RU2763547C2 - Улучшенное расширение диапазона частот в декодере звукового сигнала - Google Patents

Улучшенное расширение диапазона частот в декодере звукового сигнала Download PDF

Info

Publication number
RU2763547C2
RU2763547C2 RU2017144523A RU2017144523A RU2763547C2 RU 2763547 C2 RU2763547 C2 RU 2763547C2 RU 2017144523 A RU2017144523 A RU 2017144523A RU 2017144523 A RU2017144523 A RU 2017144523A RU 2763547 C2 RU2763547 C2 RU 2763547C2
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
signal
frequency
decoded
band
range
Prior art date
Application number
RU2017144523A
Other languages
English (en)
Other versions
RU2017144523A3 (ru
RU2017144523A (ru
Inventor
Магдалена КАНЕВСКА
Стефан РАГО
Original Assignee
Конинклейке Филипс Н.В.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Family has litigation
First worldwide family litigation filed litigation Critical https://patents.darts-ip.com/?family=51014390&utm_source=google_patent&utm_medium=platform_link&utm_campaign=public_patent_search&patent=RU2763547(C2) "Global patent litigation dataset” by Darts-ip is licensed under a Creative Commons Attribution 4.0 International License.
Application filed by Конинклейке Филипс Н.В. filed Critical Конинклейке Филипс Н.В.
Publication of RU2017144523A publication Critical patent/RU2017144523A/ru
Publication of RU2017144523A3 publication Critical patent/RU2017144523A3/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2763547C2 publication Critical patent/RU2763547C2/ru

Links

Images

Classifications

    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B41—PRINTING; LINING MACHINES; TYPEWRITERS; STAMPS
    • B41K—STAMPS; STAMPING OR NUMBERING APPARATUS OR DEVICES
    • B41K3/00—Apparatus for stamping articles having integral means for supporting the articles to be stamped
    • B41K3/54—Inking devices
    • B41K3/56—Inking devices using inking pads
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B41—PRINTING; LINING MACHINES; TYPEWRITERS; STAMPS
    • B41K—STAMPS; STAMPING OR NUMBERING APPARATUS OR DEVICES
    • B41K1/00—Portable hand-operated devices without means for supporting or locating the articles to be stamped, i.e. hand stamps; Inking devices or other accessories therefor
    • B41K1/02—Portable hand-operated devices without means for supporting or locating the articles to be stamped, i.e. hand stamps; Inking devices or other accessories therefor with one or more flat stamping surfaces having fixed images
    • B41K1/04—Portable hand-operated devices without means for supporting or locating the articles to be stamped, i.e. hand stamps; Inking devices or other accessories therefor with one or more flat stamping surfaces having fixed images with multiple stamping surfaces; with stamping surfaces replaceable as a whole
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B41—PRINTING; LINING MACHINES; TYPEWRITERS; STAMPS
    • B41K—STAMPS; STAMPING OR NUMBERING APPARATUS OR DEVICES
    • B41K1/00—Portable hand-operated devices without means for supporting or locating the articles to be stamped, i.e. hand stamps; Inking devices or other accessories therefor
    • B41K1/08—Portable hand-operated devices without means for supporting or locating the articles to be stamped, i.e. hand stamps; Inking devices or other accessories therefor with a flat stamping surface and changeable characters
    • B41K1/10—Portable hand-operated devices without means for supporting or locating the articles to be stamped, i.e. hand stamps; Inking devices or other accessories therefor with a flat stamping surface and changeable characters having movable type-carrying bands or chains
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B41—PRINTING; LINING MACHINES; TYPEWRITERS; STAMPS
    • B41K—STAMPS; STAMPING OR NUMBERING APPARATUS OR DEVICES
    • B41K1/00—Portable hand-operated devices without means for supporting or locating the articles to be stamped, i.e. hand stamps; Inking devices or other accessories therefor
    • B41K1/08—Portable hand-operated devices without means for supporting or locating the articles to be stamped, i.e. hand stamps; Inking devices or other accessories therefor with a flat stamping surface and changeable characters
    • B41K1/12—Portable hand-operated devices without means for supporting or locating the articles to be stamped, i.e. hand stamps; Inking devices or other accessories therefor with a flat stamping surface and changeable characters having adjustable type-carrying wheels
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B41—PRINTING; LINING MACHINES; TYPEWRITERS; STAMPS
    • B41K—STAMPS; STAMPING OR NUMBERING APPARATUS OR DEVICES
    • B41K1/00—Portable hand-operated devices without means for supporting or locating the articles to be stamped, i.e. hand stamps; Inking devices or other accessories therefor
    • B41K1/36—Details
    • B41K1/38—Inking devices; Stamping surfaces
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B41—PRINTING; LINING MACHINES; TYPEWRITERS; STAMPS
    • B41K—STAMPS; STAMPING OR NUMBERING APPARATUS OR DEVICES
    • B41K1/00—Portable hand-operated devices without means for supporting or locating the articles to be stamped, i.e. hand stamps; Inking devices or other accessories therefor
    • B41K1/36—Details
    • B41K1/38—Inking devices; Stamping surfaces
    • B41K1/40—Inking devices operated by stamping movement
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B41—PRINTING; LINING MACHINES; TYPEWRITERS; STAMPS
    • B41K—STAMPS; STAMPING OR NUMBERING APPARATUS OR DEVICES
    • B41K1/00—Portable hand-operated devices without means for supporting or locating the articles to be stamped, i.e. hand stamps; Inking devices or other accessories therefor
    • B41K1/36—Details
    • B41K1/38—Inking devices; Stamping surfaces
    • B41K1/40—Inking devices operated by stamping movement
    • B41K1/42—Inking devices operated by stamping movement with pads or rollers movable for inking
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS OR SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/02—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders
    • G10L19/0204—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders using subband decomposition
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS OR SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/02—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders
    • G10L19/0212—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders using orthogonal transformation
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS OR SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L21/00—Processing of the speech or voice signal to produce another audible or non-audible signal, e.g. visual or tactile, in order to modify its quality or its intelligibility
    • G10L21/02—Speech enhancement, e.g. noise reduction or echo cancellation
    • G10L21/038—Speech enhancement, e.g. noise reduction or echo cancellation using band spreading techniques
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS OR SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L25/00—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00
    • G10L25/03—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00 characterised by the type of extracted parameters
    • G10L25/21—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00 characterised by the type of extracted parameters the extracted parameters being power information
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS OR SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS OR SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
    • G10L19/26—Pre-filtering or post-filtering
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS OR SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L21/00—Processing of the speech or voice signal to produce another audible or non-audible signal, e.g. visual or tactile, in order to modify its quality or its intelligibility
    • G10L21/02—Speech enhancement, e.g. noise reduction or echo cancellation

Abstract

Изобретение относится к области вычислительной техники для обработки аудиоданных. Технический результат заключается в повышении точности декодирования сигнала звуковой частоты. Технический результат достигается за счет получения сигнала, декодированного в первом диапазоне частот, называемом нижним диапазоном; расширения декодированного сигнала нижнего диапазона по меньшей мере на по меньшей мере одном втором диапазоне частот, находящемся выше, чем первый диапазон частот, причем декодированный сигнал нижнего диапазона формирует расширенный декодированный сигнал нижнего диапазона; извлечения тональных составляющих и сигнала окружения из сигнала, возникающего из декодированного сигнала нижнего диапазона; объединения тональных составляющих и сигнала окружения посредством адаптивного микширования с использованием коэффициентов регулирования уровня энергии для получения звукового сигнала, называемого объединенным сигналом; и применения фильтрации предыскажений и полосовой фильтрации частотной характеристики. 3 н. и 8 з.п. ф-лы, 6 ил.

Description

Настоящее изобретение относится к области кодирования/декодирования и обработки сигналов звуковой частоты (например, речи, музыки или других подобных сигналов) для их передачи или их хранения.
Более конкретно, настоящее изобретение относится к способу расширения диапазона частот и устройству в декодере или процессоре, производящему выделение сигнала звуковой частоты из шумов.
Существуют многочисленные методы сжатия (с потерей) сигнала звуковой частоты, такого как речь или музыка.
Традиционные способы кодирования для разговорных приложений, как правило, классифицируются как кодирование формы сигналов (PCM - "импульсно-кодовая модуляция", ADPCM - "адаптивная дифференциальная импульсно-кодовая модуляция", кодирование с преобразованием и т.д.), параметрическое кодирование (LPC - "кодирования с линейным предсказанием", синусоидальное кодирование и т.д.) и параметрическое гибридное кодирование с квантованием параметров посредством "анализа через синтез", из которого кодирование CELP ("линейное предсказание с кодовым возбуждением") является наиболее известным примером.
Для не разговорных приложений известный уровень техники для кодирования (монофонического) звукового сигнала включает в себя перцептуальное кодирование посредством преобразования или в поддиапазонах с параметрическим кодированием высоких частот посредством репликации полосы (SBR - репликации спектральной полосы).
Обзор способов кодирования обычной речи и звука можно найти в работах W.B. Kleijn and K.K. Paliwal (eds.), Speech Coding and Synthesis, Elsevier, 1995; M. Bosi, R.E. Goldberg, Introduction to Digital Audio Coding and Standards, Springer 2002; J. Benesty, M.M. Sondhi, Y. Huang (eds.), Handbook of Speech Processing, Springer 2008.
В данном случае внимание сосредоточено, более конкретно, на стандартизированном 3GPP AMR-WB ("адаптивном многоскоростном при широкополосной передаче") кодеке (кодере и декодере), который работает на входной/выходной частоте 16 кГц, и в котором сигнал разделяется на два поддиапазона: нижний диапазон (0-6,4 кГц), который подвергается дискретизации на 12,8 кГц и кодируется посредством модели CELP, и верхний диапазон (6,4-7 кГц), который параметрически восстанавливается посредством "расширения диапазона" (или BWE - "расширения полосы частот") с или без дополнительной информации в зависимости от режима текущего кадра. Можно отметить, что ограничение кодированного диапазона кодека AMR-WB на частоте 7 кГц, по существу, связано с тем, что частотная характеристика при передаче широкополосных терминалов была аппроксимирована в момент стандартизации (ETSI/3GPP, в дальнейшем ITU-T) в соответствии с частотной маской, определенной в стандарте ITU-T P.341 и, более конкретно посредством так называемого фильтра "P341", определенного в стандарте ITU-T G.191, который отсекает частоты выше 7 кГц (данный фильтр соблюдает маску, определенную в P.341). Тем не менее, в теории хорошо известно, что сигнал, подвергнутый дискретизации с частотой 16 кГц, может иметь определенный звуковой диапазон от 0 до 8000 Гц; поэтому AMR-WB-кодек вводит ограничение верхнего диапазона по сравнению с теоретической полосой пропускания 8 кГц.
3GPP AMR-WB речевой кодек был стандартизирован в 2001 году, главным образом, для режима с коммутацией каналов (CS) телефонных приложений на GSM (2G) и UMTS (3G). Этот же кодек также был стандартизирован в 2003 году в стандарте ITU-T в виде рекомендации G.722.2 "Широкополосное кодирование речи при приблизительно 16 кбит/с с применением адаптивного многоскоростного широкополосного кодирования (AMR-WB)".
Он имеет девять скоростей цифрового потока, называемых режимами, от 6,6 до 23,85 кбит/с, и содержит механизмы непрерывной передачи (DTX "прерывистой передачи") с определением присутствия голосового сигнала (VAD) и генерацией комфортного шума (CNG) из кадров описания периода молчания (SID "дескриптор информации о паузе") и механизмы коррекции потерянных кадров (FEC "маскирование стирания кадров", иногда называемое PLC "маскирование потери пакетов").
Подробная информация о кодировании AMR-WB и алгоритме декодирования не повторяется в данной заявке; подробное описание этого кодека можно найти в спецификациях 3GPP (TS 26.190, 26.191, 26.192, 26.193, 26.194, 26.204) и в ITU-T-G.722.2 (и соответствующих дополнениях и приложениях), и в статье B. Bessette и другие, озаглавленной "The adaptive multirate wideband speech codec (AMR-WB)ʺ, IEEE Transactions on Speech and Audio Processing, vol. 10, no. 8, 2002, pp. 620-636, и исходных кодах связанных стандартов 3GPP и ITU-T.
Принцип расширения диапазона в кодеке AMR-WB довольно слабо развит. В действительности верхний диапазон (6,4-7 кГц) генерируется посредством формировании белого шума во времени (применяемого при формировании коэффициентов усиления в расчете на подкадр) и частотной огибающей (посредством применения синтезирующего фильтра линейного предсказания или LPC - "кодирования с линейным предсказанием"). Данный метод расширения диапазона показан на фиг. 1.
Белый шум
Figure 00000001
,
Figure 00000002
генерируется с частотой 16 кГц для каждого подкадра длительностью 5 мс посредством линейного конгруэнтного генератора (блок 100). Этот шум
Figure 00000001
формируется во времени посредством применения коэффициентов усиления для каждого подкадра; эта операция разбивается на два этапа обработки (блоки 102, 106 или 109):
• Первый коэффициент вычисляется (блок 101), чтобы установить белый шум
Figure 00000001
(блок 102) на том же уровне, что возбуждение
Figure 00000003
,
Figure 00000004
, декодируемое на 12,8 кГц в нижнем диапазоне:
Figure 00000005
Можно отметить, что нормализация энергий выполняется путем сравнения блоков разного размера (64 для
Figure 00000003
и 80 для
Figure 00000001
) без компенсации отличий в частотах дискретизации (12,8 или 16 кГц).
• Затем получается возбуждение в верхнем диапазоне (блок 106 или 109) в виде:
Figure 00000006
где коэффициент усиления
Figure 00000007
получают по-разному в зависимости от скорости цифрового потока. Если скорость цифрового потока текущего кадра <23,85 кбит/с, коэффициент усиления
Figure 00000007
оценивают "вслепую" (то есть без дополнительной информации); в этом случае блок 103 фильтрует сигнал, декодированный в нижнем диапазоне, посредством фильтра высоких частот с частотой среза 400 Гц для получения сигнала
Figure 00000008
,
Figure 00000004
- данный фильтр высоких частот устраняет влияние очень низких частот, которые могут исказить оценку, выполненную в блоке 104 - затем "наклон" (индикатор крутизны спектра), обозначенный
Figure 00000009
сигнала
Figure 00000008
вычисляют с помощью нормированной автокорреляции (блок 104):
Figure 00000010
и, наконец,
Figure 00000007
вычисляют в виде:
Figure 00000011
где
Figure 00000012
- коэффициент усиления, применяемый в активных речевых (SP) кадрах,
Figure 00000013
- коэффициент усиления, применяемый в неактивных речевых кадрах, относящихся к фоновому (BG) шуму, и
Figure 00000014
- весовая функция, которая зависит от определения присутствия голосового сигнала (VAD). Понятно, что оценка наклона (
Figure 00000009
) позволяет адаптировать уровень верхнего диапазона в зависимости от спектрального характера сигнала; эта оценка особенно важна, когда крутизна спектра CELP декодированного сигнала такова, что средняя энергия уменьшается, когда частота увеличивается (в случае вокализованного сигнала, где
Figure 00000009
близка к 1, поэтому
Figure 00000012
соответственно снижается). Следует также отметить, что коэффициент
Figure 00000015
при AMR-WB декодировании ограничен принимать значения в интервале [0,1; 1,0]. Фактически, для сигналов, спектр которых имеет больше энергии на высоких частотах (
Figure 00000009
близко к -1,
Figure 00000016
близко к 2), коэффициент усиления
Figure 00000015
, как правило, занижается.
При 23,85 кбит/с единица корректирующей информации передается на кодер AMR-WB и декодируется (блоки 107, 108) с целью уточнения коэффициента усиления, оцененного для каждого подкадра (4 бита каждые 5 мс или 0,8 кбит/с).
Искусственное возбуждение
Figure 00000017
после этого фильтруется (блок 111) посредством синтезирующего фильтра синтеза LPC с передаточной функцией
Figure 00000018
и работающего на частоте дискретизации 16 кГц. Структура данного фильтра зависит от скорости передачи текущего кадра:
При 6,6 кбит/с фильтр
Figure 00000019
получается взвешиванием посредством коэффициента
Figure 00000020
=0,9 фильтра LPC порядка 20,
Figure 00000021
, который "экстраполирует" фильтр LPC порядка 16,
Figure 00000022
, декодированный в нижнем диапазоне (на 12,8 кГц) -подробная информация об экстраполяции в области параметров ISF (спектральной частоты иммитанса) описана в стандарте G.722.2 в разделе 6.3.2.1; в этом случае
Figure 00000023
При скоростях цифрового потока > 6,6 кбит/с фильтр
Figure 00000019
имеет порядок 16 и просто соответствует:
Figure 00000024
где
Figure 00000020
=0,6. Следует отметить, что в этом случае фильтр
Figure 00000025
используется на частоте 16 кГц, что приводит к расширению (посредством пропорционального преобразования) частотной характеристики этого фильтра от [0; 6,4 кГц] до [0; 8 кГц].
В заключение, результат
Figure 00000026
обрабатывается посредством полосового фильтра (блок 112) типа FIR ("конечной импульсной характеристики"), чтобы сохранить только диапазон 6-7 кГц; при скорости 23,85 кбит/с низкочастотный фильтр также типа FIR (блок 113) добавляется к обработке для дополнительного подавления частот выше 7 кГц. В заключение, высокочастотный (HF) синтез добавляется (блок 130) к низкочастотному (LF) синтезу, полученному посредством блоков 120-123 и подвергнутому передискретизации с частотой 16 кГц (блок 123). Таким образом, даже если верхний диапазон расширяется в теории от 6,4 до 7 кГц в кодеке AMR-WB, HF синтез скорее содержится в полосе 6-7 кГц перед суммированием с LF синтезом.
В методе расширения диапазона кодека AMR-WB можно выделить ряд недостатков:
Сигнал в верхнем диапазоне представляет собой сформированный белый шум (сформированный посредством временных коэффициентов усиления для каждого подкадра путем фильтрации посредством
Figure 00000027
и полосовой фильтрации), который не является хорошей общей моделью сигнала в диапазоне 6,4-7 кГц. Например, существуют чрезвычайно гармонические музыкальные сигналы, для которых диапазон 6,4-7 кГц содержит синусоидальные составляющие (или тональные сигналы) и не содержит шума (или содержит мало шума); для этих сигналов расширение диапазона кодека AMR-WB значительно ухудшает качество.
Фильтр низких частот на 7 кГц (блок 113) вносит сдвиг почти 1 мс между нижним и верхним диапазонами, которые могут потенциально ухудшить качество определенных сигналов посредством незначительной десинхронизации двух диапазонов при 23,85 кбит/с - данная десинхронизация может также представлять проблемы при переключении скорости цифрового потока с 23,85 кбит/с на другие режимы.
Оценка коэффициентов усиления для каждого подкадра (блок 101, 103-105) не является оптимальной. Отчасти она основывается на выравнивании "абсолютной" энергии в расчете на один подкадр (блок 101) между сигналами на различных частотах: искусственным возбуждением на частоте 16 кГц (белый шум) и сигналом на частоте 12,8 кГц (декодированное возбуждение ACELP). Следует отметить, в частности, что этот подход в неявном виде вызывает затухание возбуждения в верхнем диапазоне (в соотношении 12,8/16=0,8); собственно также следует отметить, что компенсация предыскажений не выполняется в верхнем диапазоне в кодеке AMR-WB, который в неявном виде порождает усиление относительно близкое к 0,6 (что соответствует значению частотной характеристики
Figure 00000028
на частоте 6400 Гц). В действительности, коэффициенты 1/0,8 и 0,6 компенсируются приблизительно.
Что касается речи, характеристические тесты кодека 3GPP AMR-WB, задокументированные в 3GPP отчете TR 26.976, показали, что режим при 23,85 кбит/с имеет не такое хорошее качество, как при 23,05 кбит/с, при этом его качество в действительности подобно режиму при 15,85 кбит/с. Это показывает, в частности, что уровень искусственного HF сигнала необходимо контролировать очень аккуратно, так как качество ухудшается при скорости 23,85 кбит/с, при этом считается, что 4 бита на кадр наилучшим образом обеспечивают возможность аппроксимации энергии исходных высоких частот.
Ограничение кодированного диапазона на 7 кГц является следствием строгой модели передаточной функции акустических терминалов (фильтр P.341 в стандарте ITU-T G.191). В настоящее время для частоты дискретизации 16 кГц остаются важными частоты в диапазоне 7-8 кГц, особенно для музыкальных сигналов, чтобы обеспечивать хороший уровень качества.
Алгоритм декодирования AMR-WB был частично улучшен с разработкой масштабируемого кодека ITU-T G.718, который был стандартизован в 2008 году.
Стандарт ITU-T G.718 содержит так называемый режим функциональной совместимости, для которого ядро кодирования совместимо с кодированием G.722.2 (AMR-WB) при 12,65 кбит/с; кроме того, декодер G.718 имеет конкретный признак того, чтобы быть в состоянии декодировать битовый поток AMR-WB/G.722.2 на всех возможных скоростях цифрового потока в кодеке AMR-WB- (от 6,6 до 23,85 кбит/с).
Функционально совместимый декодер G.718 в режиме малой задержки (G.718-LD) показан на фиг. 2. Ниже приведен список улучшений, предусмотренных функциональными возможностями декодирования AMR-WB битового потока в декодере G.718, со ссылками на фиг. 1 при необходимости:
Расширение диапазона (описано, например, в пункте 7.13.1 Рекомендации G.718, блок 206) идентично тому, что в декодере AMR-WB, за исключением того, что полосовой фильтр 6-7 кГц и синтезирующий фильтр 1/AHB(z) (блоки 111 и 112) находятся в обратном порядке. Кроме того, при 23,85 кбит/с 4 бита, передаваемых в расчете на один подкадр кодером AMR-WB, не используются в функционально совместимом декодере G.718; следовательно, синтез высоких частот (HF) при 23,85 кбит/с идентичен синтезу при 23,05 кбит/с, что позволяет избежать известной проблемы качества декодирования AMR-WB при 23,85 кбит/с. Фильтр низких частот 7 кГц (блок 113) заведомо не используется, а специфическое декодирование режима 23,85 кбит/с не совершается (блоки 107-109).
Пост-обработка синтеза на 16 кГц (смотри пункт 7.14 G.718) реализуется в G.718 посредством "порогового шумоподавителя" в блоке 208 (для "улучшения" качества периодов молчания посредством снижения уровня), при этом высокочастотная фильтрация (блок 209), постфильтр низких частот (так называемый "постфильтр низких звуковых частот") в блоке 210 подавляют перекрестные гармонические помехи на низких частотах и преобразование в 16-битные целые числа с контролем насыщения (с управлением усиления или AGC) в блоке 211.
Тем не менее расширение диапазона в кодеках AMR-WB и/или G.718 (функционально совместимый режим) по-прежнему ограничивается рядом аспектов.
В частности, синтез высоких частот посредством формируемого белого шума (посредством временного подхода типа входного фильтра LPC) является весьма ограниченной моделью сигнала в диапазоне частот выше 6,4 кГц.
Только диапазон 6,4-7 кГц искусственно повторно синтезируется, в то время как на практике более широкий диапазон (до 8 кГц) теоретически возможен при частоте дискретизации 16 кГц, что потенциально может способствовать повышению качества сигналов, если они не являются предварительно обработанными посредством фильтра типа P.341 (50-7000 Гц), как определено в Software Tool Library (стандарт G.191) ITU-T.
Следовательно, существует необходимость улучшить расширение диапазона в кодеке типа AMR-WB или функционально совместимой версии этого кодека или, в более общем смысле, улучшить расширение диапазона звукового сигнала, в частности, для того чтобы улучшить частотный состав расширения диапазона.
Настоящее изобретение улучшает ситуацию.
Изобретение предлагает для этой цели способ расширения диапазона частот сигнала звуковой частоты во время процесса декодирования или улучшения, включающего этап получения сигнала, декодированного в первом диапазоне частот, называемом нижним диапазоном. Способ включает следующие этапы:
- извлечение тональных составляющих и сигнала окружения из сигнала, возникающего из декодированного сигнала нижнего диапазона;
- объединение тональных составляющих и сигнала окружения посредством адаптивного микширования с использованием коэффициентов регулирования уровня энергии для получения звукового сигнала, называемого объединенный сигнал;
- расширение по меньшей мере одного второго диапазона частот, находящегося выше, чем первый диапазон частот декодированного сигнала нижнего диапазона, до этапа извлечения или объединенного сигнала после этапа объединения.
Следует отметить, что в дальнейшем термин "расширение диапазона" будет пониматься в широком смысле и будет включать не только случай расширения поддиапазона на высоких частотах, но и случай замены поддиапазонов, которые установлены в ноль (типа "шумового наполнения" в кодировании с преобразованием).
Таким образом, в одно и то же время с учетом тональных составляющих и сигнала окружения, извлеченного из сигнала, возникающего из декодирования нижнего диапазона, можно выполнить расширение диапазона с моделью сигнала, подходящей к истинной природе сигнала в противоположность использованию искусственного шума. Качество расширения диапазона, таким образом, улучшается, в частности, для определенных типов сигналов, таких как музыкальные сигналы.
Действительно, сигнал, декодированный в нижнем диапазоне частот, содержит часть, соответствующую звуковому окружению, которая может быть перенесена в высокую частоту таким образом, что микширование гармонических составляющих и существующего окружения позволяет обеспечить целостный восстановленный верхний диапазон.
Следует отметить, что даже если изобретение продиктовано улучшением качества расширения диапазона в контексте функционально совместимого кодирования AMR-WB, различные варианты осуществления применяются к более общему случаю расширения диапазона звукового сигнала, в частности, в устройстве улучшения качества, выполняющем анализ звукового сигнала, чтобы извлечь параметры, необходимые для расширения диапазона.
Различные конкретные варианты осуществления, указанные ниже, могут быть добавлены по отдельности или в сочетании друг с другом к этапам способа расширения, определенного выше.
В одном варианте осуществление расширение диапазона выполняется в области возбуждения и декодированный сигнал нижнего диапазона представляет собой декодированный сигнал возбуждения нижнего диапазона.
Преимущество этого варианта осуществления заключается в том, что в области возбуждения возможно преобразование без обработки методом окна (или, что то же самое, с неявным прямоугольным окном длины кадра). Тогда в этом случае не слышен артефакт (блок эффектов).
В первом варианте осуществления извлечение тональных составляющих и сигнала окружения выполняется в соответствии со следующими этапами:
- обнаружение в частотной области преобладающих тональных составляющих декодированного или декодированного и расширенного сигнала нижнего диапазона;
- вычисление остаточного сигнала посредством извлечения преобладающих тональных составляющих, чтобы получить сигнал окружения.
Данный вариант осуществления обеспечивает точное обнаружение тональных составляющих.
Во втором варианте осуществления, низкой сложности, извлечение тональных составляющих и сигнала окружения выполняется в соответствии со следующими этапами:
- получение сигнала окружения посредством вычисления среднего значения спектра декодированного или декодированного и расширенного сигнала нижнего диапазона;
- получение тональных составляющих посредством вычитания вычисленного сигнала окружения из декодированного или декодированного и расширенного сигнала нижнего диапазона.
В одном варианте осуществления на этапе объединения коэффициент регулирования уровня энергии, применяемый для адаптивного микширования, вычисляется в зависимости от полной энергии декодированного или декодированного и расширенного сигнала нижнего диапазона и тональных составляющих.
Применение этого коэффициента регулирования позволяет адаптировать этап объединения к характеристикам сигнала таким образом, чтобы оптимизировать относительную долю сигнала окружения в микшированном сигнале. Уровень энергии, таким образом, регулируется так, чтобы избежать звуковых артефактов.
В предпочтительном варианте осуществления декодированный сигнал нижнего диапазона проходит этап преобразования или декомпозиции поддиапазона на основе блока фильтров, затем в частотной области или области поддиапазона выполняются этапы извлечения и объединения.
Реализация расширения диапазона в частотной области позволяет получить высокое качество частотного анализа, которое не доступно при временном подходе, и также позволяет иметь разрешение по частоте, являющееся достаточным для обнаружения тональных составляющих.
В подробном варианте осуществления декодированный и расширенный сигнал нижнего диапазона получается в соответствии со следующим уравнением:
Figure 00000029
где
Figure 00000030
- индекс дискретного значения,
Figure 00000031
- спектр сигнала, полученного после этапа преобразования,
Figure 00000032
- спектр расширенного сигнала, и start_band - предопределенная переменная.
Таким образом, эта функция включает передискретизацию сигнала посредством добавления дискретных значений к спектру этого сигнала. Однако возможны и другие способы расширения сигнала, например, посредством транспонирования в обработке поддиапазона.
Настоящее изобретение также предусматривает устройство для расширения диапазона частот сигнала звуковой частоты, при этом сигнал декодирован в первом диапазоне частот, называемом нижним диапазоном. Устройство содержит:
- модуль для извлечения тональных составляющих и сигнала окружения на основе сигнала, возникающего из декодированного сигнала нижнего диапазона;
- модуль для объединения тональных составляющих и сигнала окружения посредством адаптивного микширования с использованием коэффициентов регулирования уровня энергии для получения звукового сигнала, называемого объединенный сигнал;
- модуль для расширения на по меньшей мере одном втором диапазоне частот, находящемся выше, чем первый диапазон частот, реализованный на декодированном сигнале нижнего диапазона перед модулем извлечения или на объединенном сигнале после модуля объединения.
Данное устройство демонстрирует те же преимущества, что и описанный ранее способ, который оно реализует.
Целью настоящего изобретения является декодер, содержащий описанное устройство.
Целью является компьютерная программа, содержащая команды программного кода для реализации этапов способа расширения диапазона, описанного выше, при выполнении этих команд процессором.
Наконец, настоящее изобретение относится к носителю данных, который может считываться процессором, встроенным или нет в устройство расширения диапазона, по возможности съемному, хранящему компьютерную программу, реализующую способ расширения диапазона, как описано выше.
Другие признаки и преимущества настоящего изобретения станут более очевидными из нижеследующего описания, приведенного только в качестве неограничивающего примера и со ссылкой на прилагаемые графические материалы, на которых:
на фиг. 1 показана часть декодера типа AMR-WB, реализующая этапы расширения диапазона частот согласно известному уровню техники и описанная выше;
на фиг. 2 показан декодер функционально совместимого типа 16 кГц G.718-LD согласно известному уровню техники и описанный выше;
на фиг. 3 показан декодер, который является функционально совместимым с кодированием AMR-WB, имеющий в своем составе устройство расширения диапазона в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения;
на фиг. 4 в виде блок-схемы показаны основные этапы способа расширения диапазона в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения;
на фиг. 5 показан вариант осуществления в частотной области встроенного в декодер устройства расширения диапазона в соответствии с настоящим изобретением; и
на фиг. 6 показана аппаратная реализация устройства расширения диапазона в соответствии с настоящим изобретением.
На фиг. 3 показан примерный декодер, совместимый со стандартом AMR-WB/G.722.2, в котором присутствует пост-обработка, подобная той, которая представлена в G.718 и описана со ссылкой на фиг. 2, и улучшенное расширение диапазона в соответствии со способом расширения согласно настоящему изобретению, реализованный посредством устройства расширения диапазона, проиллюстрированным блоком 309.
В отличие от декодирования AMR-WB, которое работает с частотой дискретизации выходного сигнала 16 кГц, и G.718 декодера, который работает на 8 или 16 кГц, в данной заявке рассматривается декодер, который может работать с выходным сигналом (синтеза) на частоте fs=8, 16, 32 или 48 кГц. Следует отметить, что при этом предполагается, что кодирование было выполнено в соответствии с алгоритмом AMR-WB с внутренней частотой 12,8 кГц для кодирования CELP нижнего диапазона и при 23,85 кбит/с интервального кодирования подкадра на частоте 16 кГц, но также возможны функционально совместимые варианты кодера AMR-WB; несмотря на то, что изобретение описывается в данном случае на уровне декодирования, при этом предполагается, что кодирование может также работать с входным сигналом на частоте fs=8, 16, 32 или 48 кГц, и соответствующие операции передискретизации, выходящие за объем настоящего изобретения, реализуются в кодировании в зависимости от значения fs. Следует отметить, что при fs=8 кГц в декодере, в случае декодирования, который совместим с AMR-WB, нет необходимости расширять нижний диапазон 0-6,4 кГц, поскольку восстановленный звуковой диапазон на частоте fs ограничивается 0-4000 Гц.
На фиг. 3 декодирование CELP (LF - низких частот) по-прежнему работает на внутренней частоте 12,8 кГц, как в AMR-WB и G.718, и расширение диапазона (HF - высоких частот), которое является предметом настоящего изобретения работает на частоте 16 кГц, и синтезы LF и HF объединяются (блок 312) на частоте fs после надлежащей передискретизации (блоки 307 и 311). В вариантах изобретения объединение нижнего и верхнего диапазонов может быть выполнено на частоте 16 кГц после передискретизации нижнего диапазона из 12,8 в 16 кГц до передискретизации объединенного сигнала с частотой fs.
Декодирование в соответствии с фиг. 3 зависит от режима AMR-WB (или скорости цифрового потока), связанного с текущим принятым кадром. В качестве индикатора, и без воздействия на блок 309, декодирование части CELP в нижнем диапазоне включает следующие этапы:
демультиплексирование кодированных параметров (блок 300) в случае правильно принятого кадра (bfi=0, где bfi - "индикатор плохого кадра" со значением 0 для принятого кадра и 1 для потерянного кадра);
декодирование параметров ISF с интерполяцией и преобразованием в коэффициенты LPC (блок 301), как описано в пункте 6.1 стандарта G.722.2;
декодирование возбуждения CELP (блок 302) с адаптивной и фиксированной частью для восстановления возбуждения (exc или
Figure 00000033
) в каждом подкадре длиной 64 на частоте 12,8 кГц:
Figure 00000034
,
Figure 00000035
следуя обозначениям пункта 7.1.2.1 G.718 относительно декодирования CELP, где
Figure 00000036
и
Figure 00000037
- кодовые слова адаптивных и фиксированных словарей соответственно и
Figure 00000038
и
Figure 00000039
- связанные декодированные коэффициенты усиления. Данное возбуждение
Figure 00000040
используется в адаптивном словаре следующего подкадра; затем он обрабатывается и, как в G.718, возбуждение
Figure 00000041
(также обозначаемое exc) выделяется из своей модифицированной постобработанной версии
Figure 00000042
(также обозначаемой exc2), которая служит в качестве входных данных для синтезирующего фильтра
Figure 00000043
в блоке 303. В вариантах, которые могут быть реализованы для изобретения, операции пост-обработки, применяемые к возбуждению, могут быть изменены (например, дисперсия фазы может быть увеличена) или данные операции пост-обработки могут быть расширены (например, может быть реализовано снижение перекрестных гармонических помех), не влияя на сущность способа расширения диапазона в соответствии с настоящим изобретением;
синтезирующую фильтрацию посредством
Figure 00000043
(блок 303), где декодированный фильтр LPC
Figure 00000044
имеет 16 порядок;
узкополосную пост-обработку (блок 304) в соответствии с пунктом 7.3 G.718, если fs=8 кГц;
компенсацию предыскажений (блок 305) посредством фильтра
Figure 00000028
;
пост-обработку низких частот (блок 306), как описано в пункте 7.14.1.1 G.718. Данная обработка вводит задержку, которая учитывается при декодировании верхнего диапазона (> 6,4 кГц);
передискретизацию внутренней частоты 12,8 кГц на выходную частоту fs (блок 307). Возможен ряд вариантов осуществления. Без потери общности, в данном случае в качестве примера считается, что если fs=8 или 16 кГц, то передискретизация, описанная в пункте 7.6 G.718, повторяется, и если fs=32 или 48 кГц, то используются дополнительные фильтры с конечной импульсной характеристикой (FIR);
вычисление параметров "порогового шумоподавителя" (этап 308), которое предпочтительно выполняется, как описано в пункте 7.14.3 G.718.
В вариантах, которые могут реализовываться для изобретения, операции пост-обработки, применяемые к возбуждению могут изменяться (например, дисперсия фазы может увеличиваться) или данные операции пост-обработки могут быть расширены (например, может реализовываться снижение перекрестных гармонических помех), не влияя на характер расширения диапазона. В данной заявке не описывается случай декодирования нижнего диапазона, когда теряется текущий кадр (bfi=1), который является информативным в стандарте 3GPP AMR-WB; в целом, любо имеют дело с декодером AMR-WB, либо декодером общего вида, опирающимся на модель входного фильтра, он, как правило, связан с наилучшими оценками возбуждения LPC и коэффициентами синтезирующего фильтра LPC таким образом, чтобы восстанавливать потерянный сигнал при сохранении модели входного фильтра. При bfi=1 считается, что расширение диапазона (блок 309) может работать как в случае bfi=0 и скорости цифрового потока <23,85 кбит/с; таким образом, описание настоящего изобретения будет в дальнейшем предполагать, без потери общности, что bfi=0.
Следует отметить, что использование блоков 306, 308, 314 не является обязательным.
Кроме того, следует отметить, что декодирование нижнего диапазона, описанное выше, предполагает так называемый "активный" текущий кадр со скоростью цифрового потока от 6,6 до 23,85 кбит/с. Фактически, когда режим DTX активируется, определенные кадры могут кодироваться как "неактивные", и в этом случае можно либо передать дескриптор паузы (по 35 бит), либо не передавать ничего. В частности, следует напомнить о том, что кадр SID кодера AMR-WB описывает несколько параметров: параметры ISF, усредненные по 8 кадрам, среднюю энергии по 8 кадрам, "флаг сглаживания" для восстановления нестационарного шума. Во всех случаях в декодере используется такая же модель декодирования, как и для активного кадра, с восстановлением возбуждения и фильтра LPC для текущего кадра, что дает возможность применять настоящее изобретение даже к неактивным кадрам. То же самое замечание относится к декодированию "потерянных кадров" (или FEC, PLC), в которых применяется LPC модель.
Данный примерный декодер работает в области возбуждения и, следовательно, содержит этап декодирования сигнала возбуждения нижнего диапазона. Устройство расширения диапазона и способ расширения диапазона в понимании настоящего изобретения также работают в области, отличной от области возбуждения и, в частности, с декодированным прямым сигналом нижнего диапазона или сигналом, взвешенным фильтром, учитывающим восприятие.
В отличие от декодирования AMR-WB или G.718, описанный декодер позволяет расширить декодированный нижний диапазон (50-6400 Гц с учетом 50 Гц фильтрации верхних частот в декодере, 0-6400 Гц в общем случае) до расширенного диапазона, ширина которого изменяется в диапазоне приблизительно от 50-6900 Гц до 50-7700 Гц, в зависимости от режима, реализованного в текущем кадре. Таким образом, его можно отнести к первому диапазону частот от 0 до 6400 Гц и второму диапазону частот от 6400 до 8000 Гц. Действительно, в пользующемся преимуществом варианте осуществления возбуждение для высоких частот и генерируется в частотной области в диапазоне от 5000 до 8000 Гц, чтобы обеспечить полосовую фильтрацию шириной от 6000 до 6900 или 7700 Гц, наклон которой не слишком крутой в заграждаемом верхнем диапазоне.
Синтезирующую часть верхнего диапазона получают в блоке 309, представляющем устройство расширения диапазона в соответствии с настоящим изобретением, и которое подробно изображено на фиг. 5 в варианте осуществления.
В целях совмещения декодированных нижних и верхних диапазонов, вводится задержка (блок 310) для синхронизации выходных сигналов блоков 306 и 309, и верхний диапазон, синтезируемый на частоте 16 кГц, подвергается передискретизации из 16 кГц в частоту fs (выходной сигнал блока 311). Значение задержки T должно быть адаптировано для других случаев (fs=32, 48 кГц) в зависимости от реализуемых операций обработки. Следует напомнить, что при fs=8 кГц не нужно применять блоки 309-311, потому что диапазон сигнала на выходе декодера ограничивается значениями 0-4000 Гц.
Следует отметить, что способ расширения согласно изобретению, реализованный в блоке 309 в соответствии с первым вариантом осуществления, предпочтительно не вносит никакой дополнительной задержки относительно нижнего диапазона восстановленного на 12,8 кГц; тем не менее, в вариантах осуществления настоящего изобретения (например, за счет использования преобразования время/часта с перекрытием), может быть внесена задержка. Таким образом, в целом, значение Т в блоке 310 должно регулироваться в соответствии с конкретной реализацией. Например, в том случае, когда последующая обработка низких частот (блок 306) не используется, задержка, вносимая для fs=16 кГц, может быть зафиксирована на T=15.
Затем нижние и верхние диапазоны объединяются (складываются) в блоке 312 и полученный синтез подвергается пост-обработке посредством высокочастотной фильтрации (типа IIR) 50 Гц порядка 2, коэффициенты которой зависят от частоты fs (блок 313) и выходной пост-обработки с необязательным применением "порогового шумоподавителя" способом, подобным G.718 (блок 314).
Устройство расширения диапазона согласно настоящему изобретению, проиллюстрированное блоком 309 в соответствии с вариантом осуществления декодера на фиг. 5, реализует способ расширения диапазона (в широком смысле), описанный теперь со ссылкой на фиг. 4.
Данное устройство расширения также может быть независимым от декодера и может реализовывать способ, описанный на фиг. 4, чтобы выполнить расширение диапазона существующего звукового сигнала, хранящегося или передающегося в устройство с анализом звукового сигнала, чтобы извлечь из него, например, возбуждение и фильтр LPC.
Данное устройство принимает декодированный сигнал в качестве входного в первом диапазоне частот, называемым нижним диапазоном
Figure 00000045
, который может находиться в области возбуждения либо сигнала. В варианте осуществления, описанном в данной заявке, этап декомпозиции поддиапазона (E401b) посредством преобразования время-частота или блока фильтров применяется к декодированному сигналу нижнего диапазона для получения спектра декодированного сигнала
Figure 00000046
нижнего диапазона для реализации в частотной области.
Этап E401a расширения декодированного сигнала нижнего диапазона во втором диапазоне частот, находящемся выше, чем первый диапазон частот, для того чтобы получить расширенный декодированный сигнал
Figure 00000047
нижнего диапазона, может быть выполнен на этом декодированном сигнале нижнего диапазона до или после этапа анализа (декомпозиции на поддиапазоны). Данный этап расширения может включать одновременно этап передискретизации и этап расширения или просто этап транспонирования или транспозиции частоты в зависимости от сигнала, полученного на входе. Следует отметить, что в вариантах этап E401a может быть выполнен в конце обработки, описанной на фиг. 4, то есть на объединенном сигнале, при этом данная обработка осуществляется в основном на сигнале нижнего диапазона перед расширением, причем результат является равноценным.
Данный этап подробно описан далее в варианте осуществления, описанном со ссылкой на фиг. 5.
Этап E402 извлечения сигнала окружения (
Figure 00000048
) и тональных составляющих (y(k)) осуществляется на основании декодированного сигнала нижнего диапазона (
Figure 00000046
) или декодированного и расширенного сигнала нижнего диапазона (
Figure 00000047
). При этом окружение определяется как остаточный сигнал, который получается посредством удаления основных (или преобладающих) гармоник (или тональных составляющих) из существующего сигнала.
В большинстве широкополосных сигналов (дискретизированных на частоте 16 кГц), высокая частота (> 6 кГц) содержит информацию, которая в целом аналогична той, что присутствует в нижнем диапазоне.
Этап извлечения тональных составляющих и сигнала окружения включает, например, следующие этапы:
- обнаружение преобладающих тональных составляющих декодированного (или декодированного и расширенного) сигнала нижнего диапазона в частотной области; и
- вычисление остаточного сигнала посредством извлечения преобладающих тональных составляющих, чтобы получить сигнал окружения.
Этот этап также может быть получен посредством:
- получения сигнала окружения посредством вычисления среднего значения декодированного (или декодированного и расширенного) сигнала нижнего диапазона; и
- получения тональных составляющих посредством вычитания вычисленного сигнала окружения из декодированного или декодированного и расширенного сигнала нижнего диапазона.
Тональные составляющие и сигнал окружения затем объединяются адаптивным образом посредством коэффициентов регулирования уровня энергии на этапе E403, чтобы получить так называемый объединенный сигнал (
Figure 00000049
). Затем может быть реализован этап E401a расширения, если он еще не был выполнен на декодированном сигнале нижнего диапазона.
Таким образом, объединение этих двух типов сигналов позволяет получить объединенный сигнал с характеристиками, которые являются более подходящими для определенных типов сигналов, таких как музыкальные сигналы, и более богатых по частотному составу и в расширенном диапазоне частот, соответствующем всему диапазону частот, включающему первый и второй диапазон частот.
Расширение диапазона в соответствии со способом, улучшает качество сигналов этого типа в отношении расширения, описанного в стандарте AMR-WB.
Использование объединения сигнала окружения и тональных составляющих позволяет обогатить данный сигнал расширения, для того чтобы сделать его ближе к характеристикам подлинного сигнала, а не искусственного сигнала.
Данный этап объединения будет детально описан далее со ссылкой на фиг. 5.
Этап синтеза, который соответствует анализу в 401b, выполняется в E404b для восстановления сигнала во временной области.
При необходимости этап регулирования уровня энергии сигнала верхнего диапазона может быть выполнен в E404a до и/или после этапа синтеза посредством применения коэффициента усиления и/или посредством соответствующей фильтрации. Этот этап будет пояснен более подробно в варианте осуществления, описанном на фиг. 5, для блоков 501-507.
В примерном варианте осуществления устройство 500 расширения диапазона в данный момент описывается со ссылкой на фиг. 5, иллюстрирующей одновременно и это устройство, но также и модули обработки, подходящие для реализации в декодере функционально совместимого типа с кодированием AMR-WB. Данное устройство 500 реализует способ расширения диапазона, описанный выше со ссылкой на фиг. 4.
Таким образом, блок 510 обработки принимает декодированный сигнал нижнего диапазона (
Figure 00000050
). В конкретном варианте осуществления расширение диапазона использует декодированное возбуждение на 12,8 кГц (exc2 или
Figure 00000050
) в качестве выходного сигнала посредством блока 302, показанного на фиг. 3.
Этот сигнал подвергается декомпозиции на частотные поддиапазоны модулем 510 декомпозиции поддиапазона (который реализует этап E401b на фиг. 4), который в общем случае осуществляет преобразование или применяет блок фильтров, чтобы получить декомпозицию на поддиапазоны
Figure 00000046
сигнала
Figure 00000050
.
В конкретном варианте осуществления преобразование типа DCT-IV ("дискретное косинусное преобразование" -IV типа) (блок 510) применяется к текущему кадру, оставляющему 20 мс (256 дискретных значений), без обработки методом окна, что сводится к непосредственному преобразованию
Figure 00000050
при
Figure 00000051
в соответствии со следующей формулой:
Figure 00000052
где
Figure 00000053
и
Figure 00000054
.
Возможно преобразование без обработки методом окна (или, что тоже самое, с неявным прямоугольным окном длины кадра), когда обработка выполняется в области возбуждения, а не в области сигнала. В этом случае не слышен артефакт (межблоковые эффекты), что представляет собой значительное преимущество данного варианта осуществления настоящего изобретения.
В данном варианте осуществления преобразование DCT-IV реализуется посредством FFT в соответствии с так называемым "Evolved DCT (EDCT) " алгоритмом, описанным в статье D.M. Zhang, H.T. Li, A Low Complexity Transform - Evolved DCT, IEEE 14th International Conference on Computational Science and Engineering (CSE), Aug. 2011, pp. 144-149, и реализованным в стандартах ITU-T G.718 Приложение B и G.729.1 Приложение E.
В вариантах изобретения, и без потери общности, преобразование DCT-IV сможет быть заменено другими кратковременными преобразованиями время-частота той же длины в области возбуждения или в области сигнала, такими как FFT ("быстрое преобразование Фурье") или DCT-II (дискретное косинусное преобразование II типа). В альтернативном варианте возможна замена DCT-IV в кадре на преобразование с перекрытием-сложением и применением окна с длиной, большей, чем длина текущего кадра, например с помощью MDCT ("модифицированного дискретного косинусного преобразования"). В этом случае задержка T в блоке 310, показанном на фиг. 3, должна быть должным образом отрегулирована (уменьшена) в зависимости от дополнительной задержки из-за анализа/синтеза посредством данного преобразования.
В другом варианте осуществления изобретения декомпозиция поддиапазона выполняется посредством применения блока действительных или комплексных фильтров, например, типа PQMF (псевдо-QMF). Для некоторых блоков фильтров для каждого поддиапазона в данном кадре, получается не спектральное значение, а ряд временных значений, связанных с поддиапазоном; в данном случае вариант осуществления, пользующийся преимуществом в данном изобретении, может быть применен при проведении, например, преобразования каждого поддиапазона и посредством вычисления сигнала окружения в области абсолютных значений, при этом тональные составляющие, по-прежнему получаются посредством вычисления разности между сигналом (по абсолютной величине) и сигнала окружения. В случае блока комплексных фильтров, комплексный модуль дискретных значений заменит абсолютное значение.
В других вариантах осуществления настоящее изобретение будет применяться в системе, использующей два поддиапазона, при этом нижний диапазон анализируется посредством преобразования или посредством блока фильтров.
После этого в случае DCT спектр DCT
Figure 00000055
256 дискретных значений, охватывающих диапазон 0-6400 Гц (на 12,8 кГц), расширяется (блок 511) в спектр 320 дискретных значений, охватывающих диапазон 0-8000 Гц (на 16 кГц) в следующем виде:
Figure 00000029
где предпочтительно принимается, что start_band=160.
Блок 511 реализует этап E401a на фиг. 4, то есть расширение декодированного сигнала нижнего диапазона. Этот этап может также содержать передискретизацию из 12,8 в 16 кГц в частотной области посредством добавления ¼ дискретных значений (
Figure 00000056
) к спектру, при этом отношение 16 к 12,8 составляет 5/4.
В диапазоне частот, соответствующем дискретным значениям, лежащим от индексов 200 до 239, исходный спектр сохраняется для возможности применения к нему характеристики монотонно возрастающего затухания фильтра высоких частот в этом диапазоне частот, а также, чтобы не вносить слышимые дефекты на этапе добавления низкочастотного синтеза к высокочастотному синтезу.
Следует отметить, что в этом варианте осуществления генерация расширенного спектра с избыточной частотой дискретизации выполняется в диапазоне частот, находящемся от 5 до 8 кГц, следовательно, включающем второй диапазон частот (6,4-8 кГц), лежащий выше первого диапазона частот (0- 6,4 кГц).
Таким образом, расширение декодированного сигнала нижнего диапазона выполняется по меньшей мере на втором диапазоне частот, но и на части первого диапазона частот.
Очевидно, что значения, определяющие эти диапазоны частот, могут быть разными в зависимости от декодера или устройства обработки, в котором применяется изобретение.
Кроме того, блок 511 выполняет неявную высокочастотную фильтрацию в диапазоне 0-5000 Гц, так как первые 200 дискретных значений
Figure 00000057
устанавливаются в нуль; как описано ниже, данная высокочастотная фильтрация также может быть дополнена частью монотонно возрастающего затухания спектральных значений индексов
Figure 00000058
в диапазоне 5000-6400 Гц; это монотонно возрастающее затухание реализуется в блоке 501, но может быть выполнено отдельно за пределами блока 501. Равносильно тому, что и в вариантах настоящего изобретения, внедрение высокочастотной фильтрации, разделенной на блоки коэффициентов индекса
Figure 00000059
, установленных в ноль, затухающих коэффициентов
Figure 00000058
в преобразованной области, можно будет, в силу вышесказанного, выполнять в ходе одного этапа.
В этом примерном варианте осуществления и в соответствии с определением
Figure 00000057
, следует отметить, что диапазон 5000-6000 Гц
Figure 00000057
(что соответствует индексам
Figure 00000060
) копируется из диапазона 5000-6000 Гц
Figure 00000055
. Данный подход позволяет сохранить исходный спектр в этом диапазоне и позволяет избежать введения искажения в диапазоне 5000-6000 Гц при сложении синтеза HF с синтезом LF, в частности, фаза сигнала (неявно представленная в обрасти DCT-IV) в данном диапазоне сохраняется.
Диапазон 6000-8000 Гц
Figure 00000057
в данном случае определяется посредством копирования диапазона 4000-6000 Гц
Figure 00000055
, поскольку значение start_band предпочтительно устанавливается равным 160.
В одном из вариантов варианта осуществления значение start_band будет иметь возможность быть адаптивным вблизи значения 160, не изменяя сущность изобретения. Подробности подстройки значения start_band в данном документе не описываются, потому что они выходят за рамки изобретения без изменения его объема.
В большинстве широкополосных сигналов (подвергнутых дискретизации с частотой 16 кГц) верхний диапазон (>6 кГц) содержит информацию окружения, которая естественным образом подобна той, что присутствует в нижнем диапазоне. При этом окружение определяется как остаточный сигнал, который получается посредством удаления основных (или преобладающих) гармоник из существующего сигнала. Уровень гармоничности в диапазоне 6000-8000 Гц, как правило, коррелирует с уровнем в более низкочастотных диапазонах.
Этот декодированный и расширенный сигнал нижнего диапазона предусматривается в качестве входного сигнала для устройства 500 расширения и, в частности, в качестве входного сигнала для модуля 512. Таким образом, блок 512 для извлечения тональных составляющих и сигнала окружения реализует этап E402, приведенный на фиг. 4, в частотной области. Таким образом, получается сигнал окружения U HBA(k) для
Figure 00000061
(80 дискретных значений), для второго диапазона частот, так называемого высокочастотным, для того чтобы объединить его в дальнейшем адаптивным способом с извлеченными тональными составляющими y(k) в блоке 513 объединения.
В конкретном варианте осуществления извлечение тональных составляющих и сигнала окружения (в диапазоне 6000-8000 Гц) выполняется в соответствии со следующими операциями:
Вычисление полной энергии расширенного декодированного сигнала
Figure 00000062
нижнего диапазона:
Figure 00000063
где
Figure 00000064
=0,1 (это значение может быть разным, оно определено в данном случае в качестве примера).
Вычисление окружения (по абсолютной величине), которое соответствует в данном случае среднему уровню спектра
Figure 00000065
(спектральная линия за спектральной линией) и вычисление энергии
Figure 00000066
преобладающих тональных частей (в высокочастотном спектре)
Для
Figure 00000067
этот средний уровень получается с помощью следующего уравнения:
Figure 00000068
Это соответствует среднему уровню (по абсолютной величине) и, следовательно, представляет собой своего рода огибающую спектра. В данном варианте осуществления
Figure 00000069
=80 и представляет длину спектра и индекс
Figure 00000070
от 0 до
Figure 00000071
соответствует индексам
Figure 00000072
от 240 до 319, то есть спектру от 6 до 8 кГц.
В целом,
Figure 00000073
и
Figure 00000074
, однако первый и последний 7 индексы (
Figure 00000075
и
Figure 00000076
) требуют специальной обработки, и без потери общности, тогда определяем:
Figure 00000077
и
Figure 00000078
для
Figure 00000075
Figure 00000079
и
Figure 00000080
для
Figure 00000076
В вариантах осуществления изобретения среднее из
Figure 00000081
,
Figure 00000082
может быть заменено на медианное значение по тому же множеству значений, т.е.
Figure 00000083
Данный вариант имеет недостаток, являясь более сложным (с точки зрения количества вычислений), чем скользящее среднее. В других вариантах неравномерное взвешивание может быть применено к усредненным членам, или медианная фильтрация может быть заменена, например, другими нелинейными фильтрами типа "фильтров стека".
Также вычисляется остаточный сигнал:
Figure 00000084
,
Figure 00000085
что соответствует (приблизительно) тональным составляющим, если значение
Figure 00000086
в данной спектральной линии
Figure 00000087
является положительным (
Figure 00000086
> 0).
Таким образом, это вычисление предполагает неявное обнаружение тональных составляющих. Тональные части, таким образом, обнаруживаются в неявном виде посредством промежуточного члена y(i), представляющего адаптивный порог. Причем условием обнаружения является то, что
Figure 00000088
> 0. В вариантах изобретения это условие может быть изменено, например, посредством определения адаптивного порога в зависимости от локальной огибающей сигнала или в форме
Figure 00000089
, где
Figure 00000090
имеет предопределенное значение (например,
Figure 00000090
=10 дБ).
Энергия преобладающих тональных частей определяется следующим уравнением:
Figure 00000091
Конечно, могут быть предусмотрены другие схемы для выделения сигнала окружения. Например, данный сигнал окружения может быть извлечен из низкочастотного сигнала или, при необходимости, из другого диапазона частот (или нескольких диапазонов частот).
Обнаружение тональных всплесков или составляющих может быть выполнено по-разному.
Извлечение данного сигнала окружения также может быть выполнено на декодированном, но не расширенном возбуждении, то есть до спектрального расширения или этапа транспонирования, то есть, например, на участке низкочастотного сигнала, а не непосредственно на высокочастотном сигнале.
В альтернативном варианте осуществления извлечение тональных составляющих и сигнала окружения выполняется в другом порядке и в соответствии со следующими этапами:
- обнаружение преобладающих тональных составляющих декодированного (или декодированного и расширенного) сигнала нижнего диапазона в частотной области;
- вычисление остаточного сигнала посредством извлечения преобладающих тональных составляющих, чтобы получить сигнал окружения.
Этот вариант может, например, быть осуществлен следующим образом: Всплеск (или тональная составляющая) обнаруживается в спектральной линии индекса
Figure 00000092
в спектре амплитуды
Figure 00000093
, если удовлетворяется следующий критерий:
Figure 00000094
и
Figure 00000095
,
для
Figure 00000085
. Как только обнаруживается всплеск в спектральной линии индекса
Figure 00000092
, применяется синусоидальная модель для того, чтобы оценить амплитуду, частоту и, при необходимости, фазовые параметры тональной составляющей, связанной с этим всплеском. Подробное описание этой оценки не представлено в данной заявке, но оценка частоты обычно может обратиться к параболической интерполяции по 3 точкам, для того чтобы найти максимум параболы, аппроксимирующей 3 точки амплитуды
Figure 00000093
(выраженной в дБ), при этом оценка амплитуды получается посредством этой же интерполяции. Поскольку область преобразования, используемая в данном случае (DCT-IV), не позволяет получить фазу непосредственно, то в одном варианте осуществления можно будет пренебречь этим членом, но в вариантах можно будет применить квадратурное преобразования типа DST для оценки фазовой составляющей. Начальное значение
Figure 00000086
устанавливается равным нулю для
Figure 00000085
. При этом оцениваются синусоидальные параметры (частота, амплитуда и, при необходимости, фаза) каждой тональной составляющей, затем вычисляется член
Figure 00000086
как сумма предопределенных прототипов (спектров) чистых синусоид, преобразованных в область DCT-IV (или другую область, если используется какая-либо другая декомпозиция поддиапазона) в соответствии с оцененными синусоидальными параметрами. Наконец, применяется абсолютное значение к членам
Figure 00000086
для выражения области амплитудного спектра в виде абсолютных значений.
Возможны другие схемы определения тональных составляющих, например, также было бы можно вычислить огибающую сигнала
Figure 00000096
посредством сплайн-интерполяции локальных максимальных значений (обнаруженных всплесков)
Figure 00000093
, чтобы понизить эту огибающую на определенный уровень в дБ с целью обнаружить тональные составляющие в виде всплесков, которые превышают эту огибающую и определить
Figure 00000086
как
Figure 00000097
В данном варианте вследствие этого получается окружение с помощью уравнения:
Figure 00000098
,
Figure 00000085
В других вариантах изобретения абсолютное значение спектральных значений будут заменены, например, квадратами спектральных значений, не изменяя принцип изобретения; в этом случае будет необходим квадратный корень для того, чтобы вернуться к области сигнала, причем это является более сложным для осуществления.
Модуль 513 объединения выполняет этап объединения посредством адаптивного микширования сигнала окружения и тональных составляющих. Соответственно, коэффициент регулирования
Figure 00000099
уровня окружения определяется следующим уравнением:
Figure 00000100
Figure 00000101
- коэффициент, примерное вычисление которого приведено ниже.
Для получения расширенного сигнала сначала получают объединенный сигнал в абсолютных значениях для
Figure 00000067
:
Figure 00000102
к которому применяются знаки
Figure 00000103
:
Figure 00000104
где функция
Figure 00000105
дает знак:
Figure 00000106
По определению коэффициент
Figure 00000107
>1. Тональные составляющие, обнаруженная спектральная линия за спектральной линией посредством условия
Figure 00000108
, уменьшаются коэффициентом
Figure 00000109
; средний уровень усиливается с коэффициентом
Figure 00000110
.
В блоке 513 адаптивного микширования, коэффициент регулирования уровня энергии вычисляется в зависимости от полной энергии декодированного (или декодированного и расширенного) сигнала нижнего диапазона и тональных составляющих.
В предпочтительном варианте осуществления адаптивного микширования, регулирование энергии осуществляется следующим образом:
Figure 00000111
,
Figure 00000112
Figure 00000113
- объединенный сигнал расширения диапазона.
Коэффициент регулирования определяется следующим уравнением:
Figure 00000114
где
Figure 00000115
позволяет избежать завышения энергии. В примерном варианте осуществления, вычисляют
Figure 00000101
таким образом, чтобы сохранить тот же уровень сигнала окружения по отношению к энергии тональных составляющих в следующих друг за другом диапазонах сигнала. Вычисляют энергию тональных составляющих в трех диапазонах: 2000-4000 Гц, 4000-6000 Гц и 6000-8000 Гц, с
Figure 00000116
Figure 00000117
Figure 00000118
где
Figure 00000119
и где
Figure 00000120
- множество индексов
Figure 00000121
, для которых коэффициент индекса
Figure 00000121
классифицируется как связанный с тональными составляющими. Это множество может быть получено, например, посредством определения локальных всплесков в
Figure 00000122
, удовлетворяющих
Figure 00000123
, или
Figure 00000124
вычисляется как среднее значение уровня спектра спектральная линия за спектральной линией.
Следует отметить, что возможны другие схемы для вычисления энергии тональных составляющих, например, посредством принятия медианного значения спектра в рассматриваемом диапазоне.
Зафиксируем
Figure 00000101
таким образом, чтобы отношение энергии тональных составляющих в диапазонах 4-6 кГц и 6-8 кГц было таким же, как между диапазонами 2-4 кГц и 4-6 кГц:
Figure 00000125
где
Figure 00000126
и max(.,.)-функция, которая дает максимум двух аргументов.
В вариантах изобретения вычисление
Figure 00000101
может быть заменено другими схемами. Например, в варианте можно будет извлечь (вычислить) различные параметры (или "признаки"), характеризующие сигнал нижнего диапазона, включая параметр "наклона", подобный тому, который вычисляется в кодеке AMR-WB, и коэффициент
Figure 00000101
будет оцениваться в зависимости от линейной регрессии на основе этих различных параметров, ограничивая его значение в диапазоне от 0 до 1. Линейная регрессия, например, сможет быть оценена контролируемым образом посредством оценки коэффициента
Figure 00000101
, учитывая исходный верхний диапазон в обучающей базе. Следует отметить, что то, каким образом вычисляется
Figure 00000101
, не ограничивает сущность изобретения.
После этого параметр
Figure 00000101
может быть использован для вычисления
Figure 00000127
, принимая во внимание тот факт, что сигнал с сигналом окружения, добавленным в заданном диапазоне, в общем случае воспринимается как более сильный, чем гармонический сигнал с той же энергией в том же диапазоне. Если определяют
Figure 00000128
, часть сигналов окружения добавляется к гармоническому сигналу:
Figure 00000129
можно будет вычислить
Figure 00000130
как убывающую функцию
Figure 00000128
, например
Figure 00000131
,
Figure 00000132
,
Figure 00000133
и
Figure 00000130
, ограниченную от 0,3 до 1. При этом в рамках данного изобретения опять же возможны другие определения
Figure 00000128
и
Figure 00000134
.
На выходе устройства 500 расширения диапазона блок 501 в конкретном варианте осуществления осуществляет при необходимости двойственную операцию применения частотной характеристики полосового фильтра и фильтрации предыскажений (или частотной пост-коррекции) в частотной области.
В одном варианте изобретения фильтрация предыскажений может выполняться во временной области после блока 502 до блока 510; однако, в этом случае полосовая фильтрация, выполняемая в блоке 501, может оставить определенные низкочастотные компоненты очень низких уровней, которые усиливаются посредством компенсации предыскажений, что может несущественно изменять декодированный нижний диапазон. По этой причине, в данном случае предпочтительно выполнять компенсацию предыскажений в частотной области. В предпочтительном варианте осуществления коэффициенты индекса
Figure 00000135
устанавливаются равными нулю, таким образом, компенсация предыскажений ограничивается старшими коэффициентами.
Сначала компенсируются предыскажения возбуждения в соответствии со следующем уравнением:
Figure 00000136
где
Figure 00000137
- частотная характеристика фильтра
Figure 00000138
в ограниченном дискретном диапазоне частот. Принимая во внимание дискретные (нечетные) частоты DCT-IV,
Figure 00000137
определяется в данном случае как:
Figure 00000139
,
Figure 00000140
где
Figure 00000141
.
В случае, когда применяется преобразование, отличное от DCT-IV, определение
Figure 00000142
можно регулировать (например, для четных частот).
Следует отметить, что компенсация предыскажений применяется в два этапа для
Figure 00000143
, соответствующих диапазону частот 5000-6400 Гц, где характеристика
Figure 00000138
применяется как на частоте 12,8 кГц, и
Figure 00000144
, соответствующий диапазону частот 6400-8000 Гц, где характеристика расширяется от частоты 16 кГц до постоянного значения в диапазоне 6,4-8 кГц.
Следует отметить, что в кодеке AMR-WB для HF синтеза не компенсируются предыскажения.
В варианте осуществления, представленном здесь, для высокочастотного сигнала, наоборот, компенсируются предыскажения для того, чтобы вернуть его в область, согласованную с низкочастотным сигналом (0-6,4 кГц), который выходит из блока 305, приведенного на фиг. 3. Это важно для оценки и последующей регулировки энергии синтеза HF.
В одном варианте варианта осуществления с целью уменьшения сложности можно установить
Figure 00000145
равным постоянному значению, независимому от
Figure 00000146
, принимая, например,
Figure 00000147
что примерно соответствует среднему значению
Figure 00000148
для
Figure 00000149
в условиях описанного выше варианта осуществления.
В другом варианте варианта осуществления декодера компенсация предыскажений может быть проведена аналогичным образом во временной области после обратного DCT.
В дополнение к компенсации предыскажений применяется полосовая фильтрация с двумя отдельными частями: одна - фиксированная высокочастотная, другая - адаптивная низкочастотная (функция скорости цифрового потока).
Данная фильтрация выполняется в частотной области.
В предпочтительном варианте осуществления частичная характеристика фильтра низких частот вычисляется в частотной области следующим образом:
Figure 00000150
где
Figure 00000151
= 60 при скорости 6,6 кбит/с, 40 при скорости 8,85 кбит/с и 20 при скоростях цифрового потока > 8,85 бит/с.
Затем полосовой фильтр применяется в виде:
Figure 00000152
Определение
Figure 00000153
,
Figure 00000154
, дается, например, в таблице 1 ниже.
Таблица 1
K g hp (k) K g hp (k) K g hp (k) K g hp (k)
0 0,001622428 14 0,114057967 28 0,403990611 42 0,776551214
1 0,004717458 15 0,128865425 29 0,430149896 43 0,800503267
2 0,008410494 16 0,144662643 30 0,456722014 44 0,823611104
3 0,012747280 17 0,161445005 31 0,483628433 45 0,845788355
4 0,017772424 18 0,179202219 32 0,510787115 46 0,866951597
5 0,023528982 19 0,197918220 33 0,538112915 47 0,887020781
6 0,030058032 20 0,217571104 34 0,565518011 48 0,905919644
7 0,037398264 21 0,238133114 35 0,592912340 49 0,923576092
8 0,045585564 22 0,259570657 36 0,620204057 50 0,939922577
9 0,054652620 23 0,281844373 37 0,647300005 51 0,954896429
10 0,064628539 24 0,304909235 38 0,674106188 52 0,968440179
11 0,075538482 25 0,328714699 39 0,700528260 53 0,980501849
12 0,087403328 26 0,353204886 40 0,726472003 54 0,991035206
13 0,100239356 27 0,378318805 41 0,751843820 55 1,000000000
Следует отметить, что в вариантах изобретения значения
Figure 00000153
могут изменяться при сохранении монотонно возрастающего затухания. Аналогичным образом, низкочастотная фильтрация с переменной полосой пропускания
Figure 00000155
может регулироваться с помощью значений или частотной поддержки, которые отличаются, не изменяя принцип этого этапа фильтрации.
Кроме того, следует отметить, что полосовая фильтрация может адаптироваться посредством определения единого этапа фильтрации, объединяющего высокочастотную и низкочастотную фильтрацию.
В другом варианте осуществления полосовая фильтрация может выполняться равноценным образом во временной области (как и в блоке 112 на фиг. 1) с различными коэффициентами фильтра в соответствии со скоростью цифрового потока после этапа обратного DCT. Тем не менее, следует отметить, что предпочтительно выполнить этот этап непосредственно в частотной области, так как фильтрация выполняется в области возбуждения LPC и, следовательно, проблемы циклической свертки и краевых эффектов очень ограничены в этой области.
Блок 502 обратного преобразования выполняет обратное DCT на 320 дискретных значениях, чтобы найти высокочастотное возбуждение, подвергнутое дискретизации с частотой 16 кГц. Его реализация идентична блоку 510, потому что DCT-IV является ортонормированным, за исключением того, что длина преобразования составляет 320 вместо 256, и получается следующее:
Figure 00000156
где
Figure 00000157
и
Figure 00000158
.
В том случае, когда блок 510 не является DCT, а некоторым другим преобразованием или декомпозицией на поддиапазоны, блок 502 осуществляет синтез, соответствующий анализу, осуществленному в блоке 510.
Сигнал, подвергнутый дискретизации с частотой 16 кГц, после этого при необходимости масштабируется коэффициентами усиления, определенными в расчете на подкадр из 80 дискретных значений (блок 504).
В предпочтительном варианте осуществления коэффициент усиления gHB1(m) сначала вычисляется (блок 503) в расчете на подкадр посредством отношения энергии подкадров таким образом, что в каждом подкадре индекса m=0, 1, 2 или 3 текущего кадра:
Figure 00000159
где
Figure 00000160
при
Figure 00000161
= 0,01. Коэффициент усиления в расчете на подкадр
Figure 00000162
может быть записан в виде:
Figure 00000163
что показывает, что в сигнале
Figure 00000164
обеспечивается такое же отношение энергии на подкадр и энергии на кадр, как в сигнале
Figure 00000165
.
Блок 504 выполняет масштабирование объединенного сигнала (включенного на этапе E404a фиг.4) в соответствии со следующим уравнением:
Figure 00000166
,
Figure 00000167
Следует отметить, что реализация блока 503 отличается от блока 101, приведенного на фиг.1, так как энергия на текущем уровне кадра учитывается в дополнение к этому подкадру. Это обеспечивает отношение энергии каждого подкадра в зависимости от энергии кадра. Следовательно, сравниваются отношения энергии (или относительные энергии), а не абсолютные энергии нижнего диапазона и верхнего диапазона.
Таким образом, данный этап масштабирования позволяет сохранять в верхнем диапазоне отношение энергии подкадра и кадра таким же образом, как в нижнем диапазоне.
Затем при необходимости блок 506 выполняет масштабирование сигнала (включенного на этапе E404a фиг.4) в соответствии со следующим уравнением:
Figure 00000168
,
Figure 00000167
где коэффициент усиления
Figure 00000169
получается из блока 505 путем выполнения блоков 103, 104 и 105 кодека AMR-WB (при этом входной сигнал блока 103 представляет собой возбуждение, декодированное в нижнем диапазоне,
Figure 00000050
). Блоки 505 и 506 могут быть использованы для регулирования уровня синтезирующего фильтра LPC (блок 507), в данном случае в зависимости от наклона сигнала. Возможны другие схемы для вычисления коэффициента усиления
Figure 00000169
, не изменяя сущность изобретения.
В заключение, сигнал
Figure 00000170
или
Figure 00000171
фильтруется посредством модуля 507 фильтрации, который может быть воплощен в данном случае, посредством принятия в качестве передаточной функции
Figure 00000172
, где
Figure 00000173
=0,9 при 6,6 кбит/с и
Figure 00000174
=0,6 при других скоростях цифрового потока, тем самым ограничивая порядок фильтра до порядка 16.
В одном варианте этот фильтр можно будет выполнять таким же образом, как описано для блока 111 на фиг. 1 AMR-WB декодера, но порядок фильтра изменятся до 20 при скорости цифрового потока 6,6, что не существенно меняет качество синтезированного сигнала. В другом варианте возможно выполнение синтезирующей фильтрации LPC в частотной области после вычисления частотной характеристики фильтра, реализованного в блоке 507.
В альтернативных вариантах осуществления настоящего изобретения кодирование нижнего диапазона (0-6,4 кГц) может заменяться кодером CELP, отличающимся от того, что используется в AMR-WB, таким как, например, кодер CELP в G.718 при скорости 8 кбит/с. Без потери общности могли бы применяться другие широкополосные кодеры или кодеры, работающие на частотах выше 16 кГц, в которых кодирование нижнего диапазона производится на внутренней частоте 12,8 кГц. Кроме того, очевидно, что изобретение может быть адаптировано к частотами дискретизации, отличающимся от частоты 12,8 кГц, когда низкочастотный кодер работает с частотой дискретизации ниже, чем у исходного или восстановленного сигнала. Когда при низкочастотном декодировании не используется линейное предсказание, отсутствует сигнал возбуждения для расширения, в этом случае возможно выполнение анализа LPC сигнала, восстановленного в текущем кадре, и возбуждение LPC будет вычисляться таким образом, чтобы была возможность применения изобретения.
Наконец, в другом варианте изобретения возбуждение или сигнал нижнего диапазона (
Figure 00000175
) подвергается передискретизации, например посредством линейной интерполяции или кубической "сплайн"-интерполяции из 12,8 в 16 кГц перед преобразованием (например, DCT-IV) длины 320. Этот вариант имеет недостаток, что является более сложным, так как преобразование (DCT-IV) возбуждения или сигнала вычисляется в дальнейшем по большей длине и передискретизация не выполняется в области преобразования.
Кроме того, в вариантах изобретения все вычисления, необходимые для оценки коэффициентов усиления (
Figure 00000176
,
Figure 00000177
,
Figure 00000178
,
Figure 00000179
,...) могут выполняться в логарифмической области.
На фиг. 6 представлен примерный физический вариант осуществления устройства 600 расширения диапазона в соответствии с настоящим изобретением. Последнее может быть неотъемлемой частью декодера сигнала звуковой частоты или единицы оборудования, принимающей сигналы звуковой частоты, декодируемые или нет.
Данный тип устройства содержит процессор PROC, взаимодействующий с блоком памяти BM, содержащим запоминающее и/или оперативное запоминающее устройство MEM.
Такое устройство содержит модуль ввода Е, способный принимать декодированный или извлеченный звуковой сигнал в первом диапазоне частот, называемом нижним диапазоном частот, восстановленным в частотной области (
Figure 00000180
). Оно содержит модуль вывода S, способный передавать сигнал расширения во втором диапазоне частот (
Figure 00000113
), например, к модулю 501 фильтрации, приведенному на фиг. 5.
Блок памяти может преимущественно содержать компьютерную программу, содержащую команды программного кода для выполнения этапов способа расширения диапазона в понимании настоящего изобретения, при выполнении этих команд процессором PROC, и, в частности, этапов извлечения (E402) тональных составляющих и сигнала окружения из сигнала, возникающего из декодированного сигнала нижнего диапазона (
Figure 00000180
), объединения (E403) тональных составляющих (y(k)) и сигнала окружения (
Figure 00000048
) посредством адаптивного микширования с использованием коэффициентов регулирования уровня энергии для получения звукового сигнала, называемого объединенным сигналом (
Figure 00000113
), расширения (E401a) на по меньшей мере одном втором диапазоне частот, находящемся выше, чем первый диапазон частот, декодированного сигнала нижнего диапазона перед этапом извлечения или объединенного сигнала после этапа объединения.
Как правило, описание на фиг. 4 повторяет этапы алгоритма такой компьютерной программы. Компьютерная программа также может храниться в системе памяти, которая может считываться считывателем устройства или которая может загружаться в его пространство памяти.
Память MEM хранит, как правило, все данные, необходимые для реализации способа.
В одном возможном варианте осуществления устройство, описанное таким образом, может также содержать функции низкочастотного декодирования и другие функции обработки, описанные, например, на фиг. 5 и 3, в дополнение к функциям расширения диапазона в соответствии с изобретением.

Claims (32)

1. Способ расширения диапазона частот сигнала звуковой частоты во время процесса декодирования, включающий этапы:
получения сигнала, декодированного в первом диапазоне частот, называемом нижним диапазоном;
расширения декодированного сигнала нижнего диапазона по меньшей мере на по меньшей мере одном втором диапазоне частот, находящемся выше, чем первый диапазон частот, причем декодированный сигнал нижнего диапазона формирует расширенный декодированный сигнал нижнего диапазона;
извлечения тональных составляющих и сигнала окружения из сигнала, возникающего из декодированного сигнала нижнего диапазона;
объединения тональных составляющих и сигнала окружения посредством адаптивного микширования с использованием коэффициентов регулирования уровня энергии для получения звукового сигнала, называемого объединенным сигналом; и
применения фильтрации предыскажений и полосовой фильтрации частотной характеристики.
2. Способ по п. 1, в котором фильтрации предыскажений выполняются во временной области.
3. Способ по п.2, в котором выполнение фильтрации предыскажений ограничивается старшими коэффициентами объединенного сигнала.
4. Способ по п.3, в котором объединенный сигнал предыскажается в соответствии со следующим уравнением:
Figure 00000181
,
где
Figure 00000182
- частотная характеристика фильтра
Figure 00000183
в ограниченном дискретном диапазоне частот.
5. Способ по п.4, в котором частотная характеристика
Figure 00000182
задана
Figure 00000184
,
Figure 00000185
где
Figure 00000186
.
6. Способ по любому из предыдущих пунктов, в котором полосовой фильтр применяют, используя фиксированный высокочастотный фильтр и адаптивный низкочастотный фильтр.
7. Способ по п.6, в котором частичная характеристика фильтра низких частот вычисляется в частотной области следующим образом:
Figure 00000187
,
где
Figure 00000188
= 60 при скорости 6,6 кбит/с, 40 при скорости 8,85 кбит/с и 20 при скоростях цифрового потока > 8,85 бит/с.
8. Способ по п.7, в котором полосовой фильтр применяют в виде:
Figure 00000189
,
где UHB2'(k) - предыскаженный объединенный сигнал, а
Figure 00000190
- фиксированный высокочастотный фильтр.
9. Способ по п.8, в котором значения
Figure 00000190
фиксированного высокочастотного фильтра представлены в таблице:
K g hp (k) K g hp (k) K g hp (k) K g hp (k) 0 0,001622428 14 0,114057967 28 0,403990611 42 0,776551214 1 0,004717458 15 0,128865425 29 0,430149896 43 0,800503267 2 0,008410494 16 0,144662643 30 0,456722014 44 0,823611104 3 0,012747280 17 0,161445005 31 0,483628433 45 0,845788355 4 0,017772424 18 0,179202219 32 0,510787115 46 0,866951597 5 0,023528982 19 0,197918220 33 0,538112915 47 0,887020781 6 0,030058032 20 0,217571104 34 0,565518011 48 0,905919644 7 0,037398264 21 0,238133114 35 0,592912340 49 0,923576092 8 0,045585564 22 0,259570657 36 0,620204057 50 0,939922577 9 0,054652620 23 0,281844373 37 0,647300005 51 0,954896429 10 0,064628539 24 0,304909235 38 0,674106188 52 0,968440179 11 0,075538482 25 0,328714699 39 0,700528260 53 0,980501849 12 0,087403328 26 0,353204886 40 0,726472003 54 0,991035206 13 0,100239356 27 0,378318805 41 0,751843820 55 1,000000000
10. Устройство для расширения диапазона частот сигнала звуковой частоты, при этом сигнал декодирован в первом диапазоне частот, называемом нижним диапазоном частот, отличающееся тем, что содержит:
считываемую компьютером память, содержащую сохраненные на ней команды;
процессор, выполненный с возможностью выполнения действий под управлением команд, содержащих:
получение сигнала, декодированного в первом диапазоне частот, называемом нижним диапазоном;
расширение декодированного сигнала нижнего диапазона по меньшей мере на по меньшей мере одном втором диапазоне частот, находящемся выше, чем первый диапазон частот, причем декодированный сигнал нижнего диапазона формирует расширенный декодированный сигнал нижнего диапазона;
извлечение тональных составляющих и сигнала окружения из сигнала, возникающего из декодированного сигнала нижнего диапазона;
объединение тональных составляющих и сигнала окружения посредством адаптивного микширования с использованием коэффициентов регулирования уровня энергии для получения звукового сигнала, называемого объединенным сигналом; и
применение фильтрации предыскажений и полосовой фильтрации частотной характеристики.
11. Декодер сигнала звуковой частоты, отличающийся тем, что содержит устройство для расширения диапазона частот по п. 10.
RU2017144523A 2014-02-07 2015-02-04 Улучшенное расширение диапазона частот в декодере звукового сигнала RU2763547C2 (ru)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR1450969A FR3017484A1 (fr) 2014-02-07 2014-02-07 Extension amelioree de bande de frequence dans un decodeur de signaux audiofrequences
FR1450969 2014-02-07

Related Parent Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2016136008A Division RU2682923C2 (ru) 2014-02-07 2015-02-04 Улучшенное расширение диапазона частот в декодере звукового сигнала

Publications (3)

Publication Number Publication Date
RU2017144523A RU2017144523A (ru) 2019-02-18
RU2017144523A3 RU2017144523A3 (ru) 2021-04-01
RU2763547C2 true RU2763547C2 (ru) 2021-12-30

Family

ID=51014390

Family Applications (4)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2017144522A RU2763481C2 (ru) 2014-02-07 2015-02-04 Улучшенное расширение диапазона частот в декодере звукового сигнала
RU2017144521A RU2763848C2 (ru) 2014-02-07 2015-02-04 Улучшенное расширение диапазона частот в декодере звукового сигнала
RU2016136008A RU2682923C2 (ru) 2014-02-07 2015-02-04 Улучшенное расширение диапазона частот в декодере звукового сигнала
RU2017144523A RU2763547C2 (ru) 2014-02-07 2015-02-04 Улучшенное расширение диапазона частот в декодере звукового сигнала

Family Applications Before (3)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2017144522A RU2763481C2 (ru) 2014-02-07 2015-02-04 Улучшенное расширение диапазона частот в декодере звукового сигнала
RU2017144521A RU2763848C2 (ru) 2014-02-07 2015-02-04 Улучшенное расширение диапазона частот в декодере звукового сигнала
RU2016136008A RU2682923C2 (ru) 2014-02-07 2015-02-04 Улучшенное расширение диапазона частот в декодере звукового сигнала

Country Status (21)

Country Link
US (5) US10043525B2 (ru)
EP (4) EP3327722B1 (ru)
JP (4) JP6625544B2 (ru)
KR (5) KR102380487B1 (ru)
CN (4) CN105960675B (ru)
BR (2) BR112016017616B1 (ru)
DK (2) DK3330966T3 (ru)
ES (2) ES2955964T3 (ru)
FI (1) FI3330966T3 (ru)
FR (1) FR3017484A1 (ru)
HR (2) HRP20231164T1 (ru)
HU (2) HUE055111T2 (ru)
LT (2) LT3330966T (ru)
MX (1) MX363675B (ru)
PL (2) PL3103116T3 (ru)
PT (2) PT3330966T (ru)
RS (2) RS62160B1 (ru)
RU (4) RU2763481C2 (ru)
SI (2) SI3330966T1 (ru)
WO (1) WO2015118260A1 (ru)
ZA (3) ZA201606173B (ru)

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
PT2951819T (pt) * 2013-01-29 2017-06-06 Fraunhofer Ges Forschung Aparelho, método e meio computacional para sintetizar um sinal de áudio
FR3017484A1 (fr) 2014-02-07 2015-08-14 Orange Extension amelioree de bande de frequence dans un decodeur de signaux audiofrequences
EP2980794A1 (en) * 2014-07-28 2016-02-03 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Audio encoder and decoder using a frequency domain processor and a time domain processor
EP3382704A1 (en) * 2017-03-31 2018-10-03 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Apparatus and method for determining a predetermined characteristic related to a spectral enhancement processing of an audio signal
TWI684368B (zh) * 2017-10-18 2020-02-01 宏達國際電子股份有限公司 獲取高音質音訊轉換資訊的方法、電子裝置及記錄媒體
EP3518562A1 (en) * 2018-01-29 2019-07-31 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Audio signal processor, system and methods distributing an ambient signal to a plurality of ambient signal channels
EP3903309B1 (en) * 2019-01-13 2024-04-24 Huawei Technologies Co., Ltd. High resolution audio coding
KR102308077B1 (ko) * 2019-09-19 2021-10-01 에스케이텔레콤 주식회사 학습 모델 기반의 인공 대역 변환장치 및 방법
CN113192517B (zh) * 2020-01-13 2024-04-26 华为技术有限公司 一种音频编解码方法和音频编解码设备

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090048846A1 (en) * 2007-08-13 2009-02-19 Paris Smaragdis Method for Expanding Audio Signal Bandwidth
US20100063824A1 (en) * 2005-06-08 2010-03-11 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Apparatus and method for widening audio signal band
US20100292994A1 (en) * 2007-12-18 2010-11-18 Lee Hyun Kook method and an apparatus for processing an audio signal
US20120128177A1 (en) * 2002-03-28 2012-05-24 Dolby Laboratories Licensing Corporation Circular Frequency Translation with Noise Blending
RU2452044C1 (ru) * 2009-04-02 2012-05-27 Фраунхофер-Гезелльшафт цур Фёрдерунг дер ангевандтен Форшунг Е.Ф. Устройство, способ и носитель с программным кодом для генерирования представления сигнала с расширенным диапазоном частот на основе представления входного сигнала с использованием сочетания гармонического расширения диапазона частот и негармонического расширения диапазона частот

Family Cites Families (47)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1998001847A1 (en) * 1996-07-03 1998-01-15 British Telecommunications Public Limited Company Voice activity detector
SE9700772D0 (sv) * 1997-03-03 1997-03-03 Ericsson Telefon Ab L M A high resolution post processing method for a speech decoder
TW430778B (en) * 1998-06-15 2001-04-21 Yamaha Corp Voice converter with extraction and modification of attribute data
JP4135240B2 (ja) * 1998-12-14 2008-08-20 ソニー株式会社 受信装置及び方法、通信装置及び方法
US6226616B1 (en) * 1999-06-21 2001-05-01 Digital Theater Systems, Inc. Sound quality of established low bit-rate audio coding systems without loss of decoder compatibility
JP4792613B2 (ja) * 1999-09-29 2011-10-12 ソニー株式会社 情報処理装置および方法、並びに記録媒体
US6704711B2 (en) * 2000-01-28 2004-03-09 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) System and method for modifying speech signals
DE10041512B4 (de) * 2000-08-24 2005-05-04 Infineon Technologies Ag Verfahren und Vorrichtung zur künstlichen Erweiterung der Bandbreite von Sprachsignalen
WO2003003345A1 (fr) * 2001-06-29 2003-01-09 Kabushiki Kaisha Kenwood Dispositif et procede d'interpolation des composantes de frequence d'un signal
EP1444688B1 (en) * 2001-11-14 2006-08-16 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Encoding device and decoding device
EP1451812B1 (en) * 2001-11-23 2006-06-21 Koninklijke Philips Electronics N.V. Audio signal bandwidth extension
CN1318231C (zh) * 2002-06-28 2007-05-30 倍耐力轮胎公司 一个轮胎的特性参数的监控系统和方法
US6845360B2 (en) * 2002-11-22 2005-01-18 Arbitron Inc. Encoding multiple messages in audio data and detecting same
NZ562188A (en) * 2005-04-01 2010-05-28 Qualcomm Inc Methods and apparatus for encoding and decoding an highband portion of a speech signal
FR2888699A1 (fr) * 2005-07-13 2007-01-19 France Telecom Dispositif de codage/decodage hierachique
US7546237B2 (en) * 2005-12-23 2009-06-09 Qnx Software Systems (Wavemakers), Inc. Bandwidth extension of narrowband speech
CN101089951B (zh) * 2006-06-16 2011-08-31 北京天籁传音数字技术有限公司 频带扩展编码方法及装置和解码方法及装置
JP5141180B2 (ja) * 2006-11-09 2013-02-13 ソニー株式会社 周波数帯域拡大装置及び周波数帯域拡大方法、再生装置及び再生方法、並びに、プログラム及び記録媒体
KR101379263B1 (ko) * 2007-01-12 2014-03-28 삼성전자주식회사 대역폭 확장 복호화 방법 및 장치
US8229106B2 (en) * 2007-01-22 2012-07-24 D.S.P. Group, Ltd. Apparatus and methods for enhancement of speech
US8489396B2 (en) * 2007-07-25 2013-07-16 Qnx Software Systems Limited Noise reduction with integrated tonal noise reduction
JP5539203B2 (ja) * 2007-08-27 2014-07-02 テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） 改良された音声及びオーディオ信号の変換符号化
CN101816191B (zh) * 2007-09-26 2014-09-17 弗劳恩霍夫应用研究促进协会 用于提取环境信号的装置和方法
US8688441B2 (en) * 2007-11-29 2014-04-01 Motorola Mobility Llc Method and apparatus to facilitate provision and use of an energy value to determine a spectral envelope shape for out-of-signal bandwidth content
ATE500588T1 (de) * 2008-01-04 2011-03-15 Dolby Sweden Ab Audiokodierer und -dekodierer
US8483854B2 (en) * 2008-01-28 2013-07-09 Qualcomm Incorporated Systems, methods, and apparatus for context processing using multiple microphones
DE102008015702B4 (de) * 2008-01-31 2010-03-11 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Vorrichtung und Verfahren zur Bandbreitenerweiterung eines Audiosignals
US8831936B2 (en) * 2008-05-29 2014-09-09 Qualcomm Incorporated Systems, methods, apparatus, and computer program products for speech signal processing using spectral contrast enhancement
KR101381513B1 (ko) * 2008-07-14 2014-04-07 광운대학교 산학협력단 음성/음악 통합 신호의 부호화/복호화 장치
US8352279B2 (en) * 2008-09-06 2013-01-08 Huawei Technologies Co., Ltd. Efficient temporal envelope coding approach by prediction between low band signal and high band signal
US8532983B2 (en) * 2008-09-06 2013-09-10 Huawei Technologies Co., Ltd. Adaptive frequency prediction for encoding or decoding an audio signal
EP4231294B1 (en) * 2008-12-15 2023-11-15 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Audio bandwidth extension decoder
US8463599B2 (en) * 2009-02-04 2013-06-11 Motorola Mobility Llc Bandwidth extension method and apparatus for a modified discrete cosine transform audio coder
CN101990253A (zh) * 2009-07-31 2011-03-23 数维科技（北京）有限公司 一种带宽扩展方法及其装置
JP5493655B2 (ja) 2009-09-29 2014-05-14 沖電気工業株式会社 音声帯域拡張装置および音声帯域拡張プログラム
RU2568278C2 (ru) * 2009-11-19 2015-11-20 Телефонактиеболагет Лм Эрикссон (Пабл) Расширение полосы пропускания звукового сигнала нижней полосы
JP5589631B2 (ja) * 2010-07-15 2014-09-17 富士通株式会社 音声処理装置、音声処理方法および電話装置
US9047875B2 (en) * 2010-07-19 2015-06-02 Futurewei Technologies, Inc. Spectrum flatness control for bandwidth extension
KR101826331B1 (ko) * 2010-09-15 2018-03-22 삼성전자주식회사 고주파수 대역폭 확장을 위한 부호화/복호화 장치 및 방법
CA2903681C (en) * 2011-02-14 2017-03-28 Fraunhofer-Gesellschaft Zur Forderung Der Angewandten Forschung E.V. Audio codec using noise synthesis during inactive phases
US20140019125A1 (en) * 2011-03-31 2014-01-16 Nokia Corporation Low band bandwidth extended
DK2791937T3 (en) * 2011-11-02 2016-09-12 ERICSSON TELEFON AB L M (publ) Generation of an højbåndsudvidelse of a broadband extended buzzer
EP2830062B1 (en) * 2012-03-21 2019-11-20 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for high-frequency encoding/decoding for bandwidth extension
US9228916B2 (en) * 2012-04-13 2016-01-05 The Regents Of The University Of California Self calibrating micro-fabricated load cells
KR101897455B1 (ko) * 2012-04-16 2018-10-04 삼성전자주식회사 음질 향상 장치 및 방법
US9666202B2 (en) * 2013-09-10 2017-05-30 Huawei Technologies Co., Ltd. Adaptive bandwidth extension and apparatus for the same
FR3017484A1 (fr) * 2014-02-07 2015-08-14 Orange Extension amelioree de bande de frequence dans un decodeur de signaux audiofrequences

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20120128177A1 (en) * 2002-03-28 2012-05-24 Dolby Laboratories Licensing Corporation Circular Frequency Translation with Noise Blending
US20100063824A1 (en) * 2005-06-08 2010-03-11 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Apparatus and method for widening audio signal band
US20090048846A1 (en) * 2007-08-13 2009-02-19 Paris Smaragdis Method for Expanding Audio Signal Bandwidth
US20100292994A1 (en) * 2007-12-18 2010-11-18 Lee Hyun Kook method and an apparatus for processing an audio signal
RU2452044C1 (ru) * 2009-04-02 2012-05-27 Фраунхофер-Гезелльшафт цур Фёрдерунг дер ангевандтен Форшунг Е.Ф. Устройство, способ и носитель с программным кодом для генерирования представления сигнала с расширенным диапазоном частот на основе представления входного сигнала с использованием сочетания гармонического расширения диапазона частот и негармонического расширения диапазона частот

Also Published As

Publication number Publication date
CN108109632A (zh) 2018-06-01
CN107993667B (zh) 2021-12-07
PL3330966T3 (pl) 2023-12-18
US10730329B2 (en) 2020-08-04
WO2015118260A1 (fr) 2015-08-13
US11325407B2 (en) 2022-05-10
ZA201708366B (en) 2019-05-29
ES2878401T3 (es) 2021-11-18
KR20180002910A (ko) 2018-01-08
SI3330966T1 (sl) 2023-12-29
RU2017144522A3 (ru) 2021-04-01
RU2017144522A (ru) 2019-02-18
JP6775065B2 (ja) 2020-10-28
ES2955964T3 (es) 2023-12-11
DK3103116T3 (da) 2021-07-26
JP2019168708A (ja) 2019-10-03
EP3330966A1 (fr) 2018-06-06
DK3330966T3 (da) 2023-09-25
KR102426029B1 (ko) 2022-07-29
EP3103116B1 (fr) 2021-05-05
MX363675B (es) 2019-03-29
PT3330966T (pt) 2023-10-04
RU2017144521A3 (ru) 2021-04-01
US20170169831A1 (en) 2017-06-15
US20200353765A1 (en) 2020-11-12
BR112016017616B1 (pt) 2023-03-28
LT3330966T (lt) 2023-09-25
KR20220035271A (ko) 2022-03-21
RU2763481C2 (ru) 2021-12-29
EP3327722B1 (fr) 2024-04-10
BR122017027991B1 (pt) 2024-03-12
EP3330967B1 (fr) 2024-04-10
PL3103116T3 (pl) 2021-11-22
FI3330966T3 (fi) 2023-10-04
CN107993667A (zh) 2018-05-04
KR102510685B1 (ko) 2023-03-16
EP3330966B1 (fr) 2023-07-26
HUE055111T2 (hu) 2021-10-28
FR3017484A1 (fr) 2015-08-14
JP2019168710A (ja) 2019-10-03
RU2016136008A (ru) 2018-03-13
RU2017144523A3 (ru) 2021-04-01
KR20180002906A (ko) 2018-01-08
JP2019168709A (ja) 2019-10-03
JP6625544B2 (ja) 2019-12-25
KR102380205B1 (ko) 2022-03-29
SI3103116T1 (sl) 2021-09-30
MX2016010214A (es) 2016-11-15
CN105960675B (zh) 2020-05-05
US20180141361A1 (en) 2018-05-24
RS64614B1 (sr) 2023-10-31
BR112016017616A2 (pt) 2017-08-08
ZA201606173B (en) 2018-11-28
CN108022599B (zh) 2022-05-17
CN108022599A (zh) 2018-05-11
EP3330967A1 (fr) 2018-06-06
JP6775064B2 (ja) 2020-10-28
EP3327722A1 (fr) 2018-05-30
RU2763848C2 (ru) 2022-01-11
KR20180002907A (ko) 2018-01-08
RS62160B1 (sr) 2021-08-31
US11312164B2 (en) 2022-04-26
HRP20231164T1 (hr) 2024-01-19
CN105960675A (zh) 2016-09-21
US20200338917A1 (en) 2020-10-29
RU2017144521A (ru) 2019-02-18
RU2016136008A3 (ru) 2018-09-13
US20180304659A1 (en) 2018-10-25
EP3103116A1 (fr) 2016-12-14
PT3103116T (pt) 2021-07-12
KR102380487B1 (ko) 2022-03-29
HRP20211187T1 (hr) 2021-10-29
JP2017509915A (ja) 2017-04-06
HUE062979T2 (hu) 2023-12-28
ZA201708368B (en) 2018-11-28
US10043525B2 (en) 2018-08-07
US10668760B2 (en) 2020-06-02
JP6775063B2 (ja) 2020-10-28
CN108109632B (zh) 2022-03-29
LT3103116T (lt) 2021-07-26
RU2682923C2 (ru) 2019-03-22
RU2017144523A (ru) 2019-02-18
KR20160119150A (ko) 2016-10-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2763547C2 (ru) Улучшенное расширение диапазона частот в декодере звукового сигнала
RU2751104C2 (ru) Оптимизированный масштабный коэффициент для расширения диапазона частот в декодере сигналов звуковой частоты
US9911432B2 (en) Frequency band extension in an audio signal decoder