α - скорость линейной вобуляции частоты повторения импульсов зондирующих посылок, а блок синхронизации-управления своими установочным, пусковым и синхронизирующим выходами дополнительно связан с одноименными входами формирователя гетеродинных линейно-частотно-модулированных колебаний и цифровых элементов дополнительно введенных приемных каналов разной частотной настройки.

Дополнительное подключение к линейному выходу приемного тракта РЛС h-элементной группы идентичных имеющемуся приемных каналов разной частотной настройки, а также h-канального формирователя гетеродинных линейно-частотно-модулированных колебаний с рациональным выбором значений их параметров позволяет более чем на порядок сократить требуемое количество каналов обработки обзорного приемника и, тем самым, решить поставленную техническую задачу, заключающуюся в снижении аппаратурной сложности обзорного приемника. В свою очередь снижение аппаратурной сложности обеспечивается построением обзорного приемника по бесстробовой схеме с разделением принимаемых эхо-сигналов не во временный, как это реализовано в прототипе, а в частотной области. В этом случае, благодаря представимости применяемого составного зондирующего сигнала и, соответственно, ответных эхо-сигналов в виде аддитивной смеси линейно-частотно модулированных (ЛЧМ) импульсов с малой девиацией частоты, требуемое количество каналов обработки составляет

N_∑M≈N_VR·(h+1),

где N_VR - требуемая канальность обзорного приемника для перекрытия всего диапазона доплеровских частотных сдвигов целевых эхо-сигналов;

h - значение скважности зондирующих посылок РЛС КНИ.

Для прототипа, в случае применения неэквидистантных КНИ гиперболического типа, требуемая канальность приемника составляет N_∑П≈N_R·N_Vr),

где N_R - требуемая канальность обзорного приемника по дальности.

С учетом относительной малочисленности высокоэнергоемких ЛЧМ - компонент исходной гиперболической НИП, суммарное количество которых в практике конструирования и создания РЛС КНИ с электровакуумными генераторными приборами не превосходит (h+1)=10..15 единиц (для РЛС КНИ с твердотельными активными ФАР это значение сокращается в двое), по требуемой канальности предлагаемая полезная модель выигрышно превосходит прототип в число раз ~[N_R/(h+1)]>10…100.

Графические материалы, поясняющие суть полезной модели, представлены на фиг.1-7.

На фиг.1 - представлена блок-схема обзорного приемника РЛС КНИ, на фиг.2 - функция амплитудного спектра гиперболической нерегулярной импульсной последовательности (НИП), на фиг.3а - трехмерное изометрическое изображение ФН гиперболической НИП, на фиг.3б и 3в - соответственно главные временное и частотное сечения ФН КНИ в виде эквидистантой РИП и гиперболической НИП, на фиг.4 - графическая иллюстрация результатов обнаружения и местоопределения пяти целей, полученных на компьютерной имитационно-стохастической модели обзорного приемника, на фиг.5 - блок-схема формирователя гетеродинных сигналов (ФГС) обзорного приемника, а на фиг.6 - эпюры сигналов на выходах элементов формирователя гетеродинных сигналов (ФГС).

Принципы построения и функционирования предлагаемой полезной модели базируются на следующих отправных положениях.

РЛС с КНИ гиперболического типа характеризуется применением составного многокомпонентного зондирующего сигнала (ЗС). Такой ЗС и, соответственно, ответные эхо-сигналы обладают возможностью его расщепления на ограниченное число взаимонепересекаемых в частотной области сигнальных линейно-частотно-модулированных ЛЧМ парциалов, каждому из которых в функции неопределенности (ФН) ЗС соответствует пространственно-локализованный фрагмент «ножевидной» формы. Конфигурация и ориентация фрагментообразующих парциалов ФН обладают поясняемой далее возможностью обеспечения высокой эффективности селекции движущихся целей (СДЦ) и однозначности первичных дальностно-скоростных измерений местонахождения обнаруженных целей.

Для иллюстрации отмеченных выше особенностей составного гиперболического НИП-сигнала на фиг.2, 3 приведены результаты компьютерных расчетов амплитудного спектра и двумерной ФН НИП, а также ее главных частотного и временного сечений (сплошные линии). При этом, в качестве исходных данных приняты следующие значения параметров гиперболической НИП:

- количество импульсов в пачке - N=700;

- скважность импульсной последовательности - h=8;

- соотношение начального и конечного периодов повторения импульсов T_i/T_N=1,5.

Для сравнения, на фиг.3в пунктиром приведено также главное временное сечение функции неопределенности РИП - сигнала с теми же характеристиками, но в отсутствие вобуляции периода следования и длительности зондирующих посылок. Для главных частотных сечений ФН РИП и НИП сигналов отмечается их полное совпадение.

Характерная для гиперболических КИИ неэквидистантность расстановки зондирующих импульсных посылок исключает возникновение «слепых» участков дальности при однократном зондировании пространства в практически значимой области зоны действия РЛС и обеспечивает возможность однозначного дальностно-скоростного местоопределения обнаруженных целей.

В отличие от известных сложных сигналов с унимодальной "квазикнопочной" ФН составляющие основу гиперболических НИП сигналы с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ), благодаря большой протяженности высокоуровневой эллипсоидной формы области ФН, характеризуются резко сниженными требованиями к канальным характеристикам обзорных приемников. Степень этого снижения при равенстве частотной и временной базы сопоставляемых сигналов определяется соотношением вида:

где N_R, N_V - требуемая канальность обзорного приемника по дальности и скорости при использовании в РЛС зондирующего сигнала (ЗС) с «квазикнопочной» ФН;

N_R~R_max-R_min/δR; N_V~V_max-V_min/δV_R,

где δR, δV_R - соответственно, разрешение по дальности и скорости, реализуемое при использовании ЗС с «квазикнопочной» ФН.

В рассматриваемом случае использования составного ЗС с малоиндексной вобуляцией ЧПИ снижение канальности обзорного приемника составляет γ≈N_R/(h+1)>50…100.

С учетом относительной малочисленности высокоэнергоемких ЛЧМ - компонент исходной гиперболической НИП в обзорном приемнике реализован принцип бесстробовой корреляционно-фильтровой обработки ПЛС при раздельной фильтрации их ЛЧМ-парциалов с последующей избирательной выборкой и суммированием результатов раздельной (поканальной) фильтрации ЛЧМ-парциалов.

Сложности многоканального векторного суммирования результатов корреляционной свертки ЛЧМ-парциалов, учитывающего фактор взаимно-неоднозначного соответствия дальностно-скоростных координат центров тяжести корреляционных пиков ЛЧМ-парциалов [1, 2, 3], преодолевается с допустимыми энергопотерями обработки ПЛС за счет применения некогерентного суммирования выходных корреляционных откликов раздельно фильтруемых ЛЧМ-парциалов ПЛС. Этому благоприятствует малочисленность каналов раздельной независимой обработки ЛЧМ-парциалов, определяемая скважностью зондирующих посылок. Согласно [1, 4], для практически значимого числа некогерентно суммируемых сигнальных выборок, не превосходящих 10..15 единиц, величина энергетических потерь при переходе от когерентного к некогерентному суммированию составляющих многокомпонентного сигнала не превосходит 1.5…2 дБ при D=0,9 и F=10^-7.

Обзорный приемник РЛС КНИ гиперболического типа (фиг.1) содержит подключенную к линейному выходу аналогового приемного тракта РЛС группу (2К+1) идентичных каналов обработки принятых локационных сигналов (ПЛС), каждый из которых, в свою очередь, содержит следующие элементы:

1k - полосовой фильтр для частотного выделения k-го ЛЧМ-парциала из входного многокомпонентного анализируемого сигнала

2k, 3k - частотный демодулятор k-го частотного приемного канала в составе смесителя (2.k), гетеродинный вход которого связан с k-тым выходом формирователя 4 гетеродинных ЛЧМ - колебаний, и полосового фильтра 3k;

5 - монохромный гетеродин центрального приемного канала с индексом k=0;

6k - режекторный фильтр (РФ) предварительного (первой ступени) помехоподавления;

7k - аналого-цифровой преобразователь (АЦП);

8k - цифровой фазовый детектор (ЦФД);

9k - режекторный фильтр второй ступени цифрового помехоподавления;

10k - линейку («гребенку») узкополосных частотных фильтров (ГЧФ);

11k - пороговое устройство (ПУ), блокирующее маломощные сигналы многоканальной фильтровой обработки;

12k - измеритель частотных сдвигов (ИЧС) сигналов превышения первичного энергетического порога;

13 - вычислитель первичного дальностно-скоростного местоопределения (ДСМ) обнаруженных целей;

14 - блок синхронизации-управления (БСУ).

Каналы группы (2К+1) идентичны по составу и схемному построению для обработки принятых локационных сигналов (ПЛС). Все элементы каналов обработки 1k…12k соединены последовательно и замыкаются на вычислитель 13 ДСМ. Вычислитель 12 первичного дальностно-скоростного местоопределения обнаруженных целей, подключенный к выходам измерителей частотных сдвигов всех (h+1) приемных каналов, содержит последовательно включенные блок решения комбинаторных пар линейных уравнений с двумя неизвестными, блок обнаружения целевых групп первичных дальностно-скоростных измерений и блок конечного дальностно-скоростного местоопределения обнаруженных целей (на фигурах не показано). Гетеродинные входы смесителей 7k дополнительно введенных приемных каналов обработки (с индексами k≠0) раздельно связаны с выходами многоканального формирователя 4 гетеродинных ЛЧМ колебаний, равнодискретно отстоящих от частоты сигнала МХГ на величину при аналогичном ступенчатом возрастании скорости вобуляции их несущей частоты - нумерация приемных каналов, _i - среднее значение ЧПИ зондирующих посылок РЛС, α - скорость линейной вобуляции ЧПИ зондирующих посылок.

Блок синхронизации-управления (БСУ) 14 своими установочным, пусковым и синхронизирующим выходами дополнительно связан с одноименными входами формирователя гетеродинных ЛЧМ колебаний (ФГС) 4 и цифровыми элементами дополнительно введенных каналов обработки.

Обзорный приемник РЛС с квазинепрерывным излучением гиперболического типа работает следующим образом.

Приведение приемника в исходное состояние завершается к моменту запуска передатчика РЛС, для чего БСУ 14 вырабатывается соответствующий сигнал «Установ», подаваемый на цифровые элементы приемника. В предрабочем исходном состоянии отсутствуют прием локационных сигналов, формирование гетеродинных сигналов ФГС 4 и работа всех остальных цифровых элементов приемника.

Принятый локационный сигнал (ПЛС) после усиления и переноса на ПЧ в широкой полосе частот, согласованной с эффективной шириной спектра одиночного импульса НИП с помощью (h+1) - элементного набора полосовых фильтров (ПФ) расщепляется на составные ЛЧМ-парциалы. После частотной демодуляции и предварительной аналоговой режекции помеховых колебаний, обусловленных паразитными переотражениями от подстилающей поверхности РЛС и местных предметов, принятый сигнал на промежуточной частоте (ПЧ) с помощью АЦП 7 преобразуется в эквидистантную многоразрядную (до 12-14 разрядов) последовательность цифровых сигнальных выборок (ЦСВ). Демодуляция ЛЧМ-парциалов осуществляется с помощью ЛЧМ гетеродинных сигналов, частоты и крутизна ЧМ которых согласованы с демодулируемыми составляющими ПЛС [1, 5].

Высокотемповая последовательность ЦСВ с частотой следования F_АЦП>Δf_R помощью ЦФД 8 трансформируется в низкотемповую последовательность видеочастотных квадратурных пар ЦСВ с частотой следования F_B>2·Δf_R=2/ _и. После повторной одно(много-)зонной цифровой режекции помеховых колебаний анализируемый сигнал расфильтровывается в каждом из (h+1) приемных каналов ГЧФ 10 по методу БПФ. Сигналы многоканальной частотной фильтрации, превышающие первичный энергетический порог, поступают на ИЧС 12, где оцениваются координаты центров тяжести локальных максимумов сформированных спектральных распределений. Сформированный массив частотных измерений вычислителем ДСМ 13 преобразуется в искомые первичные координатные оценки.

В общем случае при рассматриваемом корреляционно-фильтровом методе приема ЛЧМ-сигналов, аддитивная смесь которых образуют гиперболическую НИП, величина частотного смещения целевого эхо-сигнала относительно опорного определяется суммой вида [1,5]

где: Δω_R - частотное рассовмещение ЛЧМ эхо-сигнала цели относительно излученного зондирующего ЛЧМ-колебания, обусловленное временным запаздыванием эхо-сигнала и его частотной девиацией Δω_c

- угловая скорость частотной перестройки ЛЧМ-сигнала длительностью Т_c при величине его частотной девиации Δω_c;

Δω_V - вышеупомянутое частотное рассовмещение, обусловленное доплеровским сдвигом эхо-сигналов

ω_H - несущая центральная частота ЛЧМ-сигнала;

V_R - радиальная скорость движения цели;

С - скорость света в свободном пространстве.

Идеализированное (без учета возможных пропусков целевых эхо-сигналов, наличия шумов приемника и недокомпенсированных помех) аналитическое представление несмещенных оценок поканальных частотных сдвигов ЛЧМ парциалов эхо-сигнала цели имеет вид

где - оценка измерения, сформированная на выходе ИЧС 12 k-го фильтрового канала, включающего «гребенку» узкополосных фильтров для Фурье - анализа демодулированного k-ого ЛЧМ парциала ПЛС;

α - скорость линейной вобуляции ЧПИ исходной НИП.

Ввиду малости различий доплеровских сдвигов ЛЧМ составляющих гиперболической НИП (по причине справедливости неравенств вида ω_Hk>>Δω_V и |ω_H(k+1)-ω_Hk|<<ω_Hk) можно считать вторую компоненту частотного сдвига (Δω_Vk) практически не зависящей от параметра k.

Заметим, что при k=0,

Обладающая избыточностью (h>2) система линейных уравнений (3) с двумя неизвестными (τ_ц и Δω_v) решается классическими методами линейной алгебры [6].

Решением (3) по данным пары измерений Δω_∑m и Δω_∑n

являются оценки искомых время-частотных сдвигов эхо - сигналов

Без учета возможного бланкирования корреляционно - фильтровых откликов помехонасыщенных ЛЧМ парциалов эхо-сигналов предельное количество независимо получаемых решений определяется как 0.5·[(h+1)²-(h+1)].

Реально измерения искажены по причине действия целого ряда деструктивных факторов (наличия шумов радиоприемных каналов и недокомпенсированных остатков помех, инструментальных погрешностей измерений и др.). Кроме этого, в единичном угловом элементе разрешения поискового объема РЛС возможно нахождение двух и более целей. В этой связи решение (4) на практике неприменимо и требуется использование высокоустойчивых в условиях воздействия перечисленных факторов статистических методов обработки измерений.

Основой эффективного статистического оценивания искомых время-частотных сдвигов целевых эхо-сигналов является мера компактности (плотности) размещения независимо полученных координатных оценок в пространстве реализуемых измерений (τ,Δω), посредством которой можно выявить факт вышеупомянутого группирования целевых измерений (отметок) относительно точки, соответствующей истинной оценке координат цели, и определить центр тяжести компактной целевой группы первичных измерений. Формализованной основой оценки правдоподобия гипотезы обнаружения "целевой группы измерений" и получения искомой координатной информации являются приводимый ниже алгоритм максимально правдоподобного обнаружения и оценивания параметров составных целевых эхо-сигналов.

где G(τ,ω_v) - количественная мера плотности группирования предварительных частных оценок временного запаздывания эхо-сигнала цели (τ∗) и его доплеровского сдвига (ω∗), полученных в соответствии с (4) с использованием комбинаторных пар первичных частотных измерений с индексами "m" и "n", m≠n, m>n;

- оценки предварительных первичных вычислений времени запаздывания (τ) и доплеровского сдвига (Δω_v) эхо-сигнала цели;

- конечные оценки искомых координат местонахождения цели;

В [τ,ω_v] - весовая строб-функция для учета влияния разброса предварительных первичных оценок на конечные результаты обнаружения и местоопределения цели, определяемая плотностью распределения ошибок первичных измерений время-частотных сдвигов (τ,ω_v);

a_τ, a_ω, b_τ b_ω - константы, определяющие размеры поисково-измерительного строба (окна) и крутизну скатов функции весового суммирования "вклада" сформированных первичных измерений в конечные результаты обнаружения и местоопределения цели;

δτ, δω_v, στ, σω_v - разрешение и среднеквадратические ошибки (СКО) первичных измерений, определяемые энергетикой и параметрами применяемой гиперболической НИП, а также характеристиками маскирующего помехового фона;

П - образная ректанг - функция поисково-измерительного строба;

- количество первичных измерений приходящихся на текущий контролируемый дальностно-скоростной элемент разрешения в точке (τ,ω_v) с учетом частотной режекции помехонасыщенных ЛЧМ - парциалов эхо-сигналов.

G_пор - пороговая величина меры G(τ,ω_v), по превышении которой принимается решение (гипотеза H1) о формировании в поисково-измерительном стробе целеподобной компактной группы предварительных расчетных оценок искомых координат цели

Числовая оценка величины производится подсчетом количества попаданий полученных оценок в скользящий поисково-измерительный строб, фиксируемых по признаку

Входящие в (7) константы определяют "жесткость" критерия отбора компактных групп измерений, характеризуемого принятыми вероятностными оценками качества правильного обнаружения истинных целевых групп измерений и ложного обнаружения нецелевых групп измерений. Ввод в (7) селектирующих П-образных ректанг-функций обеспечивает отсечку влияния на искомые оценки возможных аномальных измерений по переменным τ и ω_v. Отметим, что применяемый алгоритм объединения и совместной обработки результатов поканальной фильтрации демодулированных ЛЧМ-парциалов гиперболической НИП реализует принцип совместного обнаружения, разрешения и измерения время-частотных сдвигов эхо-сигналов. Представленный соотношениями (5), (6) алгоритм успешно апробирован на компьютерной имитационно-стохастической модели. На фиг.4 приведена графическая иллюстрация результатов обнаружения и местоопределения пяти целей, полученных на компьютерной имитационно-стохастической модели обзорного приемника.

На фиг.4 обозначены:

+- целевая отметка предварительного обнаружения, сформированная при совместной обработке пары ЛЧМ-парциалов целевых эхо-сигналов в соответствии с(4);

о - целевая отметка конечного обнаружения и дальностно-скоростного местоопределения цели, сформированная в соответствии с (7) по результатам совместной обработки селектируемых компактных групп целевых отметок предварительного обнаружения.

Из проведенного рассмотрения организации алгоритмической обработки первичных частотных измерений в вычислителе ДСМ 13 его структура должна включать:

- блок решения комбинаторных пар линейных уравнений с двумя неизвестными в соответствии с (4);

- блок обнаружения целевых групп коррелированных первичных дальностно-скоростных измерений в соответствии с (5);

- блок конечного дальностно-скоростного местоопределения обнаруженных целей в соответствии с (6).

Конструктивная, схемотехническая и программно-алгоритмическая реализация дополнительно введенных в обзорный приемник РЛС КНИ блоков не требует выхода за рамки обычных инженерных решений, что следует из приводимых ниже пояснений.

Наиболее сложным новым элементом устройства является блок гетеродинных сигналов (БГС) 4, характеризуемый жесткими требованиями к показателям качества формируемых гетеродинных ЛЧМ сигналов. Их реализация наиболее эффективна с привлечением цифровых технологий сигнального синтеза с обязательной взаимосинхронизацией работы формирователя сигналов модуляции зондирующих посылок при запуске передатчика РЛС и блока гетеродинных сигналов (БГС) 4. Это необходимо для обеспечения прецизионной точности согласования поднесущих частот и крутизны их частотной модуляции для частотных компонент ПЛС и гетеродинных сигналов.

Возможная структурная схема многочастотного блока гетеродинных сигналов 4 приведена на фиг.5. В состав блока 4 входят последовательно соединенные:

4.1 - кварцованный генератор тактовых импульсов (ГТИ);

4.2 - цифровой делитель частоты (ЦДЧ);

4.3 - электронный ключ (ЭК) с программируемым временем включенного состояния;

4.4 - первая динамическая цифровая схема задержки (ЦСЗ);

4.5 - вторая динамическая ЦСЗ;

4.6 - формирователь расширенной гиперболической НИП, длительность которой согласована с длительностью зондирующего сигнала, временем запаздывания эхо-сигналов с дальней границы контролируемой дистанции и длительностью переходных процессов на начальной и конечной фазе формирования гетеродинных ЛЧМ сигналов;

4.7 - электронный ключ стробирования гармонического сигнала монохромного гетеродина;

4.8 - h-элементная «гребенка» электронно-перестраиваемых полосовых фильтров для частотного выделения ЛЧМ гетеродинных сигналов.

Перестраиваемые элементы (4.3…4.6) гетеродинного блока посредством информационной шины связаны с блоком синхронизации-управления (БСУ) 14. Кроме этого, БСУ 14 установочным и пусковым выходами связан с переключаемыми элементами БГС 4.

Принцип работы БГС 4 базируется на вышерассмотренной специфике гиперболической НИП, состоящей в ее аддитивной многокомпонентности в виде ряда ЛЧМ колебаний. Их несущие частоты симметрично и равнодискретно отстоят от центральной несущей частоты ƒ₀ НИП f_k=f₀+k·F_П, k=[-K,+K]

при аналогичном ступенчатом изменении скорости линейной вобуляции их текущей мгновенной частоты k·α, k=[-К,+K].

Для согласования частотно-временных характеристик зондирующих и гетеродинных сигналов в БГС 4 предусмотрена возможность их совместного формирования на единой сигнальной основе, что обеспечивается использованием опорного гиперболического сигнала с выхода формирователя НИП для формирования и гетеродинных, и модулирующих сигналов передатчика РЛС КНИ.

С поступлением из БСУ 14 пускового («стартового») импульса начинается цикл работы БГС 4, поясняемый эпюрами сигналов фиг.7.

Формируемые ГТИ 4.1 импульсы высокой частоты повторения где минимальная длительность вобулируемой длительности зондирующих посылок) после прореживания с помощью ЦДЧ 4.2 и прохождения через открывающийся на время формирования гетеродинных сигналов ЭК поступает на каскадно включенные динамические ЦСЗ 4.4 и 4.5. Последние реализуют вобулированную от импульса к импульсу задержку с требуемыми характеристиками вобуляции формируемой НИП. Задержанные импульсы с выходов первой и второй ЦСЗ являются импульсами запуска и сброса триггерного формирователя 4.6. Сформированная гиперболическая НИП с помощью ЭК 4.7 стробирует непрерывный гармонический сигнал с выхода МХГ и, тем самым, преобразует его к виду аддитивной смеси ЛЧМ колебаний с требуемыми характеристиками.

Работоспособность рассмотренных принципов построения функционирования БГС 4 подтверждена результатами его компьютерного моделирования.

Входящие в состав БГС 4 элементы построены с применением типовых стандартных элементов существующей аналоговой, дискретно-аналоговой и микропроцессорной техники. В частности динамические ЦСЗ 4.4 и 4.5 могут быть реализованы с использованием сдвиговых регистров и мультиплексоров [7, 8].

Принципы построения и работы вычислителя ДСМ 13 реализованы на программно-алгоритмической основе [9] с применением известных программных продуктов и компьютерных вычислительных средств. Практическая отработанность всех частных подзадач, решение которых возлагается на вычислитель ДСМ 13 позволяют считать вопрос его реализации задачей чисто инженерного уровня.

Таким образом, предлагаемая полезная модель при применении в РЛС КНИ зондирующего сигнала с гиперболической вобуляцией периода следования и длительности импульсов создает недоступный для известных обзорных приемников РЛС КНИ эффект снижения их аппаратурной сложности а, следовательно, и улучшенные его массогабаритные характеристики. Предложенный обзорный приемник РЛС с КНИ гиперболического типа может быть применен в радиолокационных системах управления воздушным движением (УВД), стационарных и мобильных импульсно-доплеровских информационно-измерительных системах. Полезная модель разработана на уровне технического предложения и реализована на ПЭВМ в виде имитационно-стохастической математической модели. Результаты цифрового моделирования показали высокое качество селекции движущихся целей при резко (на несколько порядков) сниженной канальности обзорного приемника.

Полезная модель может быть использована в подсистемах совместного приема-обнаружения и измерения время-частотных сдвигов принимаемых на фоне переотражений от земной поверхности локационных сигналов обзорных, многофункциональных и специализированных РЛС КНИ с гиперболической вобуляцией периода следования и длительности зондирующих посылок.

Предлагаемая полезная модель характеризуется технической реализуемостью, работоспособностью и полным соответствием своему функциональному предназначению при резко сниженной канальности, аппаратурной и вычислительной затратности на реализацию обзорного приемника РЛС с гиперболическим КНИ.

Источники информации, принятые во внимание при составлении описания и формулы изобретения:

Источники, принятые во внимание при составлении описания и формулы изобретения:

1. Ширман Я.Д., Манжос В.Н. Теория и техника обработки радиолокационной информации на фоне помех. М. "Сов. Радио". 1981, стр.119.

2. Трухачев А.А. Радиолокационные сигналы и их применение: М.: Военное издательство, 2005.

3. Справочник по радиолокации под ред. М. Сколника. Т.3. Радиолокационные устройства и системы. М: "Сов. Радио". 1979.

4. Тихонов В.И. Статистическая радиотехника. М. "Сов. радио". 1966.

5. Кук Ч. Бернфельд М. Радиолокационные сигналы: Пер. с англ./ Под ред. B.C.Кельзона. М.: Сов. Радио, 1971.

6. Форсайт Д., Молер К. Численное решение системы линейных алгебраических уравнений.: Пер. с англ. Под ред. Г.Н.Мирчука. - М.: «Мир», 1969.

7. Кочемасов В.Н., Белов Л.А., Оконешников B.C. Формирование сигналов с линейной частотной модуляцией. М. "Радио и связь". 1983.

8. Микропроцессоры. Справочное пособие для разработчиков судовой РЭА. Под ред. Ю.А.Овечкина. Ленинград, «Судостроение». 1988.

9. Лайонс Р., Цифровая обработка сигналов: Пер. с англ./ Под ред. А.А. Бритова. М.: «Бином». 2006.

Claims (1)

1. Обзорный приемник РЛС с гиперболическим квазинепрерывным излучением гиперболического типа, включающий последовательно соединенные первый частотный полосовой фильтр, связанный с выходом линейного приемного тракта РЛС, смеситель, гетеродинный вход которого подключен к выходу монохромного гетеродина, второй частотный полосовой фильтр, частотный режекторный фильтр предварительного первичного помехоподавления, аналого-цифровой преобразователь, цифровой фазовый детектор, цифровой фильтр повторной режекции помеховых колебаний, линейку узкополосных частотных фильтров, пороговое устройство, измеритель частотных сдвигов и вычислитель первичного дальностно-скоростного местоопределения обнаруженных целей, а также подключенный к установочным, пусковым и синхронизирующим входам цифровых элементов приемника блок синхронизации-управления, отличающийся тем, что он дополнительно содержит подключенную к линейному выходу приемного тракта РЛС h-элементную группу идентичных имеющемуся приемных каналов разной частотной настройки, а также h-канальный формирователь гетеродинных линейно-частотно-модулированных колебаний, причем гетеродинные входы смесителей (h) дополнительно введенных приемных каналов раздельно связаны с выходами многоканального формирователя гетеродинных линейно-частотно-модулированных колебаний, симметрично и равно-дискретно отстоящих от частоты сигнала монохромного гетеродина на величину k·F_П при аналогичном ступенчатом изменении скорости линейной вобуляции их текущей мгновенной частоты kα, где

   

   - нумерация приемных каналов, h - величина скважности квазинепрерывного излучения РЛС, F_П - среднее значение частоты повторения импульсов зондирующих посылок РЛС, α - скорость линейной вобуляции частоты повторения импульсов зондирующих посылок, а блок синхронизации-управления своими установочным, пусковым и синхронизирующим выходами дополнительно связан с одноименными входами формирователя гетеродинных линейно-частотно-модулированных колебаний и цифровых элементов дополнительно введенных приемных каналов разной частотной настройки.