RU2812259C1 - Противофазный LC-делитель/сумматор мощности - Google Patents

Abstract

Изобретение относится к области радиотехники. Технический результат заключается в расширении у противофазных ZC-делителей/сумматоров частотных диапазонов развязки и согласования при одновременном уменьшении их габаритных размеров. Для этого в LC-делитель/сумматор мощности дополнительно вводятся индуктивные элементы 61, 62 и 65, а также емкостные элементы 63 и 64, причем элементы 61 и 62 между собой соединены последовательно, их общая точка соединена со свободной обкладкой конденсатора 60, а сами эти элементы включены между общей точкой элементов 52 и 57 и началом индуктивного элемента 54, к которому также подключен свободный вывод элемента 58 с емкостью С₃/2, кроме прочего элементы 63 и 64 соединены последовательно, их общая точка подключена через индуктивный элемент 65 к общей шине, а сами емкостные элементы 63 и 64 подключены с одной стороны к общей точке элементов 53 и 57, а с другой - к общей точке элементов 55 и 58, при этом LС-делитель/сумматор мощности имеет противофазный сдвиг между колебаниями на клеммах 67 и 68. 8 ил.

Description

Предлагаемое устройство на сосредоточенных Z-C-элементах относится к области радиотехники и может быть применено для распределения мощности различных колебаний в измерительной и специальной приемо-передающей радиоаппаратуре, работающей вплоть до СВЧ диапазона. В частности, оно может быть использовано в двухтактных усилителях мощности передатчиков или в балансных смесителях приемников.

Известен противофазный делитель/сумматор мощности (См. рис. 12.2 или рис. 1.6 в) в книге «Устройства сложения, распределения мощностей высокочастотных колебаний» / В.В. Заенцев, В.М. Катушкина, С.Е. Лондон, З.И. Модель / Под ред. З.И. Моделя. - М.: Советское радио, 1980. - 296 с.). Данный делитель/сумматор мощности (См. фиг. 1) является мостовым устройством, выполненном на дифференциальном трансформаторе 1, одна часть которого имеет коэффициент передачи 1:1, а другая - 1:-1. Схема содержит также генераторы 2 и 3 с внутренними сопротивлениями R₃ и R₄ (элементы 4 и 5), которые в процессе суммирования своих мощностей связаны при помощи нагрузочного 6 и балансного 7 резистивных элементов с величинами R₃ и R₄, равными волновому сопротивлению Z₀ стандартного тракта. Благодаря повороту фазы на 180°, осуществляемому трансформатором с коэффициентом передачи 1:-1, связи генераторов взаимно компенсируются и генераторы становятся развязанными между собой, но при условии, что R₃-R₄=2R₁. Очевидным недостатком данного устройства является то, что развязку и согласование здесь можно обеспечить лишь между парными выходами моста. Чтобы их выполнить одновременно на всех выходах, необходим дополнительный трансформатор, а это увеличивает габаритные размеры, которые и без того большие за счет наличия в устройстве магнитопровода.

Недостатком аналога является невозможность одновременного обеспечения развязки и согласования противофазных ZC-делителей/сумматоров мощности при уменьшении их габаритных размеров.

Известен противофазный ZC-делитель/сумматор мощности (См. Fig. 2 в статье «180° lumped element hybrid» / S.J. Parisi // 1989 IEEE MTT-S Dig., 13-15 June, 1989, Long Beach, California. - Vol. III [MWSYM]. - PP-33. - P. 1243-1246). Данное устройство (См. фиг. 2) представляет собой реализацию на 1С-элементах балансного кольца, состоящего из трех четвертьволновых отрезков линии передачи и одного отрезка линии передачи длиной ЗЛУ4 с волновым сопротивлением [1]. На основе сравнения матриц передач [а] отрезкам линий передач длиной А/4 поставлены в соответствие П-образные ФНЧ, которые выполнены на индуктивных 8 - 10 и емкостных 11-14 элементах. Аналогичным образом индуктивным 15 и емкостными 16, 17 элементами, образующими ФВЧ Т-типа, описаны свойства отрезка линии передачи длиной ЗА/4. Относительно друг друга колебания на выходных клеммах 18 и 19 сдвинуты по фазе на 180°, а на выходных клеммах 20 и 21 разница их фаз равна нулю. Балансное кольцо на сосредоточенных LC-элементах имеет заметно меньшие габаритные размеры, чем его распределенный вариант.Вместе с тем, если здесь и далее при сравнении использовать трехэлементные цепи П-ФНЧ и Т-ФВЧ, то относительные полосы развязки и согласования второго аналога не превышают 35% при КСВ<-10 дБ и отклонении 0.8 дБ от идеального деления величиной 3 дБ. Очевидно, применив в делителях/сумматорах мощности цепи П-ФНЧ и Т-ФВЧ более высокого порядка, можно расширить их частотные диапазоны развязки и согласования, но только за счет увеличения габаритных размеров и потерь [1,2].

Недостатком данного аналога является относительно узкие частотные диапазоны развязки и согласования противофазных ZC-делителей/сумматоров мощности, если при этом одновременно стремиться минимизировать их габаритные размеры.

Известен противофазный LC-делитель/сумматор мощности (См. Fig. 2 в статье «Analysis and design of lumped element Marchand baluns» / Т.К. Johansen, V. Krozer // IEEE 17 International Conference on Microwave, Radar and Wireless Communications, 2008. - MIKON 2008. - P. 1-4). Устройство (См. фиг. 3) представляет собой выполненную на сосредоточенных LC-элементах модификацию известного моста Маршанда. Данный LC-мост содержит первую 22, 23 и вторую 24, 25 пары индуктивных элементов, которые связаны между собой, с одной стороны, магнитной связью с коэффициентом к, ас другой -электрическими связями при помощи емкостей 26-29. Кроме того, при помощи емкостных элементов 30 - 35 описанная конструкция LC-элементов дополнительно электрически связана с корпусом прибора. Клемма 36 используется для ввода входного колебания, а клеммы 37 и 38 служат выходами противофазных колебаний. Относительные полосы согласования третьего аналога достигают 60% при КСВ<-10 дБ и отклонении 1 дБ от идеального значения деления 3 дБ. К сожалению, так же как и в первом аналоге, в мостах Маршанда невозможно одновременно согласовать все их выходы с сопротивлениями стандартных трактов. По этой причине развязка между балансными выходами невелика и составляет всего 4-8 дБ. Для ее увеличения между балансными выводами часто приходится применять развязывающие цепи [3] или дополнительные трансформаторы, что обычно приводит к увеличению габаритных размеров всех, подобных третьему аналогу устройств.

Недостатком третьего аналога является невозможность одновременного обеспечения высоких величин развязки и согласования в противофазных ZC-делителях/сумматорах мощности, если при этом необходимо обеспечить их минимальные габаритные размеры.

Наиболее близким к предлагаемому техническим решением является LC-делитель/ сумматор мощности (См. Патент РФ на изобретение №2494502 С2, МПК H01P 5/18; Миниатюрный широкополосный квадратурный направленный ответвитель на элементах с сосредоточенными параметрами / СВ. Березовский, Р.В. Иванов, В.А. Толстенко; заявитель и патентообладатель ФГУП «Ростовский-на-Дону научно-исследовательский институт радиосвязи». - №2011142176/08; заявл. 18.10.2011, опубл. 27.09.2013, Бюл. №27). Устройство-прототип (См. фиг. 4) содержит первую 39, 40 и вторую 41, 42 пары индуктивных элементов, которые связаны между собой, с одной стороны, магнитной связью с коэффициентом к, а с другой - электрическими связями при помощи емкостей 43 - 45. При помощи емкостных элементов 46 и 47 данные звенья LC-элементов дополнительно электрически связаны с корпусом прибора. Если клемма 48 используется для ввода входного колебания, то клеммы 49 и 50 служат выходами колебаний, сдвинутых по отношению друг к другу на 90° при условии, что к клемме 51 подключена нагрузка, равная сопротивлению Zq. По сути, устройство-прототип представляет собой описанный в работе [4] квадратурный делитель/сумматор мощности, где вместо коаксиальных линий передач с электрической длиной 19-28° используются конденсаторы 46 и 47. Расширение полосы частот прототипа, а также его частотных диапазонов развязки и согласования достигается при условии, когда обусловленный реактивностями элементов 46 и 47 фазовый сдвиг приближается к оптимальной величине ≈24°, установленной в работе [4]. Надо отметить, что в этом случае величины индуктивностей 39-42 становятся в два раза больше значений индуктивностей, используемых в устройстве [4] на скрутке проводов. Это означает, что независимо от применения в устройстве-прототипе технологии изготовления многослойных керамических плат расширение рассматриваемых полос частот фактически возможно только за счет увеличения габаритных размеров, в частности, размеров элементов 39 - 42 с большими индуктивностями. Кроме того, чтобы квадратурное устройство-прототип превратить в противофазный делитель/сумматор мощности, нужно обеспечить дополнительный фазовый сдвиг на 90° между колебаниями на клеммах 49 и 50. Например, это можно сделать, используя на этих клеммах 49 и 50 описанные в работе [1] фазосдвигающие цепи. Очевидно, что габаритные размеры такого 180°-моста будут значительно больше.

Недостатком прототипа является неоптимальные по ширине частотные диапазоны развязки и согласования противофазных ZC-делителей/сумматоров мощности, особенно в тех случаях, когда необходимо обеспечить их минимальные габаритные размеры.

Технический эффект, на достижение которого направлено предлагаемое решение, заключается в расширении его частотных диапазонов развязки и согласования при одновременном уменьшении габаритных размеров.

Этот эффект достигается тем, что в LC-делителе/сумматоре мощности, содержащем подключенный одной обкладкой к общей шине конденсатор 60, а также две пары индуктивных элементов (первая пара образована элементами 52 и 53, а вторая - 54 и 55), которые связаны между собой, с одной стороны, магнитной связью с коэффициентом k=М/L₃, где L₃ - индуктивности элементов 52 - 55, М - взаимные (между элементами 52 и 53, а также между - 54 и 55) индуктивности, а с другой - электрическими связями при помощи емкостей С₃/2 элементов 56, 57 и 59, причем элемент 56 включен между начальными выводами элементов 52 и 53, а элемент 57 - между их конечными выводами, вместе с тем, емкость 59 включена между конечными выводами индуктивного элемента 54 и индуктивности 55, к началу которой одним выводом подключен емкостной элемент 58, при этом клемма 66 является входом устройства, клеммы 67 и 68 - его выходами, а к клемме 69 подключена нагрузка, равная сопротивлению Z₀ стандартного тракта, согласно изобретению вводятся индуктивные элементы 61, 62 и 65, а также емкостные элементы 63 и 64, причем элементы 61 и 62 между собой соединены последовательно, их общая точка соединена со свободной обкладкой конденсатора 60, а сами эти элементы включены между общей точкой элементов 52 и 57 и началом индуктивного элемента 54, к которому также подключен свободный вывод элемента 58 с емкостью С₃/2, кроме прочего элементы 63 и 64 соединены последовательно, их общая точка подключена через индуктивный элемент 65 к общей шине, а сами емкостные элементы 63 и 64 подключены с одной стороны к общей точке элементов 53 и 57, а с другой - к общей точке элементов 55 и 58 при этом LC-делитель/сумматор мощности имеет противофазный сдвиг между колебаниями на клеммах 67 и 68, если для него величины элементов и основные фазовые характеристики удовлетворяют системе уравнений:

где ϕ₁ и ϕ₂ - фазовые сдвиги, определяемые цепями Т-ФНЧ (на элементах 60-62 с величинами L₁/2 и С₁) и Т-ФВЧ (на элементах 63-65 с величинами L\ и 2С₂); ϕ_C и ϕ_L - выраженные в градусах аргументы коэффициентов передачи для емкостного (между 66 и 67 клеммами) и индуктивного (между 66 и 68 клеммами) каналов, если вместо цепей Т-ФНЧ и Т-ФВЧ используются перемычки; ω₀ - циклическая частота, на которой измеряются сдвиги фаз ϕ₁, ϕ₂ и ϕ_C, ϕ_L; (i=1, 2, 3) - характеристические сопротивления L_iC_i - цепей.

Предложенный противофазный ZC-делитель/сумматор мощности представлен на фиг. 5. Он содержит две пары индуктивных элементов (первая пара образована элементами 52 и 53, а вторая - 54 и 55), которые связаны между собой, с одной стороны, магнитной связью с коэффициентом k=М/L₃, где L₃ - индуктивности элементов 52-55, М - взаимные (между элементами 52 и 53, а также между - 54 и 55) индуктивности, а с другой -электрическими связями при помощи элементов 56-59 с емкостями С₃/2. Кроме того, устройство содержит два Т-образных фазосдвигающих звена, которые представляют собой ФНЧ и ФВЧ цепи, выполненные на элементах 60-62 и 63-65, соответственно. Если клемма 66 используется для ввода входного колебания, то клеммы 67 и 68 служат выходами противофазных колебаний при условии, что к клемме 69 подключена нагрузка, равная сопротивлению Z₀. Выбирая при помощи приведенных ниже формул величины фазовых сдвигов Т-ФНЧ и Т-ФВЧ цепей, в предложенном устройстве между колебаниями на выходах 67 и 68 достигается 180°-ные фазовые соотношения даже в тех случаях, когда магнитная связь не равна единице, например при k=0.7 - 0.9. Так, 180°-ная разница фаз между колебаниями на выходах 67 и 68 реализуется с точностью ±5°, если фазовые сдвиги Т-ВНЧ и Т-ФВЧ имеют, например, величины +75° и -75°, соответственно.

Предложенное устройство работает следующим образом. Оценим отличительные особенности данного устройства, сравнив его работу с типовым (см., например, фиг. 4, но без элементов 46 и 47) квадратурным делителем/сумматором мощности, который описывается известным фазовым соотношением:

где ϕ_C и ϕ_L - выраженные в градусах аргументы коэффициентов передачи для емкостного и индуктивного каналов, в которых имеют место потери мощности при прохождении колебаний от 48 до 49 клеммы и от 48 до 50 клеммы, соответственно. Обычно в выражении (1) величины аргументов удовлетворяют неравенствам ϕ_C<0 и ϕ_L>0, а при идеальном делении (суммировании) ϕ_C=-45° и ϕ_L=45°. С ростом рабочей частоты квадратурного делителя/сумматора (без элементов 46 и 47) в емкостном канале передачи потери мощности уменьшаются, а в индуктивном канале - увеличиваются. Характер такого частотного поведения потерь мощности в емкостном и индуктивном каналах не меняется, если цепь Т-ФВЧ с фазовым сдвигом -45° подключается к клемме 49, а +45°-ное звено Т-ФНЧ - к клемме 50. И в этом случае коэффициенты передач двух ветвей пересекаются лишь в одной частотной точке. В полученном таким образом противофазном устройстве полосы частот развязки и согласования остаются узкими, как и у квадратурного делителя/сумматора.

Подключим Т-ФНЧ со сдвигом фазы ϕ₁ к индуктивному каналу, а Т-ФВЧ с фазовым сдвигом ϕ₂ - к емкостному каналу нестандартным (см. фиг. 5) способом: Т-ФНЧ вставим между концом индуктивного элемента 52 и началом индуктивного элемента 54, а Т-ФВЧ -между концом индуктивного элемента 53 и началом индуктивного элемента 55. При таком необычном применении фазосдвигающих цепей справедливо следующее соотношение фаз:

Такая форма записи уравнения (2) обусловлена тем, что входная клемма 66 на фиг. 5 является общей по отношению к цепям, обеспечивающим фазовые сдвиги ϕ₁ и ϕ_C. .Если просуммировать правые и левые части уравнений (1) и (2), можно получить дополнительное условие, которое в предложенном противофазном делителе/сумматоре мощности должно выполняться одновременно с уравнением (2):

В уравнениях (2), (3) при условиях, что |ϕ₁|≤90° и |ϕ2|≤90°, величины сдвигов фаз ϕ₁ и ϕ₂ связаны с элементами ФНЧ и ФВЧ схемы на фиг. 5 следующими выражениями [1]:

где L₁/2 - индуктивности элементов 61 и 62, С₁ - емкость элемента 60, L₂ - индуктивность элемента 65, 2С₂ - емкости элементов 63 и 64, - характеристические сопротивления Т-ФВЧ и Т-ФНЧ цепей, соответственно.

Индуктивности L₃ первой пары элементов 52, 53, а также аналогичные индуктивности второй пары элементов 54, 55, каждые из которых на фиг. 5 связаны между собой магнитной связью с коэффициентом к и электрическими связями при помощи емкостей С₃/2 элементов 56 - 59 определяются установленными в работе [4] соотношениями:

где - характеристические сопротивления L₃C₃-цепей, содержащие индуктивно связанные пары элементов 52, 53 и 54, 55, которые дополнительно связаны электрически при помощи элементов 56-59.

Таким образом, если выполнить условия (2) и (3) для фаз ϕ₁ и ϕ₂, а затем с их помощью рассчитать по формулам (4)-(6) величины элементов для всех цепей, выбрав их характеристические импедансы равными сопротивлению Z₀ (Z_c1=Z_c2=Z_c3=Z₀), то можно реализовать противофазный делитель/сумматор мощности, который имеет расширенные полосы развязки и согласования при малых габаритных размерах. Расширение данных полос в этом случае достигается из-за появления дополнительных полюса и нуля на графиках коэффициентов передач, когда на растущей ветви имеет место ярко выраженный падающий участок, а на падающей ветви, наоборот - растущий. В результате графики прямых потерь в емкостном и индуктивных каналах приобретают вид пересекающихся друг с другом на уровне 3 дБ верхней части полосно-пропускающего фильтра и нижней части полосно-запирающего фильтра. А поскольку характеристические сопротивления емкостей элементов 46 и 47 на фиг. 4 приблизительно в два раза выше по сравнению с характеристическими сопротивлениями цепей на фиг. 5, типовые полосы развязки и согласования предлагаемого устройства ближе соответствуют оптимальным величинам, которые установлены в работе [4]. При этом по сравнению с прототипом индуктивности L₃ элементов 52-55 на фиг. 5 имеют в два раза меньшие величины, что способствует уменьшению габаритных размеров всего устройства независимо от используемой технологии его изготовления.

Следует отметить, что приведенные фазовые соотношения и их связь с величинами элементов на фиг. 5 не являются абсолютно точными. Так, коэффициент магнитной связи к между индуктивностями L₃, предполагается равным (или близким) единице, что на практике трудновыполнимо. Если, например, на скрутке двух покрытых лаком проводов невозможно реализовать 100%-ную магнитную связь, то ее нехватку обычно компенсируют увеличением электрической связи путем изменения номиналов емкостей связи С₃/2 до значений С₃ [5]. Очевидно, что отмеченные действия могут изменить фазовые соотношения (2) и (3). Несмотря на это, рассчитанные с помощью уравнений (2)-(6) характеристики и величины элементов предлагаемого устройства могут быть использованы в качестве начального (нулевого) приближения в процессе моделирования и параметрического синтеза делителей/сумматоров рассматриваемого типа.

Пример конкретного выполнения устройства. В качестве примера представим макет противофазного ZC-делителя/сумматора мощности, разработанный по результатам моделирования с использованием рекомендаций книги [6]. Макет работает в стандартных 50-Омных трактах в диапазоне от 1.5 до 3 ГГц. Определим сначала выраженные в градусах аргументы коэффициентов передачи ϕ_C и ϕ_L для емкостного и индуктивного каналов схемы на фиг. 4 без емкостных элементов 46 и 47. Для этого промоделируем два соединенных последовательно элемента MUC2, каждый из которых представляет собой две индуктивности L3=2.4 нГн, которые связаны между собой магнитной связью с коэффициентом k=0.85. Электрическая связь между индуктивностями реализована с помощью внешних емкостей С₃2=0.47 пФ. Подобная конструкция в виде скрутки двух покрытых лаком проводов с емкостными связями широко используется на практике [5]. Измерим на частоте 2.5 ГГц значения фаз ϕ_C≈-60° и ϕ_L≈30° для последовательных элементов MUC2. В соответствии с формулами (2) и (3) установим, что

Выберем равными друг другу по абсолютной величине фазовые сдвиги: ϕ₁≈-75° и ϕ₂≈-75°. С учетом этого замечания рассчитаем по формулам (4) и (5) значения всех элементов фазосдвигающих цепей ФНЧ и ФВЧ на частотах 2 ГГц и 2.5 ГГц, соответственно. Элементы данных цепей имеют следующие величины: L₁/2=3.05 нГн, С₁=1.54 пФ, L₂=3.3 нГн, 2С₂=1.66 пФ. Значения индуктивностей 1з и емкостей С₃/2 в макете по схеме на фиг. 5 оставим такими же, как и в конструкции из двух рассмотренных выше элементов MUC2. На фиг. 6 приведена принципиальная схема макета предложенного устройства. Для данного макета измерены в дБ модули коэффициентов передачи мощности в индуктивном IS21I (кривая 1) и емкостном IS31I (кривая 2) каналах (см. фиг. 7). На этой же фиг. 7 для макета приведены в дБ модули коэффициентов отражения от входа (кривая 3) и развязки IS32I (кривая 4). Чтобы определить разность фаз между колебаниями на портах 2 и 3, на фиг. 8 представлены выраженные в градусах аргументы коэффициентов передач в индуктивном ∠S₂₁ (кривая 1) и емкостном ∠S₃₁ (кривая 2) каналах. Из анализа характеристик на фиг. 7 следует, что относительные полосы согласования и развязки достигают 64% при КСВ<-11 дБ и отклонении 0.8 дБ от идеального значения деления 3 дБ. При этом сами по себе частотные диапазоны согласования и развязки гораздо шире, они имеют коэффициенты перекрытия более 3.3. В результате, если эти диапазоны сравнить с аналогами, то они, по крайней мере, в 3-4 раза шире, а по сравнению с прототипом эти полосы ближе соответствуют оптимальным значениям, которые установлены в работе [4]. В рассматриваемом макете между колебаниями на портах 2 и 3 достигается 180°-ные фазовые соотношения даже в тех случаях, когда магнитная связь не равна единице, то есть при k=0.85. Так, 180°-ная разница фаз между колебаниями на портах 2 и 3 реализуется с точностью +5°, если фазовые сдвиги Т-ВНЧ и Т-ФВЧ имеют величины +75° и -75° на частотах 2 и 2.5 ГГц, соответственно. Точность реализации 180°-ного фазового сдвига между колебаниями на портах 2 и 3 может дополнительно регулироваться в рабочем диапазоне путем выбора частот среза Т-ВНЧ и Т-ФВЧ цепей. Можно показать, что если в емкостном и индуктивном каналах предложенного устройства поменять местами цепи Т-ФВЧ и Т-ФНЧ, то можно получить похожие на фиг. 7 характеристики для делителя/сумматора мощности, который имеет нулевую разницу фаз между колебаниями на выходных клеммах 67 и 68. Это свидетельствует о справедливости выражений (2) и (3), которые установлены выше для противофазного устройства на фиг. 5, при этом для синфазного делителя/сумматора мощности выражение (3) можно переписать в другом виде: Следует также отметить, что в предложенном устройстве при L₃=2.4 нГн и С₃/2=0.47 пФ, характеристические сопротивления звеньев MUC2 составляют ≈50 Ом. Вместе с тем, при тех же величинах элементов связи 43-47 (0.47 пФ) индуктивности элементов 39-42 на фиг. 4 достигают 6.2 нГн, что соответствует характеристическим сопротивлениям звеньев MUC2, которые равны (80-85) Ом. А это значит, что независимо от используемой технологии изготовления предлагаемое устройство может иметь в 2-2.5 раза меньшие габаритные размеры, чем прототип.

Таким образом, рассмотренный пример конкретной реализации противофазного LC-делителя/сумматора мощности подтверждает возможность расширении его частотных диапазонов развязки и согласования при одновременном уменьшении габаритных размеров. Результаты моделирования подтверждают полученные теоретические выводы.

Источники информации:

1. Широкополосные устройства СВЧ на элементах с сосредоточенными параметрами / В.М. Карпов, В.А. Малышев, И.В. Перевощиков / Под ред. В.А. Малышева. - М.: Радио и связь, 1984.- 104 с.

2. Hwann-Kaeo Chiou Lumped-element compensated high/low-pass balun design for MMIC double-balanced mixer / Hwann-Kaeo Chiou, Hao-Hsiung Len, Chi-Yang Chang // IEEE Microwave and Guided Wave Letters. - Vol.7. - No. 8 (August). - P. 248 - 250.

3. Михалицын, E.A. Особенности проектирования микрополосковых симметрирующих трансформаторов Маршанда с развязывающими цепями / Е.А. Михалицын, А.Ю. Седаков // Сборник докладов 18 научно-технической конференции, (29-31). 10.2019, Нижний Новгород. - Саров: ФГУП «РФЯЦ-ВНИИЭФ», 2020. - С. 400-407.

4. Fisher, R.E. Broad-band twisted-wire quadrature hybrids / R.E. Fisher // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. - 1973. - Vol.21. - N. 5 (May). - P. 355-357

5. Баранов, А.В. Пассивные цепи с распределенными и сосредоточенными параметрами / А.В. Баранов, Э.Л. Привер. - М.: Горячая линия - Телеком, 2023. - 264 с.

6. Проектирование СВЧ устройств с помощью Microwave Office / В.Д. Разевиг, Ю.В. Потапов, А.А. Курушин; под ред. В.Д. Разевига. - М.: Солон-Пресс, 2003. - 496 с.

Claims (3)

1. LC-делитель/сумматор мощности, содержащий подключенный одной обкладкой к общей шине конденсатор 60, а также две пары индуктивных элементов (первая пара образована элементами 52 и 53, а вторая - 54 и 55), которые связаны между собой, с одной стороны, магнитной связью с коэффициентом k=М/L₃, где L₃ - индуктивности элементов 52-55, М - взаимные (между элементами 52 и 53, а также между - 54 и 55) индуктивности, а с другой - электрическими связями при помощи емкостей С₃/2 элементов 56, 57 и 59, причем элемент 56 включен между начальными выводами элементов 52 и 53, а элемент 57 - между их конечными выводами, вместе с тем емкость 59 включена между конечными выводами индуктивного элемента 54 и индуктивности 55, к началу которой одним выводом подключен емкостной элемент 58, при этом клемма 66 является входом устройства, клеммы 67 и 68 - его выходами, а к клемме 69 подключена нагрузка, равная сопротивлению Z₀ стандартного тракта, отличающийся тем, что вводятся индуктивные элементы 61, 62 и 65, а также емкостные элементы 63 и 64, причем элементы 61 и 62 между собой соединены последовательно, их общая точка соединена со свободной обкладкой конденсатора 60, а сами эти элементы включены между общей точкой элементов 52 и 57 и началом индуктивного элемента 54, к которому также подключен свободный вывод элемента 58 с емкостью С₃/2, кроме прочего, элементы 63 и 64 соединены последовательно, их общая точка подключена через индуктивный элемент 65 к общей шине, а сами емкостные элементы 63 и 64 подключены с одной стороны к общей точке элементов 53 и 57, а с другой - к общей точке элементов 55 и 58 при этом LС-делитель/сумматор мощности имеет противофазный сдвиг между колебаниями на клеммах 67 и 68, если для него величины элементов и основные фазовые характеристики удовлетворяют системе уравнений:
3. где ϕ₁ и ϕ₂ - фазовые сдвиги, определяемые цепями Т-ФНЧ (на элементах 60-62 с величинами L₁/2 и С₁) и Т-ФВЧ (на элементах 63-65 с величинами L₁ и 2С₂); ϕ_C и ϕ_L - выраженные в градусах аргументы коэффициентов передачи для емкостного (между 66 и 67 клеммами) и индуктивного (между 66 и 68 клеммами) каналов, если вместо цепей Т-ФНЧ и Т-ФВЧ используются перемычки; ω₀ - циклическая частота, на которой измеряются сдвиги фаз ϕ₁, ϕ₂ и ϕ_C, ϕ_L; (i=1, 2, 3) - характеристические сопротивления L_iC_i-цепей.

Images