RU2813854C1 - High-frequency key cascade bias circuit with high-speed amplitude-shift keying - Google Patents
High-frequency key cascade bias circuit with high-speed amplitude-shift keying Download PDFInfo
- Publication number
- RU2813854C1 RU2813854C1 RU2023111438A RU2023111438A RU2813854C1 RU 2813854 C1 RU2813854 C1 RU 2813854C1 RU 2023111438 A RU2023111438 A RU 2023111438A RU 2023111438 A RU2023111438 A RU 2023111438A RU 2813854 C1 RU2813854 C1 RU 2813854C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- transformer
- transistor
- ldmosfet
- power
- output
- Prior art date
Links
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 11
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 6
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 9
- 230000008030 elimination Effects 0.000 abstract 1
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 abstract 1
- 238000004321 preservation Methods 0.000 abstract 1
- 239000000126 substance Substances 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 2
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 2
- TVZRAEYQIKYCPH-UHFFFAOYSA-N 3-(trimethylsilyl)propane-1-sulfonic acid Chemical compound C[Si](C)(C)CCCS(O)(=O)=O TVZRAEYQIKYCPH-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
Abstract
Description
Изобретение относится к высокочастотной (ВЧ) радиотехнике, к каскадам усиления, работающим в ключевом режиме со 100% амплитудной модуляцией (манипуляцией).The invention relates to high-frequency (HF) radio engineering, to amplification cascades operating in a key mode with 100% amplitude modulation (manipulation).
Амплитудная манипуляция в ключевых каскадах, если она осуществляется прерыванием ВЧ сигнала на входе каскада, отличается очень крутыми фронтами, как передним, так и задним. В современных ключевых каскадах на затворы силового ВЧ транзистора подается практически TTL сигнал. Фронты радиоимпульса при этом могут составлять 2-3 периода ВЧ сигнала.Amplitude manipulation in key stages, if it is carried out by interrupting the RF signal at the input of the stage, is characterized by very steep edges, both leading and trailing. In modern key stages, an almost TTL signal is supplied to the gates of the RF power transistor. The fronts of the radio pulse can be 2-3 periods of the RF signal.
На заднем фронте радиоимпульса, при резком спаде тока потребления, на стоках ВЧ транзистора появляется всплеск напряжения в связи с тем, что в цепи питания транзистора имеется достаточно большая индуктивность выходного трансформатора, дросселей фильтра питания и пр.At the trailing edge of the radio pulse, with a sharp drop in current consumption, a voltage surge appears at the drains of the RF transistor due to the fact that in the transistor power circuit there is a sufficiently large inductance of the output transformer, power filter chokes, etc.
Эпюра напряжения на стоке ВЧ транзистора при амплитудной манипуляции полученная экспериментальным путем представлена на фиг. 1. Рабочая часть радиоимпульса имеет напряжение U1, которое определяется результатом проектирования каскада и расчета его выходной цепи.The voltage diagram at the drain of the RF transistor during amplitude manipulation, obtained experimentally, is presented in Fig. 1. The working part of the radio pulse has a voltage U 1 , which is determined by the result of designing the cascade and calculating its output circuit.
Устранение описанного явления путем искусственного увеличения времени спада заднего фронта радиоимпульса возможно, но в подавляющем большинстве случаев неприемлемо по причине ухудшения модуляционных качеств каскада, таких как, например, скорость передачи информации.Eliminating the described phenomenon by artificially increasing the decay time of the trailing edge of the radio pulse is possible, but in the vast majority of cases it is unacceptable due to the deterioration of the modulation qualities of the cascade, such as, for example, the information transmission rate.
Известна схема раскачки LDMOSFET [1], [2], [3] с использованием прямого подключения драйверов полевого транзистора, фиг 2, содержащая ВЧ вход каскада, вход импульсной манипуляции, клемму питания, ВЧ выход каскада, драйвер двухтактного полевого транзистора LDMOSFET, силовой ВЧ транзистор LDMOSFET, выходной ВЧ трансформатор, дроссель фильтра питания. или с использованием трансформатора импеданса, фиг.3, содержащая ВЧ вход каскада, вход импульсной манипуляции, клемму питания, ВЧ выход каскада, драйвер двухтактного полевого транзистора LDMOSFET, силовой ВЧ транзистор LDMOSFET, входной ВЧ трансформатор, выходной ВЧ трансформатор, дроссель фильтра питания.There is a known LDMOSFET drive circuit [1], [2], [3] using direct connection of field-effect transistor drivers, Fig. 2, containing the RF input of the cascade, the input of pulse manipulation, the power terminal, the RF output of the cascade, the driver of a push-pull field-effect transistor LDMOSFET, the power RF LDMOSFET transistor, RF output transformer, power filter choke. or using an impedance transformer, Fig. 3, containing the RF input of the stage, the input of pulse manipulation, the power terminal, the RF output of the stage, the LDMOSFET push-pull field-effect transistor driver, the LDMOSFET power RF transistor, the RF input transformer, the RF output transformer, the power filter choke.
Данные схемы силовых ВЧ транзисторов, имеют справочное напряжение U(BR)DSS (drain-source breakdown voltage) - напряжение самоотпирания. Незначительное превышение этого напряжения не опасно, т.к. современные LDMOSFET производятся по технологии обеспечивающей определенную лавиностойкость. Однако энергия лавинного пробоя ограничена (на фиг.1, UAVAL Limit). Если исходное напряжение на стоке транзистора развивается таким, что вызванная им лавина по энергии превышает предел, транзистор выходит из строя.These circuits of RF power transistors have a reference voltage U (BR)DSS (drain-source breakdown voltage) - self-triggering voltage. A slight excess of this voltage is not dangerous, because modern LDMOSFETs are produced using technology that provides a certain avalanche resistance. However, the avalanche breakdown energy is limited (in Fig. 1, U AVAL Limit ). If the initial voltage at the drain of the transistor develops such that the energy avalanche it causes exceeds the limit, the transistor fails.
Техническая проблема, решаемая заявленным изобретение, заключается в повышении надежности.The technical problem solved by the claimed invention is to increase reliability.
Технический результат заключается в сохранении времени спада заднего фронта радиоимпульса исходно высоким и полном устранении образования выброса на стоках силового высокочастотного (ВЧ) транзистора.The technical result consists in maintaining the decay time of the trailing edge of the radio pulse initially high and completely eliminating the formation of a surge at the drains of the high-frequency (RF) power transistor.
Указанный технический результат достигается в схеме смещения высокочастотного ключевого каскада с высокоскоростной амплитудной манипуляцией, содержащая входы высокочастотного (ВЧ) каскада и импульсной модуляции, драйвер двухтактного полевого транзистора LDMOSFET, входной ВЧ трансформатор Т1, силовой ВЧ транзистор LDMOSFET VT1, выходной ВЧ трансформатор Т2, дроссель фильтра питания L1, ВЧ выход каскада К4, при этом дополнительно содержит цепь R1C1, подключенную параллельно к средней точке вторичной обмотки входного ВЧ трансформатора Т1, подключенной к затворам силового ВЧ транзистора LDMOSFET VT1, а также диоды VD1, VD2, образующие в совокупности с конденсатором С1 детектор положительной полуволны.The specified technical result is achieved in a bias circuit of a high-frequency switching stage with high-speed amplitude manipulation, containing inputs of a high-frequency (RF) stage and pulse modulation, a push-pull LDMOSFET field-effect transistor driver, an RF input transformer T1, a RF power transistor LDMOSFET VT1, an RF output transformer T2, a filter inductor power supply L1, RF output of stage K4, additionally containing circuit R1C1, connected in parallel to the midpoint of the secondary winding of the input RF transformer T1, connected to the gates of the power RF transistor LDMOSFET VT1, as well as diodes VD1, VD2, which together with capacitor C1 form a detector positive half wave.
Заявленное изобретение поясняется на графических материалах, гдеThe claimed invention is illustrated in graphic materials, where
Фиг.1 - Эпюры напряжений на стоках силового ВЧ транзистора при амплитудной манипуляции.Figure 1 - Diagrams of voltages at the drains of a power RF transistor during amplitude manipulation.
Фиг.2 - схема раскачки LDMOSFET с использованием прямого подключения драйверов полевого транзистора, где:Figure 2 - LDMOSFET drive circuit using direct connection of field-effect transistor drivers, where:
К1 - ВЧ вход каскада;K1 - RF input of the cascade;
К2 - вход импульсной манипуляции;K2 - pulse manipulation input;
К3 - клемма питания;K3 - power terminal;
К4 - ВЧ выход каскада;K4 - RF output of the cascade;
D1 - драйвер двухтактного полевого транзистора LDMOSFET;D1 - driver of a push-pull field-effect transistor LDMOSFET;
VT1 - силовой ВЧ транзистор LDMOSFET;VT1 - RF power transistor LDMOSFET;
Т2 - выходной ВЧ трансформатор;T2 - output RF transformer;
L1 - дроссель фильтра питания.L1 - power filter choke.
Фиг.3 - схема раскачки LDMOSFET с использованием трансформатора импеданса, где:Figure 3 is a diagram for driving an LDMOSFET using an impedance transformer, where:
Т1 - входной ВЧ трансформатор;T1 - input RF transformer;
D1 - драйвер полевого транзистора;D1 - field-effect transistor driver;
Т2 - выходной ВЧ трансформатор.T2 - output RF transformer.
Фиг.4 - схема заявленного изобретения, где:Figure 4 is a diagram of the claimed invention, where:
R1 – резистор;R1 – resistor;
C1 – конденсатор;C1 – capacitor;
VD1 - диод;VD1 - diode;
VD2 – диод.VD2 – diode.
Заявленная схема одновременно сохраняет время спада заднего фронта радиоимпульса исходно высоким и полностью устраняет образования выброса на стоках силового ВЧ транзистора, фиг. 4.The claimed circuit simultaneously maintains the decay time of the trailing edge of the radio pulse initially high and completely eliminates the formation of a surge at the drains of the power RF transistor, Fig. 4.
Схема отличается тем, что имеется резистор R1 и конденсатор С1 подключенные параллельно к средней точке вторичной обмотки (обмотке затворов силового ВЧ транзистора) входного ВЧ трансформатора с одной стороны и общим проводом (землей), с другой стороны. Имеются диоды VD1, VD2, подключенные катодами к затворам силового ВЧ транзистора и анодами к земле.The circuit differs in that there is a resistor R1 and a capacitor C1 connected in parallel to the midpoint of the secondary winding (gate winding of the RF power transistor) of the RF input transformer on one side and a common wire (ground) on the other side. There are diodes VD1, VD2, connected by cathodes to the gates of the RF power transistor and anodes to ground.
Диоды VD1 и VD2 в совокупности с конденсатором С1 образуют амплитудный детектор положительной полуволны, что приводит к появлению на затворах силового ВЧ транзистора VT1 постоянного напряжения (напряжение смещения) в то время, когда ВЧ входной сигнал присутствует. Напряжение смещения равно половине размаха входного ВЧ сигнала и не выводит транзистор VT1 из ключевого режима и не снижает КПД каскада.Diodes VD1 and VD2, together with capacitor C1, form an amplitude detector of the positive half-wave, which leads to the appearance of a constant voltage (bias voltage) at the gates of the RF power transistor VT1 (bias voltage) while the RF input signal is present. The bias voltage is equal to half the swing of the input RF signal and does not remove transistor VT1 from the key mode and does not reduce the efficiency of the cascade.
Когда входной ВЧ сигнал прерывается модуляцией (отсутствует), напряжение смещения продолжает присутствовать время, определяемое постоянной времени цепи R1, C1. Это напряжение больше напряжения отпирания транзистора VT1. Таким образом оба плеча VT1 некоторое время оказываются одновременно открытыми и шунтируя выходной трансформатор гасят ток, запасенный в индуктивностях выходной цепи Т2 и L1, тем самым предотвращая появление выброса напряжения на стоках VT1, как если бы плечи транзистора VT1 мгновенно оба закрылись при прекращении входного ВЧ сигнала.When the RF input signal is interrupted by modulation (absent), the bias voltage continues to be present for a time determined by the time constant of circuit R1, C1. This voltage is greater than the unlocking voltage of transistor VT1. Thus, both arms of VT1 are simultaneously open for some time and, by shunting the output transformer, they extinguish the current stored in the inductances of the output circuit T2 and L1, thereby preventing the appearance of a voltage surge on the drains of VT1, as if the arms of transistor VT1 instantly both closed when the input RF signal ceased .
Постоянная времени цепи R1C1 выбирается достаточной для полного гашения тока, запасенного в индуктивностях Т2 и L1, но в тоже время без избытка. В этом случае снижение КПД лишь в незначительной степени будет наблюдаться только в режиме модуляции с высокой скоростью, когда временная доля длительностей переднего и заднего фронта занимает в периоде ВЧ сигнала 10% и более, и не наблюдаться вовсе в непрерывном режиме. Постоянная времени R1C1 должна равняться приблизительно трем периодам ВЧ сигнала, т.к. наблюдения и эксперименты показали, что 90% энергии выброса содержатся в указанном интервале.The time constant of the circuit R1C1 is selected sufficient to completely extinguish the current stored in inductances T2 and L1, but at the same time without excess. In this case, a decrease in efficiency will only be observed to a small extent only in the high-speed modulation mode, when the time fraction of the durations of the leading and trailing edges occupies 10% or more in the RF signal period, and will not be observed at all in the continuous mode. The time constant R1C1 should be equal to approximately three periods of the RF signal, because observations and experiments have shown that 90% of the emission energy is contained in the specified interval.
Пример реализации схемы на заданной частоте ВЧ сигналаAn example of a circuit implementation at a given RF signal frequency
Для примера выберем частоту ВЧ сигнала, равную For example, let’s choose a frequency of the RF signal equal to
F=10 МГц = 106 Гц.F=10 MHz = 10 6 Hz.
Период ВЧ сигнала составляетThe period of the RF signal is
Т= 1/F = 10-7 с.T= 1/F = 10 -7 s.
Поскольку 90% энергии индуктивного выброса содержится в трех периодах ВЧ колебаний, время необходимое для его гашения составляетSince 90% of the energy of the inductive surge is contained in three periods of HF oscillations, the time required to extinguish it is
ТГАШ = 3Т = 3×10-7 с.T GASH = 3T = 3×10 -7 s.
Постоянная времени цепи R1C1 так же должна составлять 0,3 мкс. Поскольку постоянная цепи определяется по формулеThe time constant of circuit R1C1 should also be 0.3 μs. Since the chain constant is determined by the formula
τ = RC,τ = RC,
то рассчитать можно только значение R при заданном С и наоборот. Пусть R=1 кОм, тогдаthen only the value of R can be calculated for a given C and vice versa. Let R=1 kOhm, then
С = τ / R,C = τ / R,
С = 3×10-7/ 103 = 3×10-10 = 300 пФC = 3×10 -7 / 10 3 = 3×10 -10 = 300 pF
Источники информации:Information sources:
1. https://www.microsemi.com/sites/default/files/micnotes/DRF1200.pdf, дата публикации 22.12.2008, 13.56 MHz, CLASS-E, 1KW RF Generator using a Microsemi DRF1200 Driver/MOSFET Hybrid (рис. 2). 1. https://www.microsemi.com/sites/default/files/micnotes/DRF1200.pdf , publication date 12/22/2008, 13.56 MHz, CLASS-E, 1KW RF Generator using a Microsemi DRF1200 Driver/MOSFET Hybrid (Fig. .2).
2. https://ww1.microchip.com/downloads/en/Appnotes/1811_C.pdf 13.56 MHz, CLASS-E, 1KW RF Generator using a Microsemi DRF1200 Driver/MOSFET (Рис. 7) 2. https://ww1.microchip.com/downloads/en/Appnotes/1811_C.pdf 13.56 MHz, CLASS-E, 1KW RF Generator using a Microsemi DRF1200 Driver/MOSFET (Fig. 7)
https://ww1.microchip.com/downloads/en/Appnotes/1812%20C.pdf, дата публикации сентябрь, 2011г, 13.56 MHz, Class D Push-Pull, 2KW RF Generator with Microsemi DRF1300 Power MOSFET Hybrid (Рис.3). https://ww1.microchip.com/downloads/en/Appnotes/1812%20C.pdf , publication date September, 2011, 13.56 MHz, Class D Push-Pull, 2KW RF Generator with Microsemi DRF1300 Power MOSFET Hybrid (Fig. 3 ).
Claims (1)
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2813854C1 true RU2813854C1 (en) | 2024-02-19 |
Family
ID=
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
SU1334357A1 (en) * | 1986-02-21 | 1987-08-30 | Специальное Конструкторско-Технологическое Бюро Микроэлектроники | Power amplifier |
SU1539962A1 (en) * | 1988-02-03 | 1990-01-30 | Научно-исследовательский институт интроскопии при Томском политехническом институте им.С.М.Кирова | Operational amplifier |
UA99956C2 (en) * | 2010-11-08 | 2012-10-25 | Винницкий Национальный Технический Университет | Push-pull balanced current amplifier |
CN107493078A (en) * | 2016-06-13 | 2017-12-19 | 英特尔Ip公司 | Amplifying circuit, low-noise amplifier, the apparatus and method for being amplified |
US10644655B2 (en) * | 2013-03-25 | 2020-05-05 | Dialog Semiconductor B.V. | Electronic biasing circuit for constant transconductance |
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
SU1334357A1 (en) * | 1986-02-21 | 1987-08-30 | Специальное Конструкторско-Технологическое Бюро Микроэлектроники | Power amplifier |
SU1539962A1 (en) * | 1988-02-03 | 1990-01-30 | Научно-исследовательский институт интроскопии при Томском политехническом институте им.С.М.Кирова | Operational amplifier |
UA99956C2 (en) * | 2010-11-08 | 2012-10-25 | Винницкий Национальный Технический Университет | Push-pull balanced current amplifier |
US10644655B2 (en) * | 2013-03-25 | 2020-05-05 | Dialog Semiconductor B.V. | Electronic biasing circuit for constant transconductance |
CN107493078A (en) * | 2016-06-13 | 2017-12-19 | 英特尔Ip公司 | Amplifying circuit, low-noise amplifier, the apparatus and method for being amplified |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US6294957B1 (en) | RF power amplifier having synchronous RF drive | |
US5023566A (en) | Driver for a high efficiency, high frequency Class-D power amplifier | |
US7786798B2 (en) | Amplifying pulses of different duty cycles | |
US9461550B2 (en) | Method and apparatus for extending zero-voltage switching range in a DC to DC converter | |
US7728662B2 (en) | Saturated power amplifier with selectable and variable output power levels | |
US8509031B2 (en) | H-bridge pulse generator | |
Varlamov et al. | High Efficiency Power Amplifier for IoT Applications: RF Path | |
US4626715A (en) | MOS FET amplifier output stage | |
CN103532506B (en) | System and a method for a cascoded amplifier | |
US6300829B1 (en) | RF power amplifier system having inductive steering | |
JP2009295681A (en) | Laser diode driving circuit | |
EP2870692A1 (en) | Push-pull amplification systems and methods | |
US10938384B2 (en) | Pulse modulator | |
RU2813854C1 (en) | High-frequency key cascade bias circuit with high-speed amplitude-shift keying | |
US7889003B2 (en) | Class-D amplifier | |
US6211735B1 (en) | RF power amplifier having improved power supply for RF drive circuits | |
EP1583235A1 (en) | Emitter switching driving network to control the storage time | |
Ramos et al. | A fully monolithically integrated 4.6 GHz DC-DC converter | |
WO2004023646A1 (en) | Class-f doherty amplifier | |
CN105610307A (en) | Isolation gate driving circuit capable of generating fixed negative voltage for power switching transistor | |
US20150097619A1 (en) | Amplifier | |
JP4538783B2 (en) | D class amplifier | |
JP4685563B2 (en) | Antenna switching circuit | |
Babapour et al. | Design of a Class F Power Amplifier With 60% Efficiency at 1800 MHz Frequency | |
US20180294780A1 (en) | Wide-band amplifiers using clipper circuits for reduced harmonics |