RU2766536C9 - Способ диаграммообразования в приемной цифровой антенной решетке - Google Patents
Способ диаграммообразования в приемной цифровой антенной решетке Download PDFInfo
- Publication number
- RU2766536C9 RU2766536C9 RU2021108461A RU2021108461A RU2766536C9 RU 2766536 C9 RU2766536 C9 RU 2766536C9 RU 2021108461 A RU2021108461 A RU 2021108461A RU 2021108461 A RU2021108461 A RU 2021108461A RU 2766536 C9 RU2766536 C9 RU 2766536C9
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- digital
- quadrature
- phase
- time
- quadrature components
- Prior art date
Links
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 title abstract description 28
- 238000005755 formation reaction Methods 0.000 title abstract description 28
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 37
- 230000000875 corresponding Effects 0.000 claims abstract description 36
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 claims abstract description 13
- 239000000969 carrier Substances 0.000 claims abstract description 8
- 230000001360 synchronised Effects 0.000 claims description 8
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 claims 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 4
- 238000004891 communication Methods 0.000 abstract description 2
- 229920002574 CR-39 Polymers 0.000 abstract 1
- 239000000126 substance Substances 0.000 abstract 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 10
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000003595 spectral Effects 0.000 description 6
- 210000004544 DC2 Anatomy 0.000 description 5
- 230000002530 ischemic preconditioning Effects 0.000 description 5
- 238000009826 distribution Methods 0.000 description 4
- 241001442055 Vipera berus Species 0.000 description 3
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 230000007261 regionalization Effects 0.000 description 3
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 2
- 206010043431 Thinking abnormal Diseases 0.000 description 1
- 241001584775 Tunga penetrans Species 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 238000000354 decomposition reaction Methods 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000000737 periodic Effects 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
- 238000000844 transformation Methods 0.000 description 1
- 230000001131 transforming Effects 0.000 description 1
- 238000009827 uniform distribution Methods 0.000 description 1
Images
Abstract
Изобретение относится к антенной технике, а именно к способам диаграммообразования приемных цифровых антенных решеток (АР) для систем связи и радиолокации. Технический результат: понижение уровня боковых лепестков многолучевой диаграммы направленности (ДН). Сущность: в способе формирования многолучевой ДН принимаемый комплексный сигнал с каждого из М модулей АР разбивают на две квадратурные составляющие, образующие М пар сигналов. С помощью АЦП квадратурные составляющие оцифровывают и формируют из них временные последовательности. Для формирования ДН в каждом приемном модуле с помощью устройства цифрового формирования ДН в каждом приемном модуле и под управлением устройства выработки коэффициентов для формирования ДН в приемном модуле к соответствующим квадратурным парам подмешивают соответствующие цифровые сигналы. Каждую пару квадратурных составляющих размножают на N групп по числу лучей и объединяют по признаку принадлежности к ДН отдельных лучей. Для формирования многолучевой ДН антенной решетки с помощью устройства цифрового формирования многолучевой ДН антенной решетки и под управлением устройства выработки коэффициентов для формирования многолучевой ДН антенной решетки к соответствующим квадратурным парам каждой группы по числу лучей вновь подмешивают соответствующие цифровые сигналы. При этом каждую квадратурную составляющую каждого канала, получаемую после оцифровки, дополнительно уточняют в соответствии с выражениями:
где I0, Q0 - уточненные синфазная и несинфазная квадратурные составляющие на текущий момент времени; - оцифрованные синфазная и несинфазная квадратурные составляющие временной последовательности на соответствующие моменты времени; L - длительность скользящего окна, в кратное число раз большая периода сигнальной несущей и периода дискретизации; 2l - момент времени в пределах длительности скользящего окна. 1 табл., 5 ил.
Description
Изобретение относится к антенной технике, а именно к способам диаграммообразования приемных цифровых антенных решеток (ЦАР) для систем связи и радиолокации.
Известен антенный пост радиолокационной станции с приемной антенной решеткой (АР), содержащей М приемных антенных модулей, выходы которых соединены со входами устройства преобразования аналоговых сигналов в цифровую форму (оцифровки сигналов) приемной антенной решетки, цифровое устройство выработки коэффициентов для формирования амплитудно-фазового распределения в раскрыве приемной антенной решетки по каждому из сканирующих лучей - диаграмм направленности (ДН), соединенное с устройством цифрового формирования K сканирующих лучей ([1], RU 2395140 С2, МПК G01S 13/42; 27.01.2010).
Недостатки способа реализуемого данным устройством, характерны для всех антенных решеток с непосредственным преобразованием сигналов в пространственных каналах в цифровую форму. Обеспечение когерентности сигналов на выходе каждого из каналов возможно лишь при очень малом джиттере опорного сигнала аналого-цифрового преобразователя (АЦП) (доли пикосекунд), что для высокоскоростных цифровых сигналов является задачей едва ли не более трудной, чем разводка СВЧ колебания. При этом мощность, потребляемая АЦП, существенно возрастает с увеличением частоты дискретизации (например для 2-2,5 ГГц потребляемая мощность составляет около 1 Вт ([2], стр. 37). Объем цифровых данных даже при использовании субдискретизации является избыточным и требует децимации (прореживания). Это ведет к нерациональному использованию скоростных свойств АЦП. В связи с этим непосредственное преобразование аналогового сигнала СВЧ в цифровую форму является нецелесообразным. Кроме того, процесс преобразования аналоговых сигналов в цифровую форму связан с порождением ошибок дискретизации и квантования, которые, в конечном итоге, в совокупности с естественными шумами на входе АЦП и ошибками джиттера, в процессе формировании ДН ЦАР приводят к дополнительному росту уровня боковых лепестков.
Известен способ, согласно которому принимают сигналы посредством антенной решетки, состоящей из М антенных элементов. Вычисляют весовые коэффициенты для каждого приемного канала в азимутальной и угломестной плоскостях, по числу формируемых лучей (1,…k, …, K), где K - число формируемых лучей. Производят синхронную дискретизацию и квантование каждого сигнала с выхода каждого из антенных элементов. Преобразуют последовательность отсчетов с выхода каждого АЦП в последовательность квадратурных отсчетов, выполняют фильтрацию и децимацию частоты следования цифровой последовательности в K раз. Для каждого приемного канала формируют последовательность взвешенных отсчетов путем умножения каждого квадратурного отсчета на весовые коэффициенты, раздельно для азимутальной и угломестной плоскостей. Формируют результирующую последовательность отсчетов K лучей диаграммы направленности путем суммирования взвешенных отсчетов для каждого k-го луча, относящихся к одинаковым моментам дискретизации ([3], RU 2495447 С2, МПК G01S 3/80; 20.05.2013).
В этом случае недостатки совершенно аналогичны недостаткам предыдущего способа.
Наиболее близким по технической сущности (прототипом) предлагаемого способа является способ диаграммообразования, реализуемый цифровой приемной АР для радиолокационной станции, в котором для формирования многолучевой ДН используют АР, содержащую М приемных антенных модулей. Принимаемый комплексный сигнал с каждого модуля разбивают на две квадратурные составляющие, образующие М пар сигналов. Путем синхронной дискретизации по времени и квантования по уровню квадратурные составляющие оцифровывают и формируют из них временные последовательности. Затем для формирования ДН в каждом приемном модуле с помощью устройства цифрового формирования ДН в приемном модуле и под управлением устройства выработки весовых коэффициентов для формирования ДН в приемном модуле к соответствующим квадратурным парам подмешивают соответствующие цифровые сигналы, каждую пару из которых потом размножают на K групп по числу лучей и объединяют по признаку принадлежности к ДН отдельных лучей. А для формирования многолучевой ДН АР с помощью устройства цифрового формирования многолучевой ДН АР и под управлением устройства выработки весовых коэффициентов для формирования многолучевой ДН АР к соответствующим квадратурным парам каждой группы по числу лучей вновь подмешивают соответствующие цифровые сигналы. Все квадратурные сигналы каждого луча попарно суммируют, образуя K пар выходных квадратурных сигналов по числу формируемых лучей ([4], RU 2584458 C1, G01Q 3/00; 20.05.2016).
Недостатком прототипа является повышенный уровень боковых лепестков многолучевой ДН в сравнении с уровнем, соответствующим отсутствию шумов, обусловленных ошибками дискретизации и квантования, действующими в совокупности с естественными шумами и шумом джиттера на входе АЦП.
Технической проблемой, на решение которой направлено предлагаемое изобретение, является повышенный уровень боковых лепестков многолучевой ДН в сравнении с уровнем соответствующим отсутствию шумов, обусловленных ошибками дискретизации и квантования, действующими в совокупности с естественными шумами и шумом джиттера на входе АЦП.
Для решения указанной технической проблемы предлагается способ диаграммообразования в приемной цифровой АР, состоящий в том, что для формирования многолучевой ДН используют АР, содержащую М приемных антенных модулей. Принимаемый комплексный сигнал с каждого модуля разбивают на две квадратурные составляющие, образующие М пар сигналов. Путем синхронной дискретизации по времени и квантования по уровню квадратурные составляющие с помощью АЦП оцифровывают и формируют из них временные последовательности. Затем для формирования ДН в каждом приемном модуле с помощью устройства цифрового формирования ДН в приемном модуле и под управлением устройства выработки коэффициентов для формирования ДН в приемном модуле к соответствующим квадратурным парам подмешивают соответствующие цифровые сигналы, каждую пару из которых потом размножают на K групп по числу лучей и объединяют по признаку принадлежности к ДН отдельных лучей. Для формирования многолучевой ДН АР с помощью устройства цифрового формирования многолучевой ДН АР и под управлением устройства выработки коэффициентов для формирования многолучевой ДН АР к соответствующим квадратурным парам каждой группы по числу лучей вновь подмешивают соответствующие цифровые сигналы. Все квадратурные сигналы каждого луча попарно суммируют, образуя K пар выходных квадратурных сигналов по числу формируемых лучей.
Согласно изобретению оцифрованные квадратурные составляющие сигнала каждого приемного модуля с помощью цифровых фильтров дополнительно уточняют в соответствии с выражениями:
где I, Q - уточненные синфазная и несинфазная квадратурные составляющие на текущий момент времени;
- оцифрованные синфазная и несинфазная квадратурные составляющие временной последовательности на соответствующие моменты времени;
2l - момент времени в пределах длительности следящего окна L.
Таким образом, предлагаемый способ имеет следующие отличительные признаки в последовательности его реализации от способа-прототипа, приведенные в таблице 1.
Из представленной таблицы сравнения последовательностей реализации способа-прототипа и предлагаемого способа видно, что введена следующая новая операция: оцифрованную квадратурную составляющую сигнала каждого канала дополнительно уточняют в соответствии с выражениями:
где I, Q - уточненные синфазная и несинфазная квадратурные составляющие на текущий момент времени;
- оцифрованные синфазная и несинфазная квадратурные составляющие временной последовательности на соответствующие моменты времени;
2l - момент времени в пределах длительности следящего окна L.
Введение одной операции позволяет, по сравнению со способом-прототипом, обеспечить достижение технического результата, состоящего в понижении уровня боковых лепестков многолучевой ДН, обусловленного ошибками дискретизации и квантования, действующими в совокупности с естественными шумами и шумом джиттера на входе АЦП за счет уменьшения их влияния на процесс диаграммообразования.
Проведенный анализ технических решений позволил установить, что аналоги, характеризующиеся совокупностью признаков, тождественных всем признакам заявляемого технического решения, отсутствуют в известных источниках из уровня техники, что указывает на соответствие заявляемого способа условию патентоспособности "новизна".
Результаты поиска известных решений в данной и смежных областях техники с целью выявления признаков, совпадающих с отличительными от прототипа признаками, показали, что они не следуют явным образом из уровня техники. Из уровня техники также не выявлена известность влияния предусматриваемых существенными признаками преобразований на достижение указанного технического результата. Следовательно, заявляемое техническое решение соответствует условию патентоспособности "изобретательский уровень".
Изобретение поясняется графически фигурами 1-5.
На фиг. 1 показана схема устройства, реализующего предлагаемый способ.
На фиг. 2 показана схема цифрового фильтра.
На фиг. 3 приведены спектры квадратурных составляющих сигнала.
На фиг. 4 приведены оценки отношения сигнал/шум (ОСШ) при реализации предлагаемого способа и при реализации прототипа.
На фиг 5 показана ДН АР с учетом влияния шумов.
Способ диаграммообразования в приемной цифровой АР включает следующие операции:
- для формирования многолучевой ДН используют АР, содержащую М приемных антенных модулей - 1;
- принимаемый комплексный сигнал с каждого модуля разбивают на две квадратурные составляющие, образующие М пар сигналов - 2;
- путем синхронной дискретизации по времени и квантования по уровню квадратурные составляющие оцифровывают и формируют из них временные последовательности - 3;
- оцифрованную квадратурную составляющую сигнала каждого канала дополнительно уточняют в соответствии с выражениями:
где I, Q - уточненные синфазная и несинфазная квадратурные составляющие на текущий момент времени;
- оцифрованные синфазная и несинфазная квадратурные составляющие временной последовательности на соответствующие моменты времени;
2l - момент времени в пределах длительности следящего окна L - 4;
- затем для формирования ДН в каждом приемном модуле с помощью устройства цифрового формирования ДН в приемном модуле и под управлением устройства выработки коэффициентов для формирования ДН в приемном модуле к соответствующим квадратурным парам подмешивают соответствующие цифровые сигналы, каждую пару из которых потом размножают на K групп по числу лучей и объединяют по признаку принадлежности к ДН отдельным лучам - 5;
- а для формирования многолучевой ДН АР с помощью устройства цифрового формирования многолучевой ДН АР и под управлением устройства выработки весовых коэффициентов для формирования многолучевой ДН АР к соответствующим квадратурным парам каждой группы по числу лучей вновь подмешивают соответствующие цифровые сигналы - 6;
- все квадратурные сигналы каждого луча попарно суммируют, образуя K пар выходных квадратурных сигналов по числу формируемых лучей - 7.
Структурная схема устройства, осуществляющего способ диаграммообразования в приемной цифровой АР, приведена на фиг. 1 (возможный вариант выполнения).
Устройство по фиг. 1 содержит:
- антенную решетку 1 из М приемных антенных модулей, каждый из модулей, в свою очередь, содержит: линейную часть - 1.1.1-1.1.М; преобразователь частоты - 1.2.1-1.2.М;
- опорный синтезатор частот - 2;
- М синхронных аналого-цифровых преобразователей (АЦП) - 3.1-3.М;
- М пар цифровых фильтров для квадратурных компонент I и Q в каждой паре - 4.1.I-4.M.I и 4.1.Q-4.M.Q соответственно;
- М устройств цифрового формирования ДН в приемном модуле - 5.1-5.М;
- устройство выработки коэффициентов для формирования ДН в приемном модуле - 6;
- М×K устройств цифрового формирования многолучевой ДН АР - 7.m.k. (m=1,2,…,M;k=1,2,…,K);
- устройство выработки коэффициентов для формирования многолучевой ДН АР - 8;
- K сумматоров - 9.1-9.K.
При этом АР 1 приемных антенных модулей, содержит последовательно связанные между собой по выходу и входу, М линейных частей 1.1.1-1.1.М и М преобразователей частоты 1.2.1-1.2.М. Парные квадратурные выходы преобразователей частоты 1.2.1-1.2.М также последовательно связаны по выходу и входу с соответствующими АЦП 3.1-3.М, цифровыми фильтрами для квадратурных компонент 4.1.I-4.М.I и 4.1.Q-4.M.Q и устройствами цифрового формирования ДН в приемном модуле 5.1-5.М. Вторые входы преобразователей частоты 1.2.1-1.2.М и вторые входы АЦП 3.1-3.М связаны с соответствующими им выходами опорного синтезатора частот 2. Вторые входы устройств цифрового формирования ДН в приемном модуле 5.1-5.М подключены к соответствующим им выходам устройства выработки коэффициентов для формирования ДН в приемном модуле 6. Парные выходы каждого из М устройств цифрового формирования ДН в приемном модуле 5.1-5.М подключены к соответствующим К входам (по числу К формируемых лучей) устройств цифрового формирования многолучевой ДН АР 7.m.k (m=1,2,…,M; k=1,2,…,K), парные выходы которых сгруппированные по признаку принадлежности к одному из K лучей, подсоединены к соответствующим К входам сумматоров 9.1-9.K. Вторые входы устройств цифрового формирования многолучевой ДН АР 7.m,k подключены к выходу устройства выработки коэффициентов для формирования многолучевой ДН АР 8. Парные выходы K сумматоров 9 являются выходами многолучевой приемной АР.
Рассмотрим работу устройства диаграммообразования в приемной цифровой АР. АР 1 содержит: М приемных антенных модулей. Линейная часть приемных модулей 1.1.1-1.1.М обеспечивает необходимое усиление радиосигнала, а преобразователи частоты 1.2.1-1.2.М - понижение несущей частоты до промежуточной и формирование квадратурных составляющих сигнала на промежуточной частоте. Для синхронизации работы приемных модулей в качестве опорного генератора преобразователей частоты используют опорный синтезатор частот 2. Квадратурные составляющие с каждого приемного модуля поступают на входы соответствующих синхронных аналого-цифровых преобразователей (АЦП) 3.1-3.М. При этом частоту дискретизации для АЦП 3.1-3.М задают также с помощью опорного синтезатора частот 2. Промежуточную частоту и частоту дискретизации выбирают так, чтобы обеспечить наиболее рациональное использование скоростных свойств АЦП 3.1-3.М при минимизации потребляемой мощности. Любое увеличение потребляемой мощности крайне нежелательно, так как при этом, с учетом большого количества модулей АР 1 и ограниченных габаритов, часто возникают проблемы с отводом избыточного тепла. Если спектр полезного сигнала достаточно узкополосен, то для понижения частоты дискретизации следует использовать принцип субдискретизации, выбрав частоту дискретизации сопоставимой с промежуточной частотой или даже меньше ее. Используя этот принцип, путем синхронной дискретизации по времени и квантования по уровню квадратурные составляющие оцифровывают с помощью АЦП 3.1-3.М и формируют из них временные последовательности, которые с целью понижения влияния естественного шума, ошибок джиттера, дискретизации и квантования подвергаются дополнительной обработке введенными, согласно изобретению, цифровыми фильтрами для квадратурных компонент 4.1.I-4.M.I и 4.1.Q-4.M.Q. Цифровые фильтры для квадратурных компонент 4.1.I-4.M.I и 4.1.Q-4.M.Q представляют собой дискретные оптимальные фильтры интегрирующего типа, согласованные с потоком оцифрованных колебаний промежуточной частоты. При этом содержащиеся в цифровом сигнале шумы подвергаются осреднению. Благодаря этому достигают эффекта понижения влияния естественного шума, ошибок джиттера, дискретизации и квантования на уровень боковых лепестков многолучевой ДН. Уточненные таким образом квадратурные составляющие поступают на входы устройства цифрового формирования ДН в каждом модуле 5.1-5.М, которые по аналогии с прототипом функционируют под управлением устройств выработки весовых коэффициентов для формирования ДН в каждом модуле 6. Выходы устройств 5.1-5.М по аналогии с прототипом попарно соединены со входами устройства цифрового формирования многолучевой ДН антенной решетки 7.m.k (m=1,2,…,M; k=1,2,…,K). Управляющие входы последних соединены с устройством выработки весовых коэффициентов для формирования многолучевой ДН антенной решетки 8. Выходы устройств 7.m.k, сгруппированные с помощью сумматоров 9.1-9.K по признаку принадлежности к одному из K лучей многолучевой ДН, являются выходами для сигналов в виде пар квадратурных составляющих, которые в дальнейшем используют для первичной радиолокационной обработки.
Выполнение блоков и узлов, приведенных на фиг. 1, возможно с использованием современной элементной базы цифровых АР.
Предлагаемый алгоритм работы цифровых фильтров описывают выражения:
Он может быть реализован с помощью специализированных вычислительных средств, или аппаратно: в виде дискретного цифрового фильтра, представленного на фиг. 2.
Рассмотрим обоснование предлагаемого способа диаграммообразования в приемной цифровой АР. Цифровая АР представляет собой совокупность цифровых пространственных каналов-модулей, на выходе каждого из которых существует свой цифровой сигнал. ДН формируют путем установки необходимого фазового распределения вдоль раскрыва АР. При этом в радиочастотной линейной и преобразующих частях приемников могут возникнуть ошибки, связанные с разбросом фаз активных элементов и фазовращателей. Для компенсации этих фазовых ошибок применяют дополнительные фазовращатели, например, в виде отрезков линий передачи, диэлектрических вставок, фильтров и т.д. ([5], стр. 486, 487). Однако с переходом на цифровые методы обработки сигналов, при эксплуатации цифровых АР могут появится случайные (неконтролируемые) фазовые ошибки, вызванные процессами квантования, дискретизации, шумом джиттера и шумами во входном аналоговом сигнале АЦП. Эти ошибки будут приводить к существенным амплитудным и фазовым ошибкам в пространственном цифровом сигнале, что приводит к нарушению синфазности и, следовательно, к повышенному уровню боковых липестков многолучевой ДН в сравнении с уровнем соответствующим отсутствию шумов.
Как известно из статистической теории антенн, ошибки по апертуре имеют равномерное распределение и статистически независимы. Суммарная фазовая ошибка цифровой обработки сигналов (ЦОС) определяется следующим образом ([5], стр. 10, 11):
где Δϕd - фазовая ошибка, вызванная процессом дискретизации;
Δϕj - фазовая ошибка, вносимая шумом джиттера (джиггер (англ. jitter - дрожание) или фазовое дрожание цифрового сигнала данных);
Δϕk - фазовая ошибка, возникающая в процессе квантования;
ΔϕN - фазовая ошибка, возникающая под действием шума во входном аналоговом сигнале.
Фазовая ошибка дискретизации находится через период (частоту) дискретизации и период (частоту) сигнала:
где Δtd - период дискретизации;
Fmax - максимальная частота в спектре сигнала.
Фазовая ошибка шума джиттера может быть выражена аналогичным образом:
Фазовая ошибка квантования возникает вследствие округления амплитуды квантуемого сигнала - появления шума квантования. Она может быть найдена через число n разрядов кода АЦП:
Фазовая ошибка, вызванная наличием шума во входном аналоговом сигнале, выражается аналогично фазовой ошибке квантования: через ширину шумовой дорожки в среднем за период гармонического процесса:
где q - отношение сигнал/шум.
Таким образом, суммарная фазовая ошибка будет зависеть от частоты дискретизации, величины шума джиттера, числа разрядов кода АЦП и отношения мощности сигнала к мощности шума. Если учесть, что процессы, протекающие в устройстве обработки, аналогичны процессам в диаграммообразующей схеме коммутации антенн, то для оценки направленных свойств цифровой АР, в данном случае, можно применить известное из статистической теории антенн соотношение с использованием найденных выше фазовых ошибок:
где D - КНД антенной решетки при наличии фазовых ошибок;
D0 - КНД идеальной апертуры;
Как правило, преобразование сигналов в цифровую форму производят на некоторой промежуточной частоте с периодом Т.
Сигналы на входе АЦП каждого i-го приемного модуля (в дальнейшем канала обработки) могут быть представлены в виде:
где - квадратурные составляющие, содержащие фазовый шум, l-го временного отсчета в i-ом канале (i=0…N);
- случайные фазы квадратурных составляющих, приведенные ко входу АЦП, в i-ом канале антенной решетки;
Ai - комплексная амплитуда сигнала в канале, учитывающая положение фазового центра антенного элемента i-го канала и начальную фазу сигнала источника.
Частота дискретизации АЦП определяется шириной спектра принимаемого сигнала и требуемой скоростью управления амплитудно-фазовым распределением. Если сигнал достаточно узкополосный, то может быть использован принцип субдискретизации, когда частота дискретизации сопоставима или даже ниже несущей частоты. Это упрощает техническую реализацию АЦП при необходимости преобразования высокочастотного аналогового сигнала. В реальных цифровых АР обычно достаточной является частота дискретизации порядка 100-200 МГц ([5], стр. 24). Например, для фирмы «Texas Instruments)) характерно использование следующего сочетания частот: входная промежуточная частота аналогового сигнала - 75 МГц; частота дискретизации 100 МГц. Возьмем это сочетание частот в качестве опорного при моделировании. Проверим условие реализуемости принципа субдискретизации. Оно имеет вид:
где 2Δƒ - ширина спектра принимаемого сигнала;
m - порядок субдискретизации.
Несложно убедиться, что это условие для принятого сочетания частот выполняется при m=1 и при 2Δƒ<50 МГц. Например, при 2Δƒ=40 МГц неравенство принимает вид: 95 МГц<100 МГц<110 МГц.
Для каждого i-го канала выделим две временные числовые последовательности размера L соответствующие синфазной и квадратурной частям элемента пространственного поля. Первый номер последовательности соответствует текущему моменту времени (l=0). L - 1-й номер последовательности соответствует временному положению на L элементов в прошлое. Таким образом, процесс выборки данных соответствует принципу скользящего окна. С целью обеспечения равных условий осреднения длительность временной числовой последовательности L должна быть кратна периоду сигнальной несущей и периоду дискретизации.: и , где kPR и kD - целые. В частности для частот взятых в качестве примера эти коэффициенты могут быть взяты в наборах: kPR=3, kD=4; kPR=6, kD=8; kPR=9, kD=12 и т.д.
Полученные две числовые последовательности для синфазной и квадратурной компонент в каждом канале обрабатываются совершенно одинаково, путем спектрального разложения этих компонент на интервале L - F (I*) и F(Q*). В силу конечного числа элементов на интервале спектр будет носить линейчатый характер с ярко выраженными максимумами модулей спектральных составляющих, так как числовые последовательности и получены путем оцифровки периодического сигнала. Максимальные значения по модулю этих спектральных составляющих характеризуют энергию несущей сигнала. Эти спектральные составляющие являются комплексно сопряженными и расположенными в положительной и отрицательной частотных областях. Остальные обусловлены шумовой компонентой и могут быть исключены из рассмотрения. Сумма оставшихся является действительным числом и равна квадратурной компоненте на данный момент времени.
При выбранном интервале L сумма спектральных составляющих, характеризующих энергию сигнала, описывается соотношениями
определяющих алгоритм работы предлагаемого цифрового фильтра.
В качестве примера на фиг. 3, а и 3, б приведены спектры квадратурных составляющих от гармонического сигнала с амплитудой несущей А=10 при выборе kPR=9 и kD=12 соответственно.
Из результатов на фиг. 3 следует, что заданное значение амплитуды А=10 и рассчитанное через амплитуды квадратурных составляющих совпадает с точностью, принятой при округлении. Погрешность достаточно мала и обусловлена влиянием шума в узком диапазоне - в окрестности частот . Таким образом, отфильтровывая спектральные составляющие под номерами №3 и №9, можно существенно уменьшить влияние шума на квадратурные компоненты.
В аналитическом выражении для синфазной компоненты произвольно взятого канала это действие будет иметь вид:
где I - уточненное значение синфазной компоненты на выходе фильтра в текущий момент времени.
После раскрытия скобок и приведения подобных выражение (11) существенно упростится:
Выражение для квадратурной компоненты Q0 будет совершенно аналогично:
Соотношениями (12) и (13) задается алгоритм работы цифрового фильтра.
В качестве примера были получены оценки полезного эффекта, достигаемого при использовании соотношений (12) и (13) в процессе диаграммообразования по сравнению с прототипом.
При выполнении численных исследований были использованы следующие исходные данные:
- амплитуда гармонического сигнала на промежуточной частоте - 10;
- промежуточная частота, МГц - fPR=75⋅106 Гц;
- частота дискретизации АЦП - fD=108 Гц;
- ширина спектра принимаемого сигнала Δƒ=20⋅106 МГц;
- порядок субдискретизации m=1;
На фиг. 4 приведены оценки отношения сигнал/шум (ОСШ) при реализации предлагаемого способа и при реализации прототипа. По оси абсцисс отложены значения девиации фазовых шумов каналах цифровой АР Δϕ в радианах, а по оси ординат - значения ОСШ на выходах каналов цифровой АР. Символы «□» соответствуют результатам численного эксперимента при реализации способа прототипа, а символы «х» - при реализации предлагаемого способа. Для удобства по результатам эксперимента получены аппроксимирующие зависимости, которые обозначены штриховой и сплошной кривой соответственно.
Как следует из приведенных результатов моделирования использование цифрового фильтра на выходе АЦП повышает отношение сигнал/шум. Например, при выборе коэффициент kPR=9, kD=12 отношение сигнал/шум возрастает в два-три раза. При этом цифровой фильтр является интегрирующим фильтром сужающим полосу пропускания приемника с частотой среза приблизительно равной . При выборе иного сочетания коэффициентов kPR, kD, частоту среза можно оценить по формуле . В любом случае требуется, чтобы частота среза была меньше максимальной частоты в полосы информационного сигнала, т.е. выполнялось условие: ƒcp<Δƒ. Для случая, взятого в качестве примера, условие выполняется: 10 МГц<20 МГц.
На фиг. 5, а кривая соответствует ДН в отсутствии шума ƒ0(θ) для М=128-элементной эквидистантной линейной цифровой антенной решетки с межэлементным расстоянием d=0.5λ (λ - длина волны источника сигнала). В качестве весовых коэффициентов использовано амплитудное распределение вида
где θ0 - направление максимума формируемого луча антенной решетки.
В соответствии с известными данными и численным расчетом достижимый уровень боковых лепестков в этом случае соответствует - -40 дБ.
Для формирования ДН с учетом воздействия шумов в каждую точку наблюдения помещался точечный источник гармонического сигнала единичной амплитуды. К этому сигналу добавлялась случайная составляющая фазового шума с девиацией Δϕ=π10°/180°. При этом в каждом канале обработки АР модель принимаемого сигнала описывалась выражением
где ξl,i∈[-Δϕ/2, Δϕ/2] - случайная составляющая шума.
Формируемая ДН в каждом направлении наблюдения θ в момент времени l=0 вычислялась по формуле
На фиг. 5, б представлена кривая, полученная при расчете ДН по формуле (16) с учетом воздействия шума и без обработки цифровым фильтром (по прототипу).
На фиг. 5, в приведена кривая ДН при расчете по формуле
т.е. с учетом воздействия шума и результатов обработки цифровым фильтром (по заявляемому способу).
Из сопоставления результатов следует, что выигрыш в уровне боковых лепестков составляет 5…6 дБ.
Проведенные исследования показали, что величина выигрыша зависит от размеров скользящего окна (числа слагаемых в выражениях (10)). Увеличение размеров скользящего окна приводит к увеличению выигрыша, однако, при этом ухудшаются динамические свойства антенной решетки. В связи с этим выбор размеров окна является компромиссом между стремлением к решению проблемы приближения к уровню боковых лепестков соответствующих отсутствию шумов и динамическими свойствами антенной решетки.
Таким образом, приведенные примеры и обоснование выражений (12) и (13) демонстрируют реализуемость предложенного способа и достижение сформулированного технического результата - повышение ОСШ в каналах ЦАР на 5…6 дБ.
Приведенные выше материалы о возможной реализации способа на основе известных блоков и устройств подтверждают соответствие критерию "промышленная применимость" предложенного способа.
Список использованных источников
1 Пат. №2395140, Российская Федерация, МПК G01S 13/42. Антенный пост радиолокационной станции / Л.Р. Карев, Г.А. Морозов, В.В. Самулевич, А.Н. Сергеев, Я.С. Хасин. - 2008130749, заявл. 24.07.2008; опубл. 27.01.2010, Бюл. №3;
2 Малахов, Р.Ю. Модуль цифровой бортовой антенной решетки. Диссертация на соискание ученой степени кандидат технических наук (научный руководитель Добычина Е.М.) / Р.Ю. Малахов. - М.: МАИ, 2015. - 156 с.;
3 Пат. №2495447, Российская Федерация, МПК G01S 3/80. Способ формирования диаграммы направленности / В.В. Задорожный, А.Ю. Ларин, О.В. Оводов. - 2011146408, заявл. 15.11.2011; опубл. 20.05.2013, Бюл. №14;
4 Пат. №2584458, Российская Федерация, МПК G01Q 3/00. Цифровая сканирующая приемная антенная решетка для радиолокационной станции / Г.А. Морозов, Т.И. Сухачева, Я.С. Хасин. - 2014141907, заявл. 17.10.2014; опубл. 20.05.2016, Бюл. №14;
5 Устройства СВЧ и антенны. Проектирование фазированных антенных решеток: Учебное пособие для вузов / Под. ред. Д.И. Воскресенского. - М.: Радиотехника, 2012. -744 с.;
6 Шмачилин, П.А. Характеристики бортовых цифровых АФАР СВЧ Специальность 05.12.07 - «Антенны, СВЧ - устройства и их технологии». Автореферат диссертации на соискание ученой степени кандидата технических наук / П.А. Шмачилин. - М.: МАИ, 2011. - 20 с. (Руководитель доктор технических наук, профессор Д.И. Воскресенский).
Claims (6)
- Способ формирования многолучевой диаграммы направленности, заключающийся в том, что принимаемый комплексный сигнал с каждого из М модулей антенной решетки разбивают на две квадратурные составляющие, образующие М пар сигналов, и путем синхронной дискретизации по времени и квантования по уровню квадратурные составляющие оцифровывают и формируют из них временные последовательности, затем для формирования диаграммы направленности в каждом приемном модуле с помощью устройства цифрового формирования диаграммы направленности в приемном модуле и под управлением устройства выработки коэффициентов для формирования диаграммы направленности в приемном модуле к соответствующим квадратурным парам подмешивают соответствующие цифровые сигналы, каждую пару из которых потом размножают на N групп по числу лучей и объединяют по признаку принадлежности к диаграммам направленности отдельных лучей, а для формирования многолучевой диаграммы направленности антенной решетки с помощью устройства цифрового формирования многолучевой диаграммы направленности антенной решетки и под управлением устройства выработки коэффициентов для формирования многолучевой диаграммы направленности антенной решетки к соответствующим квадратурным парам каждой группы по числу лучей вновь подмешивают соответствующие цифровые сигналы, отличающийся тем, что каждую квадратурную составляющую каждого канала, полученную после оцифровки, дополнительно уточняют в соответствии с выражениями
- где I0, Q0 - уточненные синфазная и несинфазная квадратурные составляющие на текущий момент времени;
- L - длительность скользящего окна, в кратное число раз большая периода сигнальной несущей и периода дискретизации;
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2021108461A RU2766536C9 (ru) | 2021-03-29 | Способ диаграммообразования в приемной цифровой антенной решетке |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2021108461A RU2766536C9 (ru) | 2021-03-29 | Способ диаграммообразования в приемной цифровой антенной решетке |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2766536C1 RU2766536C1 (ru) | 2022-03-15 |
RU2766536C9 true RU2766536C9 (ru) | 2022-06-09 |
Family
ID=
Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4277787A (en) * | 1979-12-20 | 1981-07-07 | General Electric Company | Charge transfer device phased array beamsteering and multibeam beamformer |
RU2072525C1 (ru) * | 1993-09-29 | 1997-01-27 | Нижегородский государственный технический университет | Способ формирования диаграммы направленности |
RU2232485C2 (ru) * | 2001-11-27 | 2004-07-10 | Корпорация "Самсунг Электроникс" | Способ формирования диаграммы направленности антенны и устройство для его реализации |
US7609206B1 (en) * | 2008-02-01 | 2009-10-27 | Rockwell Collins, Inc. | Enabling digital beamforming techniques for RF systems having short repetitive synchronization sequences |
RU2449473C1 (ru) * | 2011-04-14 | 2012-04-27 | Государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "ВОЕННАЯ АКАДЕМИЯ СВЯЗИ имени Маршала Советского Союза С.М. Буденного" Министерства обороны Российской Федерации | Многоканальное адаптивное радиоприемное устройство |
RU2495447C2 (ru) * | 2011-11-15 | 2013-10-10 | Федеральное государственное унитарное предприятие "Ростовский-на-Дону научно-исследовательский институт радиосвязи" (ФГУП "РНИИРС") | Способ формирования диаграммы направленности |
RU2584458C1 (ru) * | 2014-10-17 | 2016-05-20 | Акционерное общество "Конструкторское бюро "Аметист" (АО"КБ"Аметист") | Цифровая сканирующая приемная антенная решетка для радиолокационной станции |
WO2017153985A1 (en) * | 2016-03-07 | 2017-09-14 | Satixfy Uk Limited | Digital beam forming system and method |
Patent Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4277787A (en) * | 1979-12-20 | 1981-07-07 | General Electric Company | Charge transfer device phased array beamsteering and multibeam beamformer |
RU2072525C1 (ru) * | 1993-09-29 | 1997-01-27 | Нижегородский государственный технический университет | Способ формирования диаграммы направленности |
RU2232485C2 (ru) * | 2001-11-27 | 2004-07-10 | Корпорация "Самсунг Электроникс" | Способ формирования диаграммы направленности антенны и устройство для его реализации |
US7609206B1 (en) * | 2008-02-01 | 2009-10-27 | Rockwell Collins, Inc. | Enabling digital beamforming techniques for RF systems having short repetitive synchronization sequences |
RU2449473C1 (ru) * | 2011-04-14 | 2012-04-27 | Государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "ВОЕННАЯ АКАДЕМИЯ СВЯЗИ имени Маршала Советского Союза С.М. Буденного" Министерства обороны Российской Федерации | Многоканальное адаптивное радиоприемное устройство |
RU2495447C2 (ru) * | 2011-11-15 | 2013-10-10 | Федеральное государственное унитарное предприятие "Ростовский-на-Дону научно-исследовательский институт радиосвязи" (ФГУП "РНИИРС") | Способ формирования диаграммы направленности |
RU2584458C1 (ru) * | 2014-10-17 | 2016-05-20 | Акционерное общество "Конструкторское бюро "Аметист" (АО"КБ"Аметист") | Цифровая сканирующая приемная антенная решетка для радиолокационной станции |
WO2017153985A1 (en) * | 2016-03-07 | 2017-09-14 | Satixfy Uk Limited | Digital beam forming system and method |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
Talisa et al. | Benefits of digital phased array radars | |
Garrod | Digital modules for phased array radar | |
CN108809390B (zh) | 适用于多播多波束卫星移动通信系统的鲁棒传输方法 | |
Rumyancev et al. | Survey on beamforming techniques and integrated circuits for 5G systems | |
CN111370873B (zh) | 基于时间调制阵列的高效率相位调控系统 | |
Höhne et al. | Phase noise in beamforming | |
US10181862B1 (en) | Parameterizable bandpass delta-sigma modulator | |
CN109831233B (zh) | 一种多小区协调大规模mimo波束域多播功率分配方法 | |
Nusenu | Development of frequency modulated array antennas for millimeter‐wave communications | |
RU2766536C9 (ru) | Способ диаграммообразования в приемной цифровой антенной решетке | |
Ni et al. | Direction finding and performance analysis with 1 bit time modulated array | |
RU2766536C1 (ru) | Способ диаграммообразования в проемной цифровой антенной решетке | |
RU2713503C1 (ru) | Способ углового сверхразрешения в приемных цифровых антенных решетках | |
Farid et al. | Dynamic range requirements of digital vs. RF and tiled beamforming in mm-wave massive MIMO | |
Miyauchi et al. | Development of DBF radars | |
Hokayem et al. | A Compact Beamforming Concept Based on Element-to-Element Mixing for 5G Applications | |
Awwad et al. | Modeling and Optimization of a Range-Selective Digital Array Radar | |
Dobychina et al. | Digital transceiver module for on-board communication system | |
WO2021199719A1 (en) | All-digital transmitter with wideband beamformer | |
Fukuda et al. | A broadband phased-array antenna system employing frequency-upconverted local signals with phase difference | |
Chistukhin et al. | A spatial interference filter system breadboard on the base of a digital beamforming antenna | |
RU2609792C1 (ru) | Способ обработки сигналов в модульной адаптивной антенной решетке при приеме коррелированных сигналов и помех | |
Kim et al. | Low-spurious wideband DDS-based Ku-band chirp generator for short-range radar application | |
Gavras et al. | Near-Field Localization with $1 $-bit Quantized Hybrid A/D Reception | |
CN113193889B (zh) | 一种基于分数时延的超宽带数字多波束发射方法 |