RU62754U1 - DISCRETE COMPENSATION RECTIFIER FILTER (OPTIONS) - Google Patents
DISCRETE COMPENSATION RECTIFIER FILTER (OPTIONS) Download PDFInfo
- Publication number
- RU62754U1 RU62754U1 RU2005133699/09U RU2005133699U RU62754U1 RU 62754 U1 RU62754 U1 RU 62754U1 RU 2005133699/09 U RU2005133699/09 U RU 2005133699/09U RU 2005133699 U RU2005133699 U RU 2005133699U RU 62754 U1 RU62754 U1 RU 62754U1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- input
- output
- discrete
- adder
- inputs
- Prior art date
Links
Abstract
Дискретный компенсационный режекторный фильтр относится к радиотехнике и может быть использован в радиолокации, связи, измерительной технике и в другой радиоэлектронной аппаратуре для подавления импульсных сигналов с гребенчатым спектром или отдельных непрерывных узкополосных сигналов. Технический результат - расширение функциональных возможностей режекторного фильтра за счет обеспечения возможности перестройки параметров результирующей режекторной характеристики и повышение стабильности его работы. В первом варианте дискретный компенсационный режекторный фильтр содержит прямую цепь в виде алгебраического сумматора и компенсирующую цепь, первый вход которой соединен с первым входом алгебраического сумматора, а выход соединен со вторым входом алгебраического сумматора, компенсирующая цепь выполнена в виде канонического рекурсивного дискретного фильтра нижних частот второго порядка. Во втором дискретном и третьем цифровом вариантах дискретный компенсационный режекторный фильтр содержит прямую цепь в виде последовательно включенных дискретизатора, алгебраического сумматора по первому входу и восстановителя аналогового сигнала, и компенсирующую цепь, первый вход которой соединен с первым входом алгебраического сумматора, а выход соединен со вторым входом алгебраического сумматора. Вход дискретизатора является входом устройства, а выход восстановителя аналогового сигнала - выходом устройства, второй вход дискретизатора соединен с первым выходом синхронизатора, второй выход которого соединен со вторым входом компенсирующей цепи, которая выполнена в виде, соответственно, дискретного или цифрового канонического рекурсивного фильтра нижних частот второго порядка.Discrete compensation notch filter refers to radio engineering and can be used in radar, communications, measuring equipment and other electronic equipment to suppress pulsed signals with a comb spectrum or individual continuous narrow-band signals. EFFECT: expanding the functionality of a notch filter by providing the possibility of tuning parameters of the resulting notch characteristics and increasing the stability of its operation. In the first embodiment, the discrete compensation notch filter contains a direct circuit in the form of an algebraic adder and a compensating circuit, the first input of which is connected to the first input of the algebraic adder, and the output is connected to the second input of the algebraic adder, the compensating circuit is made in the form of a canonical recursive discrete low-pass filter of the second order . In the second discrete and third digital versions, the discrete compensation notch filter contains a direct circuit in the form of sequentially connected samplers, an algebraic adder at the first input and an analog signal reducer, and a compensating circuit, the first input of which is connected to the first input of the algebraic adder, and the output is connected to the second input algebraic adder. The input of the sampler is the input of the device, and the output of the reducing agent of the analog signal is the output of the device, the second input of the sampler is connected to the first output of the synchronizer, the second output of which is connected to the second input of the compensating circuit, which is made in the form of, respectively, a discrete or digital canonical recursive low-pass filter of the second order.
Description
Группа изобретений относится к радиотехнике и может быть использовано в радиолокации, связи, измерительной технике и в другой радиоэлектронной аппаратуре для подавления импульсных сигналов с гребенчатым спектром или отдельных непрерывных узкополосных сигналов.The group of inventions relates to radio engineering and can be used in radar, communications, measuring equipment and other electronic equipment to suppress pulsed signals with a comb spectrum or individual continuous narrow-band signals.
Известен компенсационный режекторный фильтр, содержащий прямую цепь в виде алгебраического сумматора и компенсирующую цепь, вход которой соединен с первым входом алгебраического сумматора и подключен к источнику входного сигнала, а выход соединен со вторым входом алгебраического сумматора, выход которого является выходом устройства, при этом компенсирующая цепь выполнена в виде режекторно-полосового усилителя, содержащего усилительный каскад, нагрузкой которого является полосовой фильтр, резонансно шунтированный режекторным фильтром [1]. В данной схеме выходной противофазный сигнал режекторно-полосового усилителя складывается с входным сигналом устройства.Known compensation notch filter containing a direct circuit in the form of an algebraic adder and a compensating circuit, the input of which is connected to the first input of the algebraic adder and connected to the input signal source, and the output is connected to the second input of the algebraic adder, the output of which is the output of the device, while the compensation circuit made in the form of a notch-band amplifier containing an amplifying stage, the load of which is a band-pass filter, resonantly shunted by the notch filter rum [1]. In this scheme, the out-of-phase signal of the notch-band amplifier is added to the input signal of the device.
Основной причиной, препятствующей получению указанного ниже технического результата при использовании известного компенсационного режекторного фильтра, является его ограниченные функциональные возможности, обусловленные тем, что он способен подавлять только один узкий участок спектра входного сигнала. Для подавления сигнала с гребенчатым спектром необходим набор режекторно-полосовых фильтров, эквидистантно расстроенных друг от друга согласованно с гребнями спектра входного сигнала. В этом качестве может быть использован, например, многоканальный гетеродинно-перестраиваемый узкополосный гребенчатый фильтр, каждый канал которого содержит последовательно включенные первый аналоговый перемножитель, узкополосный фильтр и второй аналоговый перемножитель [2]. Однако, при этом существенно усложняется аппаратурная реализация устройства. Кроме того, аналоговый вариант известного компенсационного режекторного фильтра не может перестраиваться по частоте и полосе режекции и он подвержен влиянию параметрических и климатических факторов, существенно влияющих на стабильность местоположения полосы и глубины режекции даже при применении в режекторно-полосовом усилителе кварцевых приборов.The main reason that impedes the obtaining of the technical result indicated below when using the known compensation notch filter is its limited functionality, due to the fact that it is capable of suppressing only one narrow section of the spectrum of the input signal. To suppress a signal with a comb spectrum, a set of notch filters is needed that are equidistantly detuned from each other in accordance with the crests of the spectrum of the input signal. In this quality, for example, a multi-channel heterodyne tunable narrow-band comb filter can be used, each channel of which contains a first analog multiplier, a narrow-band filter and a second analog multiplier [2]. However, this significantly complicates the hardware implementation of the device. In addition, the analog version of the known compensation notch filter cannot be tuned in frequency and notch band and it is subject to the influence of parametric and climatic factors that significantly affect the stability of the band location and notch depth even when using quartz devices in the notch-band amplifier.
Сущность изобретения заключается в следующем.The invention consists in the following.
Задачей группы изобретений и техническим результатом при их осуществлении является расширение функциональных возможностей режекторного фильтра за счет обеспечения возможности перестройки параметров результирующей режекторной характеристики и повышение стабильности его работы.The task of the group of inventions and the technical result in their implementation is to expand the functionality of the notch filter by providing the possibility of tuning the parameters of the resulting notch characteristics and increasing the stability of its operation.
Указанный технический результат достигается тем, что в известном компенсационном режекторном фильтре, содержащем прямую цепь в виде алгебраического сумматора и компенсирующую цепь, первый вход которой соединен с первым входом алгебраического сумматора, а выход соединен со вторым входом алгебраического сумматора, согласно изобретению компенсирующая цепь выполнена в виде канонического рекурсивного дискретного фильтра нижних частот второго порядка, который содержит последовательно включенные первый, второй сумматоры и умножитель на нормирующий коэффициент, последовательно включенные первую и вторую линии задержки, а также первый, второй, третий и четвертый умножители на весовой коэффициент, причем выход первого сумматора также соединен с входом первой линии задержки, выход которой также соединен с входами первого и третьего умножителей на весовой коэффициент, выходы которых подключены ко вторым входам, соответственно, второго и первого сумматоров; выход второй линии задержки соединен с входами второго и четвертого умножителей на весовой коэффициент, выходы которых подключены к третьим входам, соответственно, второго и первого сумматоров; при этом первый вход первого сумматора является входом компенсирующей цепи, а выход умножителя на нормирующий коэффициент - ее выходом.The specified technical result is achieved by the fact that in the known compensation notch filter containing a direct circuit in the form of an algebraic adder and a compensating circuit, the first input of which is connected to the first input of the algebraic adder, and the output is connected to the second input of the algebraic adder, according to the invention, the compensation circuit is made in the form canonical recursive discrete low-pass filter of the second order, which contains sequentially connected first, second adders and a multiplier by normalization factor, the first and second delay lines connected in series, as well as the first, second, third and fourth weight factor multipliers, the output of the first adder also being connected to the input of the first delay line, the output of which is also connected to the inputs of the first and third weight factor multipliers the outputs of which are connected to the second inputs, respectively, of the second and first adders; the output of the second delay line is connected to the inputs of the second and fourth multipliers by a weight factor, the outputs of which are connected to the third inputs of the second and first adders, respectively; the first input of the first adder is the input of the compensating circuit, and the output of the multiplier by the normalizing coefficient is its output.
Указанный технический результат достигается тем, что в известный компенсационный режекторный фильтр, содержащий прямую цепь в виде алгебраического сумматора и компенсирующую цепь, первый вход которой соединен с первым входом алгебраического сумматора, а выход соединен со вторым входом алгебраического сумматора, согласно изобретению введены импульсный модулятор, синхронизатор и восстановитель аналогового сигнала, при этом импульсный модулятор, алгебраический сумматор по первому входу и восстановитель аналогового сигнала включены последовательно, причем первый вход импульсного модулятора является входом устройства, а выход восстановителя аналогового сигнала - выходом устройства, второй вход импульсного модулятора соединен с первым выходом синхронизатора, второй выход которого соединен со вторым входом компенсирующей цепи, которая выполнена в виде канонического рекурсивного дискретного фильтра нижних частот второго порядка.The specified technical result is achieved by the fact that in a known compensation notch filter containing a direct circuit in the form of an algebraic adder and a compensating circuit, the first input of which is connected to the first input of the algebraic adder, and the output is connected to the second input of the algebraic adder, according to the invention, a pulse modulator, synchronizer and an analog signal reducer, while a pulse modulator, an algebraic adder at the first input and an analog signal reducer are included in consequently, the first input of the pulse modulator is the input of the device, and the output of the analog signal reducer is the output of the device, the second input of the pulse modulator is connected to the first output of the synchronizer, the second output of which is connected to the second input of the compensation circuit, which is made in the form of a canonical recursive discrete low-pass filter second order.
Канонический рекурсивный дискретный фильтр нижних частот второго порядка содержит последовательно включенные первый, второй сумматоры и умножитель на нормирующий коэффициент, последовательно включенные первое и второе устройства задержки, а также первый, второй, третий и четвертый умножители на весовой коэффициент, причем выход первого сумматора также соединен с входом первого устройства задержки, выход которого также соединен с входами первого и третьего умножителей на весовой коэффициент, выходы которых подключены ко вторым входам, соответственно, второго и первого сумматоров; выход второго устройства задержки соединен с входами второго и четвертого умножителей на весовой коэффициент, выходы которых подключены к третьим входам, соответственно, второго и первого сумматоров; при этом первый вход первого сумматора является первым входом компенсирующей цепи, ее второй вход соединен с синхронизатором, к которому подключены соответствующие элементы устройства, а выход умножителя на нормирующий коэффициент является выходом компенсирующей цепи.The canonical recursive discrete low-pass filter of the second order contains the first, second adders and a multiplier by a normalizing coefficient, the first and second delay devices, as well as the first, second, third and fourth multipliers by a weight factor, and the output of the first adder is also connected to the input of the first delay device, the output of which is also connected to the inputs of the first and third multipliers by a weight factor, the outputs of which are connected to the second input m, respectively, of the second and first adders; the output of the second delay device is connected to the inputs of the second and fourth multipliers by a weight factor, the outputs of which are connected to the third inputs of the second and first adders, respectively; the first input of the first adder is the first input of the compensating circuit, its second input is connected to the synchronizer, to which the corresponding elements of the device are connected, and the output of the multiplier by the normalizing factor is the output of the compensating circuit.
Первое и второе устройства задержки выполнены в виде многозвенных структур приборов с переносом заряда, а восстановитель аналогового сигнала выполнен в виде аналогового фильтра нижних частот или аналогового полосового фильтра.The first and second delay devices are made in the form of multi-link structures of devices with charge transfer, and the analog signal reducer is made in the form of an analog low-pass filter or an analog band-pass filter.
Указанный технический результат достигается тем, что в известный компенсационный режекторный фильтр, содержащий прямую цепь в виде алгебраического сумматора и компенсирующую цепь, первый вход которой соединен с первым входом алгебраического сумматора, а выход соединен со вторым входом алгебраического сумматора, согласно изобретению введены дискретизатор, синхронизатор и восстановитель аналогового сигнала, при этом дискретизатор, алгебраический сумматор по первому входу и восстановитель аналогового сигнала включены последовательно, причем вход дискретизатора является входом устройства, а выход восстановителя аналогового сигнала - выходом устройства, второй вход дискретизатора соединен с первым выходом синхронизатора, второй выход которого соединен со вторым входом компенсирующей цепи, которая выполнена в виде канонического рекурсивного цифрового фильтра нижних частот второго порядка.The specified technical result is achieved by the fact that in the known compensation notch filter containing a direct circuit in the form of an algebraic adder and a compensating circuit, the first input of which is connected to the first input of the algebraic adder, and the output is connected to the second input of the algebraic adder, according to the invention, a discretizer, a synchronizer and an analog signal reducer, wherein the sampler, the first input algebraic adder and the analog signal reducer are connected in series o, and the input of the sampler is the input of the device, and the output of the reducing agent of the analog signal is the output of the device, the second input of the sampler is connected to the first output of the synchronizer, the second output of which is connected to the second input of the compensation circuit, which is made in the form of a canonical recursive digital low-pass filter of the second order.
Канонический рекурсивный цифровой фильтр нижних частот второго порядка содержит последовательно включенные первый, второй сумматоры и умножитель на нормирующий коэффициент, последовательно включенные первое и второе устройства задержки, а также первый, второй, третий и четвертый умножители на весовой коэффициент, причем выход первого сумматора также соединен с входом первого устройства задержки, выход которого также соединен с входами первого и третьего умножителей на весовой коэффициент, The second-order canonical recursive digital low-pass filter contains the first, second adders and a normalizing factor multiplier, the first and second delay devices in series, as well as the first, second, third and fourth weighting multipliers, and the output of the first adder is also connected to the input of the first delay device, the output of which is also connected to the inputs of the first and third multipliers by a weight coefficient,
выходы которых подключены ко вторым входам, соответственно, второго и первого сумматоров; выход второго устройства задержки соединен с входами второго и четвертого умножителей на весовой коэффициент, выходы которых подключены к третьим входам, соответственно, второго и первого сумматоров; при этом первый вход первого сумматора является первым входом рекурсивного фильтра, его второй вход соединен с синхронизатором, к которому подключены соответствующие элементы устройства, а выход умножителя на нормирующий коэффициент является выходом рекурсивного фильтра.the outputs of which are connected to the second inputs, respectively, of the second and first adders; the output of the second delay device is connected to the inputs of the second and fourth multipliers by a weight factor, the outputs of which are connected to the third inputs of the second and first adders, respectively; the first input of the first adder is the first input of the recursive filter, its second input is connected to the synchronizer, to which the corresponding elements of the device are connected, and the output of the multiplier by the normalizing coefficient is the output of the recursive filter.
Первое и второе устройства задержки выполнены в виде многозвенных структур цифровых сдвигающих регистров, в качестве дискретизатора использован аналого-цифровой преобразователь, а качестве восстановителя аналогового сигнала - цифро-аналоговый преобразователь.The first and second delay devices are made in the form of multi-link structures of digital shift registers, an analog-to-digital converter is used as a sampling device, and a digital-to-analog converter is used as a reducer of an analog signal.
В заявленных устройствах в компенсирующую цепь вместо режекторно-полосового усилителя со ступенчатой фазо-частотной характеристикой (ФЧХ), имеющей нулевую крутизну в некоторой зоне около центральной частоты усилителя, введен канонический рекурсивный дискретный или цифровой фильтр нижних частот (ФНЧ) второго порядка, обладающий ступенчатой ФЧХ с нулевой крутизной во всех зонах около гармоник частоты повторения амплитудно-частотной характеристики (АЧХ), определяемой длительностью задержки устройств задержки дискретного или цифрового ФНЧ. При такой ступенчатой ФЧХ компенсирующей цепи входные и выходные колебания сигнала на входах алгебраического сумматора не имеют сдвига фазы во всех зонах нулевой крутизны и при вычитании компенсируются, что обеспечивает формирование гребенчатой режекторной АЧХ с максимальной глубиной и улучшенной прямоугольностью каждого гребня режекции, в то время как в прототипе они не имеют фазового сдвига только в окрестностях единственной резонансной частоты режекторно-полосового усилителя. Ступенчатая ФЧХ дискретного или цифрового ФНЧ синтезируется с помощью специальных весовых коэффициентов канонической схемы ФНЧ второго порядка, функционально связанных между собой с помощью обобщенного параметра, численное значение которого однозначно определяет полосу всех гребней режекторной АЧХ вариантов заявленного устройства при сохранении их формы, как у прототипа, а применение дискретного или цифрового ФНЧ обеспечивает формирование гребенчатой АЧХ заявленных устройств с частотой повторения гребней, обратной длительности задержки в устройствах задержки дискретного или цифрового ФНЧ. Весовые и нормирующий коэффициенты дискретного или цифрового ФНЧ функционально взаимосвязаны так, что автоматически обеспечивают перестройку полосы и глубины режекции всех гребней фильтра.In the claimed devices, instead of a notch-strip amplifier with a step phase-frequency characteristic (PFC) having zero slope in a certain region near the center frequency of the amplifier, a canonical recursive discrete or digital low-pass filter of the second order with a step-by-step phase-frequency filter is introduced into the compensating circuit with zero slope in all areas near the harmonics of the frequency of the repetition of the amplitude-frequency characteristic (AFC), determined by the delay time of the delay devices, discrete or digital Low-pass filter. With such a step-wise phase-frequency response of the compensating circuit, the input and output oscillations of the signal at the inputs of the algebraic adder do not have a phase shift in all zones of zero steepness and are subtracted when subtracted, which ensures the formation of a comb rejection frequency response with maximum depth and improved squareness of each notch crest, while in prototype they do not have a phase shift only in the vicinity of a single resonant frequency of the notch-band amplifier. The step-by-step phase response of a discrete or digital low-pass filter is synthesized using special weighting factors of the canonical second-order low-pass filter, functionally related to each other using a generalized parameter, the numerical value of which uniquely determines the band of all the ridges of the notch frequency response of the claimed device while maintaining their shape, as in the prototype, and the use of a discrete or digital low-pass filter provides the formation of a comb frequency response of the claimed devices with a repetition frequency of the ridges, the reciprocal of the duration The latency of discrete or digital low-pass filters. The weighting and normalizing coefficients of a discrete or digital low-pass filter are functionally interconnected so that they automatically provide the restructuring of the band and the depth of the notch of all filter ridges.
Все это существенно расширяет функциональные возможности заявленных устройств по сравнению с прототипом, так как позволяет режектировать как непрерывные, так и импульсные сигналы, например, последовательность видеоимпульсов с частотой повторения гребней режекторной АЧХ или последовательность радиоимпульсов с такой же частотой повторения и частотой заполнения, кратной частоте повторения гребней режекторной АЧХ без какого-либо дополнительного оборудования. Кроме того, применение дискретной и цифровой техники позволяет получить высокостабильные характеристики и легкость изменения их параметров.All this significantly expands the functionality of the claimed devices in comparison with the prototype, as it allows you to reckon both continuous and pulsed signals, for example, a sequence of video pulses with a repetition frequency of the ridges of the notch frequency response or a sequence of radio pulses with the same repetition frequency and a fill frequency that is a multiple of the repetition frequency notch frequency response without any additional equipment. In addition, the use of discrete and digital technology allows to obtain highly stable characteristics and ease of change in their parameters.
Группа изобретений поясняется чертежами, на которых представлены: фиг.1 - структурная схема дискретного компенсационного режекторного фильтра по первому варианту изобретения; фиг.2 - структурная схема дискретного компенсационного режекторного фильтра по второму и третьему вариантам изобретения; фиг.3 - структурная схема канонического рекурсивного ФНЧ второго порядка; фиг.4 - амплитудно-частотные и фазово-частотные характеристики дискретного ФНЧ; фиг.5 - амплитудно-частотные характеристики дискретного компенсационного режекторного фильтра; фиг.6 (а, б) - осциллограммы процесса подавления входных сигналов с гребенчатым спектром, поясняющие работу устройств.The group of inventions is illustrated by drawings, in which: FIG. 1 is a structural diagram of a discrete compensation notch filter according to a first embodiment of the invention; figure 2 is a structural diagram of a discrete compensation notch filter according to the second and third variants of the invention; figure 3 is a structural diagram of a canonical recursive low-pass filter of the second order; figure 4 - amplitude-frequency and phase-frequency characteristics of a discrete low-pass filter; figure 5 - amplitude-frequency characteristics of a discrete compensation notch filter; Fig.6 (a, b) - oscillograms of the process of suppressing input signals with a comb spectrum, explaining the operation of the devices.
Дискретный компенсационный режекторный фильтр по первому варианту изобретения (фиг.1) содержит прямую цепь в виде алгебраического сумматора 1 и компенсирующую цепь 2, первый вход которой соединен с первым входом алгебраического сумматора 1, а выход соединен со вторым входом алгебраического сумматора 1. При этом входом устройства является первый вход алгебраического сумматора 1, а его выход - выходом устройства. Дискретный компенсационный режекторный фильтр по второму и третьему вариантам изобретения (фиг.2) содержит прямую цепь, состоящую из последовательно включенных дискретизатора 3, алгебраического сумматора 1 (по первому входу) и восстановителя аналогового сигнала 4; компенсирующую цепь 2, первый вход которой соединен с первым входом алгебраического сумматора 1 и выходом дискретизатора 3, а выход соединен со вторым входом алгебраического сумматора 1; синхронизатор 5, выходы которого подключены к второму входу дискретизатора 3 и второму входу компенсирующей цепи 2. При этом входом устройства является первый вход дискретизатора 3, а выходом - выход восстановителя аналогового сигнала 4.The discrete compensation notch filter according to the first embodiment of the invention (Fig. 1) contains a direct circuit in the form of an algebraic adder 1 and a compensating circuit 2, the first input of which is connected to the first input of the algebraic adder 1, and the output is connected to the second input of the algebraic adder 1. This input device is the first input of the algebraic adder 1, and its output is the output of the device. Discrete compensation notch filter according to the second and third variants of the invention (figure 2) contains a direct circuit consisting of sequentially connected sampler 3, an algebraic adder 1 (at the first input) and an analog signal reducer 4; a compensating circuit 2, the first input of which is connected to the first input of the algebraic adder 1 and the output of the sampler 3, and the output is connected to the second input of the algebraic adder 1; synchronizer 5, the outputs of which are connected to the second input of the sampler 3 and the second input of the compensating circuit 2. In this case, the input of the device is the first input of the sampler 3, and the output is the output of the reducer of the analog signal 4.
Компенсирующая цепь 2 выполнена на основе канонического рекурсивного ФНЧ второго порядка [3] и в общем виде (фиг.3) содержит последовательно включенные первый сумматор 6, второй сумматор 7 и умножитель на нормирующий коэффициент 8; последовательно The compensating circuit 2 is made on the basis of the canonical recursive low-pass filter of the second order [3] and in general form (Fig. 3) contains the first adder 6, the second adder 7 and the multiplier by a normalizing coefficient 8; consistently
включенные первое 9 и второе 10 устройства задержки; первый 11, второй 12, третий 13 и четвертый 14 умножители на весовой коэффициент. Выход первого сумматора 6 также соединен с входом первого устройства задержки 9, выход которого также соединен с входами первого 11 и третьего 13 умножителей на весовой коэффициент, выходы которых подключены ко вторым входам, соответственно, второго 7 и первого 6 сумматоров. Выход второго устройства задержки 10 соединен с входами второго 12 и четвертого 14 умножителей на весовой коэффициент, выходы которых подключены к третьим входам, соответственно, второго 7 и первого 6 сумматоров. Первый вход первого сумматора 6 является первым входом компенсирующей цепи 2, второй вход которой соединен с синхронизатором 5, к которому подключены соответствующие элементы канонического рекурсивного ФНЧ (для упрощения чертежа на схеме не показано), а выход умножителя на нормирующий коэффициент 8 является выходом компенсирующей цепи 2.included first 9 and second 10 delay devices; first 11, second 12, third 13 and fourth 14 weighting factors. The output of the first adder 6 is also connected to the input of the first delay device 9, the output of which is also connected to the inputs of the first 11 and third 13 multipliers by a weight factor, the outputs of which are connected to the second inputs of the second 7 and first 6 adders, respectively. The output of the second delay device 10 is connected to the inputs of the second 12 and fourth 14 multipliers by a weight factor, the outputs of which are connected to the third inputs, respectively, of the second 7 and first 6 adders. The first input of the first adder 6 is the first input of the compensating circuit 2, the second input of which is connected to the synchronizer 5, to which the corresponding elements of the canonical recursive low-pass filter are connected (not shown in the diagram to simplify the drawing), and the multiplier output by the normalizing factor 8 is the output of the compensating circuit 2 .
В дискретном компенсационном режекторном фильтре по первому варианту канонический рекурсивный ФНЧ 2 выполнен дискретным, а в качестве устройств задержки 9, 10 использованы аналоговые линии задержки.In the discrete compensation notch filter according to the first embodiment, the canonical recursive low-pass filter 2 is made discrete, and analog delay lines are used as delay devices 9, 10.
В дискретном компенсационном режекторном фильтре по второму варианту канонический рекурсивный ФНЧ 2 выполнен дискретным, в качестве дискретизатора 3 использован импульсный модулятор, восстановитель аналогового сигнала 4 выполнен в виде аналогового ФНЧ или аналогового полосового фильтра, а в качестве устройств задержки 9, 10 в каноническом рекурсивном ФНЧ 2 использованы многозвенные структуры приборов с переносом заряда.In the discrete compensation notch filter according to the second embodiment, the canonical recursive low-pass filter 2 is made discrete, a pulse modulator is used as a sampler 3, the analog signal reducer 4 is made as an analog low-pass filter or an analog band-pass filter, and as a delay device 9, 10 in a canonical recursive low-pass filter 2 multilink structures of devices with charge transfer were used.
В дискретном компенсационном режекторном фильтре по третьему варианту канонический рекурсивный ФНЧ 2 выполнен цифровым, в качестве дискретизатора 3 использован аналого-цифровой преобразователь (АЦП), восстановитель аналогового сигнала 4 выполнен в виде цифро-аналогового преобразователя (ЦАП), а в качестве устройств задержки 9, 10 в каноническом рекурсивном ФНЧ 2 использованы многозвенные структуры цифровых сдвигающих регистров.In the discrete compensation notch filter according to the third embodiment, the canonical recursive low-pass filter 2 is made digital, an analog-to-digital converter (ADC) is used as a sampler 3, the analog signal reducer 4 is made in the form of a digital-to-analog converter (DAC), and as a delay device 9, 10, in the canonical recursive low-pass filter 2, multi-link structures of digital shift registers are used.
Функция алгебраического сумматора 1 зависит от синфазности или противофазности сигналов на его входах. Если в компенсирующей цепи 2 фаза сигнала переворачивается на обратную, то сигналы на входах алгебраического сумматора 1 противофазны и он должен выполнять функцию суммирования сигналов, в противном случае - функцию вычитания сигналов. В зависимости от вида реализации устройств задержки 9, 10 канонического рекурсивного ФНЧ 2, алгебраический сумматор 1, сумматоры 6, 7 и умножители на нормирующий и The function of the algebraic adder 1 depends on the in-phase or out-of-phase of the signals at its inputs. If the signal phase is reversed in the compensating circuit 2, then the signals at the inputs of the algebraic adder 1 are out of phase and it must perform the function of summing the signals, otherwise, the function of subtracting the signals. Depending on the type of implementation of the delay devices 9, 10 of the canonical recursive low-pass filter 2, algebraic adder 1, adders 6, 7 and multipliers by normalizing and
весовые коэффициенты 8, 11, 12, 13, 14 могут быть выполнены, соответственно, в аналоговом или цифровом виде по известным правилам. Например, в первом и втором вариантах выполнения устройств задержки 9, 10 сумматоры 1, 6, 7 могут быть выполнены при суммировании входных сигналов на резисторах или активных элементах с общей нагрузкой [4], при вычитании входных сигналов - в виде дифференциального усилителя [5], а в третьем варианте реализации устройств задержки 9, 10 - в виде цифрового многоразрядного сумматора [6]. Соответственно, умножители на нормирующий и весовые и коэффициенты 8, 11, 12, 13, 14 могут быть выполнены в первом и втором вариантах устройств задержки 9, 10 в виде масштабных усилителей или перемножителей [7], а в третьем варианте - в виде цифровых многоразрядных умножителей [6], при этом цифровой ФНЧ 2 в целом может быть выполнен в виде известной структурной схемы [8] с числом ячеек сдвигающих регистров в каждом цифровом разряде, равным m.weighting factors 8, 11, 12, 13, 14 can be performed, respectively, in analog or digital form according to known rules. For example, in the first and second embodiments of the delay devices 9, 10, adders 1, 6, 7 can be performed by summing the input signals on resistors or active elements with a common load [4], when subtracting the input signals in the form of a differential amplifier [5] , and in the third embodiment of the delay devices 9, 10 - in the form of a digital multi-bit adder [6]. Accordingly, normalizing and weighting multipliers and coefficients 8, 11, 12, 13, 14 can be made in the first and second versions of delay devices 9, 10 in the form of scale amplifiers or multipliers [7], and in the third version - in the form of digital multi-bit multipliers [6], while the digital low-pass filter 2 as a whole can be made in the form of a well-known block diagram [8] with the number of cells of the shift registers in each digital category equal to m.
Дискретный компенсационный режекторный фильтр работает следующим образом. На первый вход алгебраического сумматора 1 и первый вход дискретного ФНЧ 2 поступает аналоговый, дискретный или цифровой сигнал U1, а на второй вход алгебраического сумматора 1 - выходной аналоговый, дискретный или цифровой сигнал U2 с выхода дискретного ФНЧ 2. В результате вычитания этих сигналов в алгебраическом сумматоре 1 его выходной сигнал U3 представляет векторную разность сигналов прямой и компенсирующей цепей:Discrete compensation notch filter operates as follows. The first input of the algebraic adder 1 and the first input of the discrete LPF 2 receives an analog, discrete or digital signal U 1 , and the second input of the algebraic adder 1 receives an analog, discrete or digital signal U 2 from the output of the discrete LPF 2. As a result of subtraction of these signals in the algebraic adder 1, its output signal U 3 represents the vector difference of the signals of the direct and compensating circuits:
U3=U1-U2={1-H(z)}U1,U 3 = U 1 -U 2 = {1-H (z)} U 1 ,
а коэффициент передачи компенсационного режектора, полагая, что коэффициенты передачи дискретизатора 3 и восстановителя аналогового сигнала 4 в рабочей полосе частот равны единицеand the transmission coefficient of the compensating notch, assuming that the transmission coefficients of the sampler 3 and the reducing agent of the analog signal 4 in the working frequency band are equal to unity
K=U3/U1=1-H(z),K = U 3 / U 1 = 1-H (z),
где H(z)=AH(1+a1z-1+a2z-2)/(1+b1z-1+b2z-2) - системная функция передачи дискретного рекурсивного ФНЧ 2 второго порядка;where H (z) = A H (1 + a 1 z -1 + a 2 z -2 ) / (1 + b 1 z -1 + b 2 z -2 ) is the system transmission function of a discrete recursive low-pass filter of the second order 2;
z - оператор z - преобразования дискретной системы.z is the operator of z - transformation of a discrete system.
Периодически-ступенчатую ФЧХ дискретного ФНЧ 2 можно синтезировать, если значения нормирующего и весовых и коэффициентов задать, соответственно, функциями:The periodic-step phase response of a discrete low-pass filter 2 can be synthesized if the values of the normalizing and weight and coefficients are set, respectively, by the functions:
АH={(1+α)/(1+α+α2)}{(Р-1)/Р};A H = {(1 + α) / (1 + α + α 2 )} {(P-1) / P};
a1=2/(1+α);a 1 = 2 / (1 + α);
a2=(1-α)/(1+α);a 2 = (1-α) / (1 + α);
b1=2(1-α2)/(1+α+α2);b 1 = 2 (1-α 2 ) / (1 + α + α 2 );
b2=(1-α+α2)/(1+α+α2),b 2 = (1-α + α 2 ) / (1 + α + α 2 ),
где α=2τ/T;where α = 2τ / T;
τ - постоянная времени аналогового прототипа ФНЧ со ступенчатой ФЧХ;τ is the time constant of the analog prototype low-pass filter with a step-by-step phase response;
Т - время задержки в устройствах задержки дискретного ФНЧ 2;T is the delay time in the delay devices of the discrete low-pass filter 2;
Р - глубина режекции в центре каждого гребня коэффициента передачи К заявленного фильтра, так как на частотах повторения гребней F=1/T H(z)=(P-1)/P и K=1-(P-1)/P=1/P.P is the depth of the notch in the center of each ridge of the transmission coefficient K of the claimed filter, since at the repetition frequencies of the ridges F = 1 / TH (z) = (P-1) / P and K = 1- (P-1) / P = 1 / P.
Таким образом, с помощью одного параметра α задаются все коэффициенты дискретного компенсационного режекторного фильтра, а с помощью одного параметра Р - одинаковая глубина режекции всех гребней фильтра.Thus, with the help of one parameter α all the coefficients of the discrete compensation notch filter are set, and with the help of one parameter P the same depth of rejection of all filter ridges is set.
Важно отметить, что заявляемый дискретный компенсационный режекторный фильтр может режектировать как последовательность видеоимпульсов с частотой повторения F=1/T, так и радиоимпульсов с той же частотой повторения и частотой заполнения f0, кратной частоте повторения гребней этого фильтра, также равного F=1/T, т.e.f0=NF, где N - целое число, что, например, как правило выполняется в импульсно-доплеровских системах, так как в них и промежуточные частоты и частоты повторения импульсов формируются кратно из одной и той же опорной частоты. Поэтому такой дискретный режекторный фильтр может работать непосредственно на промежуточной частоте, но частота дискретизации fД, вырабатываемая синхронизатором 5, должна выбираться на основе известных законов дискретизации полосно-ограниченных сигналов. При этом дискретные устройства задержки в цепях дискретного ФНЧ (ПЗС-структуры или сдвигающие регистры) на время T должны иметь число ячеек, равное m=Т/fД.It is important to note that the inventive discrete compensation notch filter can reject both a sequence of video pulses with a repetition rate F = 1 / T, and radio pulses with the same repetition frequency and fill frequency f 0 multiple of the repetition frequency of the ridges of this filter, also equal to F = 1 / T, i.e. ef 0 = NF, where N is an integer, which, for example, is usually performed in pulse-Doppler systems, since in them both intermediate frequencies and pulse repetition frequencies are formed multiple from the same reference frequency. Therefore, such a discrete notch filter can work directly at an intermediate frequency, but the sampling frequency f D generated by the synchronizer 5 should be selected on the basis of the known sampling laws of band-limited signals. In this case, discrete delay devices in the circuits of a discrete low-pass filter (CCD structures or shifting registers) for a time T must have a number of cells equal to m = T / f D.
Работа устройства поясняется частотными характеристиками, показанными на фиг.4 и фиг.5 для случая, когда для примера взято Р=100(40 дБ).The operation of the device is illustrated by the frequency characteristics shown in Fig. 4 and Fig. 5 for the case when P = 100 (40 dB) is taken as an example.
Фиг.4 показывает АЧХ (кривая 1) и ФЧХ (кривая 2) дискретного ФНЧ предлагаемого устройства для случая α=5 в диапазоне частот 0...2F (верхняя шкала) и, для примера, в диапазоне частот 99F...101F (нижняя шкала), при этом ординаты кривой 1 представлены в дБ (шкала 1), а ординаты кривой 2 представлены в градусах (шкала 2). Хорошо видны "двугорбость" каждого гребня АЧХ и ступенчатость ФЧХ на частотах, кратных частоте повторения F=1/T, что присуще прототипу, но только на единственной резонансной частоте f0.Figure 4 shows the frequency response (curve 1) and phase response (curve 2) of the discrete low-pass filter of the proposed device for the case α = 5 in the frequency range 0 ... 2F (upper scale) and, for example, in the frequency range 99F ... 101F ( lower scale), while the ordinates of curve 1 are presented in dB (scale 1), and the ordinates of curve 2 are presented in degrees (scale 2). The "bumpiness" of each crest of the frequency response and the stepwise phase response at frequencies multiple to the repetition rate F = 1 / T are clearly visible, which is inherent in the prototype, but only at a single resonant frequency f 0 .
Фиг.5 показывает результирующие режекторные АЧХ заявляемого устройства для случаев α=1 (кривая 1), α=2 (кривая 2), α=3 (кривая 3), α=5 (кривая 4), α=9 (кривая 5) в Figure 5 shows the resulting notch frequency response of the claimed device for the cases α = 1 (curve 1), α = 2 (curve 2), α = 3 (curve 3), α = 5 (curve 4), α = 9 (curve 5) at
диапазоне частот 0...2F (верхняя шкала) и, для примера, в диапазоне частот 99F...101F (нижняя шкала), при этом ординаты кривых представлены в дБ. Хорошо видны форма каждого гребня АЧХ с глубиной режекции Р=40 дБ на частотах f=NF и зоны режекции с глубиной не менее Р, совпадающие с зонами нулевой крутизны ФЧХ дискретного ФНЧ (фиг.4, кривые 2). Кроме того, видны характерные для прототипа "пики" режекции, симметрично расположенные относительно частот f=NF и способствующие увеличению крутизны скатов всех горбов режекторной АЧХ. Расчеты показывают, что полуполоса режекции FP каждого гребня по уровню -3 дБ относительно центра гребня по отношению к периоду повторения гребней F в процентах в зависимости от значения параметра α составляет:frequency range 0 ... 2F (upper scale) and, for example, in the frequency range 99F ... 101F (lower scale), while the ordinates of the curves are presented in dB. The shape of each crest of the frequency response with a notch depth of P = 40 dB at frequencies f = NF and a notch zone with a depth of at least P, which coincides with the zones of zero steepness of the phase-frequency characteristic of the discrete low-pass filter, is clearly visible (Fig. 4, curves 2). In addition, the peaks of rejection characteristic of the prototype are visible, symmetrically located relative to the frequencies f = NF and increasing the slope of the slopes of all the humps of the notch frequency response. Calculations show that the half-band of the notch F P of each ridge at a level of -3 dB relative to the center of the ridge with respect to the repetition period of the ridges F in percent depending on the value of the parameter α is:
при этом коэффициент прямоугольности П каждого гребня режекции по уровням -3 дБ и -40 дБ изменяется незначительно:the coefficient of squareness P of each ridge of the notch at the levels of -3 dB and -40 dB varies slightly:
Видно, что дискретный компенсационный режекторный фильтр позволяет легко реализовать весьма узкие полосы режекции, одинаковые во всех гребнях и сравнимые с полосами высокодобротных аналоговых кварцевых фильтров, которых потребовался бы большой набор для реализации гребенчатой режекторной характеристики [2].It can be seen that a discrete compensation notch filter allows one to easily implement very narrow notch bands that are the same in all ridges and comparable to those of high-quality analog quartz filters, which would require a large set to realize a comb notch characteristic [2].
Фиг.6а показывает осциллограммы переходного процесса установления режекции последовательности видеоимпульсов с амплитудой 1В, длительностью импульсов τ=0,8T и периодом повторения τП=T, а фиг.6б - для последовательности радио им пульсов с теми же параметрами и частотой заполнения f0=100F при α=9. Видна дискретность переходного процесса в виде ступенек с интервалом T, а также то, что форма и длительность огибающей переходных процессов для видео и радио импульсов идентичны, при этом расчеты показывают, что длительность переходного процесса tПП существенно зависит от полосы режекции гребней АЧХ заявляемого устройства и уменьшается с расширением полосы режекции гребней от tПП=40Т при α=9 (Fp/F=2,8%) до tПП=10T при α=1 (Fp/F=21,3%).Fig.6a shows oscillograms of the transition process of establishing a notch for a sequence of video pulses with an amplitude of 1 V, pulse duration τ = 0.8 T and a repetition period τ P = T, and Fig.6b for a sequence of radio pulses with the same parameters and filling frequency f 0 = 100F at α = 9. The discreteness of the transition process in the form of steps with an interval of T is visible, as well as the fact that the shape and duration of the envelope of the transition processes for video and radio pulses are identical, and the calculations show that the duration of the transient process t PP substantially depends on the notch band of the frequency response ridges of the claimed device and decreases with the expansion of the notch ridge band from t PP = 40T at α = 9 (F p / F = 2.8%) to t PP = 10T at α = 1 (F p / F = 21.3%).
Использование заявленной группы изобретений обеспечивает значительное расширение функциональных возможностей дискретного режектора по сравнению с аналоговым прототипом, так как позволяет режектировать не только непрерывные сигналы с однополосным спектром, но и импульсные, как видео, так и радио сигналы с гребенчатым спектром, а также возможность регулировки простыми средствами полосы режекции гребней в широких пределах с незначительным изменением прямоугольности. Реализация изобретения с применением дискретных устройств задержки позволяет также легко менять частоту повторения гребней режекции согласованно с частотой повторения импульсов режектируемого сигнала путем переключения числа ячеек в устройствах задержки 9, 10 в каноническом рекурсивном ФНЧ 2. Кроме того, цифровая реализация изобретения позволяет стабилизировать все параметры и характеристики заявленного устройства и обеспечивает возможность их быстрой смены, чем не обладает аналоговый прототип. В дискретном и цифровом виде изобретение целесообразно реализовывать в виде большой интегральной схемы.The use of the claimed group of inventions provides a significant expansion of the functionality of the discrete notch as compared to the analog prototype, as it allows not only continuous signals with a single-band spectrum, but also pulsed both video and radio signals with a comb spectrum, as well as the ability to adjust by simple means stripes of notch crests over a wide range with a slight change in rectangularity. The implementation of the invention using discrete delay devices also makes it easy to change the repetition frequency of the notch ridges in accordance with the pulse repetition frequency of the notched signal by switching the number of cells in the delay devices 9, 10 in the canonical recursive low-pass filter 2. In addition, the digital implementation of the invention allows to stabilize all parameters and characteristics The claimed device and provides the possibility of quick change, which does not have an analog prototype. In discrete and digital form, the invention is expedient to implement in the form of a large integrated circuit.
Источники информации:Information sources:
1. RU №28797, 7 Н 03 Н 7/12, 2003.1. RU No. 28797, 7 H 03 H 7/12, 2003.
2. RU №2205422, G 01 S 13/52, 13/626, Н 04 В 1/10, 2003.2. RU No. 2205422, G 01 S 13/52, 13/626, H 04 1/10, 2003.
3. С.И.Баскаков. Радиотехнические цепи и сигналы. М:, Высшая школа, 1983, стр.489-491.3. S.I. Baskakov. Radio circuits and signals. M :, Higher School, 1983, pp. 489-491.
4. Проектирование радиолокационных приемных устройств. Под ред. М.А.Соколова. М:, Высшая школа, 1984, стр.126-127.4. Design of radar receiving devices. Ed. M.A.Sokolova. M :, Higher School, 1984, pp. 126-127.
5. Радиоприемные устройства. Под ред. Л.Г.Барулина. М:, Радио и связь, 1984, стр.101-102.5. Radio receivers. Ed. L.G. Barulina. M :, Radio and Communications, 1984, pp. 101-102.
6. А.Антонью. Цифровые фильтры: анализ и проектирование. М:, Радио и связь, 1983, стр.275-279.6. A. Anthony. Digital filters: analysis and design. M :, Radio and Communications, 1983, pp. 275-279.
7.. Проектирование радиолокационных приемных устройств. Под ред. М.А.Соколова. М:, Высшая школа, 1984, стр.131-136.7 .. Design of radar receiving devices. Ed. M.A.Sokolova. M :, Higher School, 1984, pp. 131-136.
8. А.Антонью. Цифровые фильтры: анализ и проектирование. М:, Радио и связь, 1983, стр.292-293.8. A. Anthony. Digital filters: analysis and design. M :, Radio and Communications, 1983, pp. 292-293.
Claims (9)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2005133699/09U RU62754U1 (en) | 2005-11-02 | 2005-11-02 | DISCRETE COMPENSATION RECTIFIER FILTER (OPTIONS) |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2005133699/09U RU62754U1 (en) | 2005-11-02 | 2005-11-02 | DISCRETE COMPENSATION RECTIFIER FILTER (OPTIONS) |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU62754U1 true RU62754U1 (en) | 2007-04-27 |
Family
ID=38107414
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2005133699/09U RU62754U1 (en) | 2005-11-02 | 2005-11-02 | DISCRETE COMPENSATION RECTIFIER FILTER (OPTIONS) |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU62754U1 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2601186C2 (en) * | 2012-05-29 | 2016-10-27 | Роузмаунт Инк. | Process control current circuit verification |
-
2005
- 2005-11-02 RU RU2005133699/09U patent/RU62754U1/en active
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2601186C2 (en) * | 2012-05-29 | 2016-10-27 | Роузмаунт Инк. | Process control current circuit verification |
| US9823276B2 (en) | 2012-05-29 | 2017-11-21 | Rosemount Inc. | Process control loop current verification |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7075383B2 (en) | Frequency modulator, frequency modulating method, and wireless circuit | |
| US8417750B2 (en) | Filters for communication systems | |
| CN101378263B (en) | Multi-carrier digital receiver based on digital intermediate frequency and multi-carrier digital receive method | |
| US8600331B2 (en) | Radio receiver with reconfigurable baseband channel filter | |
| JP3122793B2 (en) | Method and nonlinear filter for reducing co-channel interference | |
| US4736392A (en) | Demodulator for digital FM signals | |
| EP2220761B1 (en) | Pll calibration | |
| JP2005348403A (en) | Digital filter and method using frequency conversion therefor | |
| US8688067B2 (en) | Sampling circuit and receiver using same | |
| US7587440B2 (en) | Digital filter and filtering method | |
| US10181862B1 (en) | Parameterizable bandpass delta-sigma modulator | |
| US6356594B1 (en) | Data converter | |
| US6988116B2 (en) | Method of designing polynomials for controlling the slewing of adaptive digital films | |
| RU62754U1 (en) | DISCRETE COMPENSATION RECTIFIER FILTER (OPTIONS) | |
| US4809203A (en) | Hybrid analog-digital filter | |
| CN114374399B (en) | High-precision IQ imbalance correction system | |
| US6393450B1 (en) | Switched bandwidth digital filters with slewing | |
| US7027502B2 (en) | Run-time coefficient generation for digital filter with slewing bandwidth | |
| US6920471B2 (en) | Compensation scheme for reducing delay in a digital impedance matching circuit to improve return loss | |
| GB2282303A (en) | Process for the digital generation of a complex baseband signal | |
| RU2254590C1 (en) | Radar receiver with large dynamic range by intermodulation of third order | |
| EP2651083A1 (en) | Radio receiver with reconfigurable baseband channel filter | |
| CN114024521B (en) | Broadband variable frequency link group delay equalization method and system | |
| US7705760B2 (en) | Method and device for the filtering and analogue/digital conversion of analogue signal | |
| KR100550630B1 (en) | DDS driven PLL Frequency Synthesise Apparatus and Method for eliminating spurious signal |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PD1K | Correction of name of utility model owner | ||
| PD1K | Correction of name of utility model owner |