RU2756934C1 - Method and apparatus for measuring the spectrum of information acoustic signals with distortion compensation - Google Patents
Method and apparatus for measuring the spectrum of information acoustic signals with distortion compensation Download PDFInfo
- Publication number
- RU2756934C1 RU2756934C1 RU2020137866A RU2020137866A RU2756934C1 RU 2756934 C1 RU2756934 C1 RU 2756934C1 RU 2020137866 A RU2020137866 A RU 2020137866A RU 2020137866 A RU2020137866 A RU 2020137866A RU 2756934 C1 RU2756934 C1 RU 2756934C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- signal
- input
- output
- segment
- digital
- Prior art date
Links
Images
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
- G01R23/16—Spectrum analysis; Fourier analysis
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
- G01R23/16—Spectrum analysis; Fourier analysis
- G01R23/175—Spectrum analysis; Fourier analysis by delay means, e.g. tapped delay lines
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Complex Calculations (AREA)
Abstract
Description
Область техникиTechnology area
Изобретение относится к технике связи, в частности к цифровым способам и устройствам измерения спектра информационных акустических сигналов.The invention relates to communication technology, in particular to digital methods and devices for measuring the spectrum of information acoustic signals.
Уровень техникиState of the art
Известен цифровой способ измерения спектра (Кристоф Раушер «Основы спектрального анализа». М. Rohde & Schwarz, Горячая линия-Телеком. 2006 г. стр. 20, рис. 3.6). Данный способ включает низкочастотную фильтрацию, а затем аналого-цифровое преобразование, а также запоминание кодовых комбинаций цифрового сигнала, быстрое преобразование Фурье,, цифровую индикацию.Known digital method for measuring the spectrum (Christoph Rauscher "Fundamentals of Spectral Analysis". M. Rohde & Schwarz, Hotline-Telecom. 2006, p. 20, Fig. 3.6). This method includes low-frequency filtering, and then analog-to-digital conversion, as well as storing code combinations of a digital signal, fast Fourier transform, digital indication.
Известно устройство цифрового анализатора спектра (Кристоф Раушер «Основы спектрального анализа». М. Rohde & Schwarz, Горячая линия-Телеком. 2006 г. стр. 20, рис. 3.6) для осуществления цифрового способа измерения спектра, содержащее: фильтр низких частот, вход которого является входом устройства, а выход соединен со входом аналого-цифрового преобразователя, а также оперативное запоминающее устройство, блок быстрого преобразования Фурье, блок индикации с дисплеем.Known device for a digital spectrum analyzer (Christoph Rauscher "Fundamentals of Spectral Analysis". M. Rohde & Schwarz, Hotline-Telecom. 2006, p. 20, Fig. 3.6) for the implementation of a digital spectrum measurement method, containing: low-pass filter, input which is the input of the device, and the output is connected to the input of the analog-to-digital converter, as well as a random access memory, a fast Fourier transform unit, an indication unit with a display.
Недостатком известного способа и устройства является понижение точности измерения спектра информационных акустических сигналов на коротких временных интервалах (мгновенных значениях спектра) вследствие низкой разрешающей способности, и повышенной осцилляцией оценок амплитуды спектральных составляющих. Также в известном способе и устройстве при быстром преобразовании Фурье используется окно без перекрытия, что приводит к появлению разрывов анализируемых функций. Возникающие вследствие этого в спектре боковые лепестки преобразования окна, называемые просачиванием, будут искажать амплитуды соседних спектральных составляющих.The disadvantage of the known method and device is a decrease in the accuracy of measuring the spectrum of information acoustic signals at short time intervals (instantaneous values of the spectrum) due to low resolution, and increased oscillation of estimates of the amplitude of spectral components. Also, in the known method and device for the fast Fourier transform, a window without overlapping is used, which leads to the appearance of discontinuities in the analyzed functions. The resulting window transform side lobes in the spectrum, called leakage, will distort the amplitudes of adjacent spectral components.
Просачивание приводит не только к появлению амплитудных ошибок в спектрах сигналов, но также маскирует составляющие с малыми амплитудами в информационных сигналах и, следовательно, препятствует их измерению. В известном способе и устройстве не существует привязки мгновенных значений спектра к отрезкам временного акустического сигнала, на которых этот спектр измеряется. Кроме того, в известном способе и устройстве не существует возможности измерения модуля спектра и фазочастотной характеристики измеряемого сигнала.Leakage leads not only to the appearance of amplitude errors in the signal spectra, but also masks the low-amplitude components in the information signals and, therefore, prevents their measurement. In the known method and device, there is no binding of the instantaneous values of the spectrum to the segments of the temporal acoustic signal on which this spectrum is measured. In addition, in the known method and device, there is no possibility of measuring the modulus of the spectrum and the phase-frequency characteristic of the measured signal.
Известен «Способ измерения спектра информационных акустических сигналов телерадиовещания» (патент RU 2573248 С2, опубликовано 20.01.2016, БИ №2), принятый за прототип. Данный способ включает низкочастотную фильтрацию, а затем аналого-цифровое преобразование с формированием цифрового информационного сигнала, который далее представляем как цифровой комплексный сигнал у которого действительная составляющая представлена в виде цифрового информационного сигнала x(t), а мнимая составляющая jx1(t) равна нулю, после чего из цифрового комплексного сигнала осуществляют формирование последовательности сегментов из К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте, которые преобразуются в последовательность сегментов цифрового комплексного сигнала из 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте, после чего осуществляют наложение оконной функции Наттолла на каждый сегмент и получают последовательность сегментов цифрового комплексного сигнала из 2К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте, затем осуществляют прямое быстрое преобразование Фурье 2К кодовых комбинаций цифрового комплексного сигнала и формируют 2К пар коэффициентов преобразования, соответствующих представлению каждого сегмента цифрового комплексного сигнала в спектральной области, после чего в каждом сегменте осуществляют в цифровом виде поворот фазы 2К пар коэффициентов преобразования, что соответствует повороту фазы на 90° всех спектральных составляющих во временной области в исходном аналоговом сигнале, а затем осуществляют обратное быстрое преобразование Фурье из 2К пар спектральных коэффициентов в каждом сегменте в 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте цифрового комплексного сигнала, после чего осуществляют сложение с 50% перекрытием каждого сегмента цифрового комплексного сигнала с предыдущим ему сегментом и компенсацией неравномерности оконной функции Наттолла, и получают таким образом ортогональный цифровой информационный сигнал x1(t), сдвинутый на 90° по отношению цифрового информационного сигнала x(t), а также включающий первое дискретно-косинусное преобразование, второе дискретно-косинусное преобразование и цифровую индикацию.The known "Method for measuring the spectrum of information acoustic signals of television and radio broadcasting" (patent RU 2573248 C2, published 01/20/2016, BI No. 2), taken as a prototype. This method includes low-pass filtering, and then analog-to-digital conversion with the formation of a digital information signal, which is further represented as a digital complex signal in which the real component is represented in the form of a digital information signal x (t), and the imaginary component jx 1 (t) is equal to zero, after which a sequence of segments is formed from the digital complex signal from K code combinations of this signal in each segment, which are converted into a sequence segments of a digital complex signal from 2K code combinations in each segment, after which the Nuttall window function is superimposed on each segment and a sequence of digital complex signal segments is obtained from 2K code combinations of this signal in each segment, then a direct fast Fourier transform of 2K code combinations of a digital complex signal and form 2K pairs of transformation coefficients corresponding to the representation of each segment of the digital complex signal in the spectral domain, after which, in each segment, the phase of 2K pairs of transformation coefficients is rotated in digital form, which corresponds to a 90 ° phase rotation of all spectral components in the time domain in the original analog signal, and then the inverse fast Fourier transform is performed from 2K pairs of spectral coefficients in each segment in 2K code combinations in each segment of the digital complex signal, after which the addition with 50 % overlap of each segment of the digital complex signal with the previous segment and compensation for the unevenness of the Nuttall window function, and thus an orthogonal digital information signal x 1 (t) is obtained, shifted by 90 ° with respect to the digital information signal x (t), and also including the first discrete cosine transform, second discrete cosine transform and digital indication.
Известно устройство для осуществления «способа измерения спектра информационных акустических сигналов телерадиовещания» (патент № RU 2573248 С2, опубликовано 20.01.2016, БИ №2, содержащее фильтр низких частот, вход которого является входом устройства, а выход соединен со входом аналого-цифрового преобразователя, а также содержащее блок удвоения частоты импульсов дискретизации, блок сегментации и наложения оконной функции Наттолла, последовательно соединенные блок быстрого преобразования Фурье, блок поворота фазы коэффициентов преобразования, блок обратного быстрого преобразования Фурье, блок перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла, а также содержащее первый блок дискретно-косинусного преобразования, второй блок дискретно-косинусного преобразования, блок индикации с дисплеем,There is a known device for implementing a "method for measuring the spectrum of information acoustic signals of television and radio broadcasting" (patent No. RU 2573248 C2, published 01/20/2016, BI No. 2, containing a low-frequency filter, the input of which is the input of the device, and the output is connected to the input of an analog-to-digital converter, and also containing a block for doubling the frequency of sampling pulses, a block for segmentation and overlay of the Nuttall window function, a series-connected block for fast Fourier transform, a block for phase rotation of the transformation coefficients, a block for inverse fast Fourier transform, a block for overlapping segments and compensation for unevenness of the Nuttall window, and also containing the first block discrete-cosine transformation, the second block of discrete-cosine transformation, a display unit with a display,
Недостатком известного способа и устройства является понижение точности измерения спектра информационных акустических сигналов при использовании дискретно-косинусного преобразования вследствие возникновения в спектре помех в виде боковых лепестков, которые могут искажать амплитуды соседних спектральных составляющих. Кроме того, помехи в виде боковых лепестков приводит не только к появлению амплитудных ошибок в спектрах сигналов, но также маскирует составляющие с малыми амплитудами в информационных сигналах и, следовательно, препятствует их измерению.The disadvantage of the known method and device is a decrease in the accuracy of measuring the spectrum of information acoustic signals when using a discrete-cosine transformation due to the appearance in the spectrum of interference in the form of side lobes, which can distort the amplitudes of adjacent spectral components. In addition, sidelobe interference leads not only to the appearance of amplitude errors in the signal spectra, but also masks low-amplitude components in information signals and, therefore, prevents their measurement.
Сущность изобретенияThe essence of the invention
Задачей предлагаемого изобретения является повышение точности цифрового метода измерения спектра информационных акустических сигналов на основе компенсации искажений в дискретно-косинусном преобразовании.The objective of the present invention is to improve the accuracy of the digital method for measuring the spectrum of information acoustic signals based on the compensation of distortions in the discrete cosine transform.
Предлагаемый способ измерения спектра информационных акустических сигналов с компенсацией искажений, включающий низкочастотную фильтрацию, а затем аналого-цифровое преобразование с формированием цифрового информационного сигнала x(t), который далее представляем как цифровой комплексный сигнал у которого действительная составляющая представлена в виде цифрового информационного сигнала x(t), а мнимая составляющая jx1(t) равна нулю. После чего из цифрового комплексного сигнала осуществляют формирование последовательности сегментов из К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте, которые преобразуются в последовательность сегментов цифрового комплексного сигнала из 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте, после чего осуществляют наложение оконной функции Наттолла на каждый сегмент и получают последовательность сегментов цифрового комплексного сигнала из 2К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте, затем осуществляют прямое быстрое преобразование Фурье 2К кодовых комбинаций цифрового комплексного сигнала и формируют 2К пар коэффициентов преобразования, соответствующих представлению каждого сегмента цифрового комплексного сигнала в спектральной области. После этого в каждом сегменте осуществляют в цифровом виде поворот фазы 2К пар коэффициентов преобразования, что соответствует повороту фазы на 90° всех спектральных составляющих во временной области в исходном аналоговом сигнале, а затем осуществляют обратное быстрое преобразование Фурье из 2К пар спектральных коэффициентов в каждом сегменте в 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте цифрового комплексного сигнала, после чего осуществляют сложение с 50% перекрытием каждого сегмента цифрового комплексного сигнала с предыдущим ему сегментом и компенсацией неравномерности оконной функции Наттолла, и получают таким образом ортогональный цифровой информационный сигнал x1(t), сдвинутый на 90° по отношению цифрового информационного сигнала x(t), а также включающий первое дискретно-косинусное преобразование, второе дискретно-косинусное преобразование и цифровую индикацию.The proposed method for measuring the spectrum of information acoustic signals with distortion compensation, including low-frequency filtering, and then analog-to-digital conversion with the formation of a digital information signal x (t), which is further represented as a digital complex signal in which the real component is presented in the form of a digital information signal x (t), and the imaginary component jx 1 (t) is equal to zero. Then, from the digital complex signal, a sequence of segments is formed from K code combinations of this signal in each segment, which are converted into a sequence of digital complex signal segments from 2K code combinations in each segment, after which the Nuttall window function is superimposed on each segment and a sequence of segments is obtained digital complex signal from 2K code combinations of this signal in each segment, then direct fast Fourier transform of 2K code combinations of the digital complex signal is performed and 2K pairs of transform coefficients are generated corresponding to the representation of each segment of the digital complex signal in the spectral domain. After that, in each segment, the phase of 2K pairs of transform coefficients is digitally rotated, which corresponds to a 90 ° phase rotation of all spectral components in the time domain in the original analog signal, and then the inverse fast Fourier transform is performed from 2K pairs of spectral coefficients in each segment to 2K code combinations in each segment of the digital complex signal, after which the addition with 50% overlap of each segment of the digital complex signal with the previous segment and compensation of the unevenness of the Nuttall window function is performed, and thus an orthogonal digital information signal x 1 (t) is obtained, shifted by 90 ° with respect to the digital information signal x (t), and also including the first discrete-cosine transform, the second discrete-cosine transform and digital indication.
В отличие от прототипа, после аналого-цифрового преобразования цифровой информационный сигнал x(t) задерживают а затем соединяют с ортогональным цифровым информационным сигналом x1(t) и получают основной цифровой комплексный сигнал состоящий из основного цифрового информационного сигнала xo(t) и мнимой части этого основного цифрового информационного сигнала jx1o(t). После этого из основного цифрового комплексного сигнала формируют зеркальный цифровой комплексный информационный сигнал из которого, в свою очередь выделяют сигнал зеркальной амплитудной огибающей Аз(t) и сигнал зеркальной фазы ϕз(t), кроме того основной цифровой комплексный сигнал задерживают и из его составляющей в виде основного цифрового информационного сигнала xo(t) производят первое дискретно-косинусное преобразование и получают первые спектральные ДКП коэффициенты Во, содержащие помехи в виде боковых лепестков. А также из задержанного основного цифрового комплексного сигнала выделяют сигнал приращения фазы dϕ за один дискретный отсчет, после чего этот сигнал складывают с сигналом зеркальной фазы ϕз(t) и формируют таким образом сигнал с корректированной зеркальной фазой ϕкз(t). После этого осуществляют формирование корректированного зеркального цифрового информационного сигнала хкз(t)=Аз(х)⋅cos ϕкз(х), над которым осуществляют второе дискретно-косинусное преобразование и формируют вторые спектральные ДКП коэффициенты корректированного зеркального цифрового информационного сигнала Взк, которые также содержат помехи в виде боковых лепестков преобразования, но имеющих противоположную фазу по отношению помехам, содержащихся в первых спектральных ДКП коэффициентах Во. Затем первые спектральные ДКП коэффициенты основного цифрового информационного сигнала Во складывают со вторыми спектральными ДКП коэффициентами корректированного зеркального цифрового информационного сигнала Взк, вследствие чего происходит компенсация помех в виде боковых лепестков преобразования, после чего над сформированными таким образом спектральными ДКП коэффициентами основного цифрового информационного сигнала с компенсированными помехами далее осуществляют цифровую индикацию.Unlike the prototype, after the analog-to-digital conversion, the digital information signal x (t) is delayed and then connected to the orthogonal digital information signal x 1 (t) and the main digital complex signal is obtained. consisting of the main digital information signal x o (t) and the imaginary part of this main digital information signal jx 1o (t). After that, a mirror digital complex information signal is formed from the main digital complex signal from which, in turn, the signal of the mirror amplitude envelope A s (t) and the signal of the mirror phase ϕ s (t) are extracted, in addition, the main digital complex signal delay and from its component in the form of the main digital information signal x o (t) perform the first discrete-cosine transformation and obtain the first spectral DCT coefficients B o containing interference in the form of side lobes. And also from the delayed main digital complex signal the signal of the phase increment dϕ is isolated in one discrete sample, after which this signal is added with the signal of the mirror phase ϕ s (t) and thus a signal with the corrected mirror phase ϕ kz (t) is formed. After that, the formation of the corrected mirror digital information signal x kz (t) = A z (x) ⋅ cos ϕ kz (x) is carried out, over which the second discrete cosine transformation is carried out and the second spectral DCT coefficients of the corrected mirror digital information signal CC are formed, which also contain interference in the form of transform side lobes, but having the opposite phase with respect to the interference contained in the first spectral DCT coefficients B o . Then the first spectral DCT coefficients of the main digital information signal B o are added with the second spectral DCT coefficients of the corrected mirror digital information signal B c , as a result of which interference is compensated in the form of side lobes of the transformation, after which over the spectral DCT coefficients of the main digital information signal with compensated by interference, digital indication is further carried out.
Поставленная задача решается также тем, что в устройство измерения спектра информационных акустических сигналов с компенсацией искажений, содержащее фильтр низких частот, вход которого является входом устройства, а выход соединен со входом аналого-цифрового преобразователя, а также блок удвоения частоты импульсов дискретизации, блок сегментации и наложения оконной функции Наттолла, последовательно соединенные блок быстрого преобразования Фурье, блок поворота фазы коэффициентов преобразования, блок обратного быстрого преобразования Фурье, блок перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла, а также содержащее первый блок дискретно-косинусного преобразования, второй блок дискретно-косинусного преобразования, блок индикации с дисплеем. Дополнительно введены первая линия задержки, вторая линия задержки, блок формирования комплексного сигнала, блок формирования зеркального сигнала, блок определения приращения фазы, блок суммирования фаз, блок восстановления зеркального сигнала и сумматор. При этом первый выход аналого-цифрового преобразователя соединен со входом блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла и со входом первой линии задержки, выход которой соединен с первым входом блока формирования комплексного сигнала, а второй выход аналого-цифрового преобразователя соединен со входом блока удвоения частоты импульсов дискретизации, причем выход блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла соединен со входом блока быстрого преобразования Фурье. А выход блока перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла соединен со вторым входом блока формирования комплексного сигнала, выход которого соединен со входом блока формирования зеркального сигнала и со входом второй линии задержки, выход которой соединен со входом блока определения приращения фазы и со входом первого блока дискретно-косинусного преобразования, выход которого соединен с первым входом сумматора. Причем первый выход блока формирования зеркального сигнала соединен с первым входом блока суммирования фаз, второй вход которого соединен с выходом блока определения приращения фазы. А выход блока суммирования фаз соединен с первым входом блока восстановления зеркального сигнала, второй вход которого соединен со вторым выходом блока формирования зеркального сигнала, а выход блока восстановления зеркального сигнала соединен со входом второго блока дискретно-косинусного преобразования, выход которого соединен со вторым входом сумматора, выход которого соединен со входом блока индикации с дисплеем.The problem is also solved by the fact that the device for measuring the spectrum of information acoustic signals with distortion compensation, containing a low-frequency filter, the input of which is the input of the device, and the output is connected to the input of the analog-to-digital converter, as well as a block for doubling the sampling pulse frequency, a segmentation block and superposition of the Nuttall window function, series-connected block of fast Fourier transform, block of phase rotation of transformation coefficients, block of inverse fast Fourier transform, block of overlapping segments and compensation of unevenness of the Nuttall window, and also containing the first block of discrete-cosine transform, the second block of discrete-cosine transform, display unit with display. Additionally, a first delay line, a second delay line, a complex signal formation unit, a mirror signal generation unit, a phase increment determination unit, a phase summation unit, a mirror signal recovery unit and an adder are introduced. In this case, the first output of the analog-to-digital converter is connected to the input of the Nuttall window function segmentation and superposition unit and to the input of the first delay line, the output of which is connected to the first input of the complex signal forming unit, and the second output of the analog-to-digital converter is connected to the input of the pulse frequency doubling unit sampling, and the output of the block of segmentation and superposition of the Nuttall window function is connected to the input of the block of fast Fourier transform. And the output of the block overlapping segments and compensation of unevenness of the Nuttall window is connected to the second input of the complex signal formation block, the output of which is connected to the input of the mirror signal formation block and to the input of the second delay line, the output of which is discretely connected to the input of the phase increment determination block and to the input of the first block -cosine conversion, the output of which is connected to the first input of the adder. Moreover, the first output of the mirror signal generating unit is connected to the first input of the phase summation unit, the second input of which is connected to the output of the phase increment determination unit. And the output of the phase summation unit is connected to the first input of the mirror signal recovery unit, the second input of which is connected to the second output of the mirror signal generation unit, and the output of the mirror signal recovery unit is connected to the input of the second discrete-cosine transformation unit, the output of which is connected to the second input of the adder, the output of which is connected to the input of the indication unit with a display.
Перечень чертежейList of drawings
Предложенный способ и устройство поясняются фигурами, где:The proposed method and device are illustrated by the figures, where:
Фиг. 1. Структурная схема устройства измерения спектра информационных акустических сигналов с компенсацией искажений.FIG. 1. Block diagram of a device for measuring the spectrum of information acoustic signals with distortion compensation.
Фиг. 2. Схема блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла.FIG. 2. Block diagram of the Nuttall window function segmentation and overlay.
Фиг. 3. Временные диаграммы работы блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла.FIG. 3. Timing diagrams of the operation of the block of segmentation and the imposition of the Nuttall window function.
Фиг. 4. Схема блока перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла.FIG. 4. Block diagram of overlapping segments and compensation of unevenness of the Nuttall window.
Фиг. 5. Временные диаграммы работы блока перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла.FIG. 5. Timing diagrams of the block overlapping segments and compensation of unevenness of the Nuttall window.
Фиг. 6 Схема блока формирования зеркального сигнала. (ССНОФН - схема сегментации и наложения оконной функции Наттолла; СБПФ - схема быстрого преобразования Фурье; СФЗСК - схема формирования зеркальных спектральных коэффициентов; СОБПФ - схема обратного быстрого преобразования Фурье; СПСКНОН - схема перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла; СВОФ - схема выделения огибающей и фазы.)FIG. 6 Diagram of the block for the formation of a mirror signal. (SSNOFN - scheme of segmentation and overlay of the Nuttall window function; SBPF - scheme of fast Fourier transform; SFZSK - scheme for generating specular spectral coefficients; SOBPF - scheme of inverse fast Fourier transform; SPSKNON - scheme of overlapping segments and compensation of unevenness of the Nuttall window; SWOF - scheme of envelope extraction and phases.)
Фиг. 7 Схема формирования зеркальных спектральных коэффициентов, входящую в блок формирования зеркального сигнала.FIG. 7 Scheme for the formation of mirror spectral coefficients included in the block for the formation of a mirror signal.
Фиг. 8 Схема выделения огибающей и фазы, входящую в блок формирования зеркального сигнала.FIG. 8 Envelope and phase extraction circuit included in the mirror signal shaping unit.
Фиг. 9 Схема блока определения приращения фазы.FIG. 9 Diagram of the block for determining the phase increment.
Фиг. 10 Схема блока восстановления зеркального сигнала.FIG. 10 Block diagram of the mirror signal recovery.
Осуществление изобретенияImplementation of the invention
Особенностью предлагаемого способа измерения спектра информационных акустических сигналов с компенсацией искажений в отличие от прототипа, является использование зеркального сигнала для компенсации искажений и помех, возникающих при дискретно-косинусном преобразовании (ДКП) информационного сигнала. Использование ДКП с компенсацией искажений позволяет повысить точность цифрового метода измерения спектра информационных акустических сигналов за счет компенсации в спектре боковых лепестков преобразования окна и увеличения вследствие этого разрешающей способности и уменьшения осцилляции оценки амплитуды спектральных составляющих.A feature of the proposed method for measuring the spectrum of information acoustic signals with distortion compensation, in contrast to the prototype, is the use of a mirror signal to compensate for distortion and interference arising from the discrete cosine transformation (DCT) of the information signal. The use of DCT with distortion compensation makes it possible to increase the accuracy of the digital method for measuring the spectrum of information acoustic signals by compensating the side lobes of the window transformation in the spectrum and thereby increasing the resolution and decreasing the oscillation of the estimate of the amplitude of the spectral components.
Способ измерения спектра информационных акустических сигналов с компенсацией искажений реализуется следующим образом. Над входным аналоговым информационным акустическим сигналом осуществляют низкочастотную фильтрацию, а затем аналого-цифровое преобразование с формированием цифрового информационного сигнала x(t). Частота дискретизации может быть, например 48 кГц, а количество разрядов в кодовой комбинации 16. Этот цифровой информационный сигнал далее представляем как цифровой комплексный сигнал x(t)=x(t)+jx1(t), у которого действительная составляющая представлена в виде цифрового информационного сигнала x(t), а мнимая составляющая jx1(t) равна нулю.The method for measuring the spectrum of information acoustic signals with distortion compensation is implemented as follows. Above the input analog information acoustic signal, low-frequency filtering is carried out, and then analog-to-digital conversion with the formation of a digital information signal x (t). The sampling frequency can be, for example, 48 kHz, and the number of bits in the code combination is 16. This digital information signal is further represented as a digital complex signal x (t) = x (t) + jx 1 (t), in which the real component is represented as digital information signal x (t), and the imaginary component jx 1 (t) is equal to zero.
Далее из цифрового комплексного сигнала осуществляют формирование последовательности сегментов из К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте, которые преобразуются в последовательность сегментов цифрового комплексного сигнала из 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте, после чего осуществляют наложение оконной функции Наттолла на каждый сегмент и получают последовательность сегментов цифрового комплексного сигнала из 2К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте. Эта оконная функция, в отличие от прямоугольного окна без перекрытия не приводит к появлению разрывов анализируемых функций и возникновению, вследствие этого, в спектре боковых лепестков преобразования окна, которые заметно искажают амплитуды соседних спектральных составляющих. Использование оконной функции Наттолла с последующим 50% перекрытием каждого сегмента из 2К кодовых комбинаций сигнала в каждом сегменте с предыдущим ему сегментом и компенсацией неравномерности данной оконной функции позволяет увеличить защитное отношение, характеризующее уровень помех и искажений в сигнале, до 92 дБ. Это очень существенно для передачи сигналов художественного вещания. Наименьшим уровнем боковых лепестков, из существующих оконных функций, обладает именно окно Наттолла.Next, from the digital complex signal, a sequence of segments is formed from K code combinations of this signal in each segment, which are converted into a sequence of digital complex signal segments from 2K code combinations in each segment, after which the Nuttall window function is superimposed on each segment and a sequence of digital segments is obtained. complex signal from 2K code combinations of this signal in each segment. This window function, in contrast to a rectangular window without overlapping, does not lead to the appearance of discontinuities in the analyzed functions and the appearance, as a result, in the spectrum of the side lobes of the window transformation, which noticeably distort the amplitudes of the neighboring spectral components. Using the Nuttall window function with the subsequent 50% overlap of each segment of 2K code combinations of the signal in each segment with the previous segment and compensation for the unevenness of this window function allows increasing the protection ratio, which characterizes the level of interference and distortion in the signal, up to 92 dB. This is essential for the transmission of artistic broadcasting signals. The Nuttall window has the lowest level of sidelobes among the existing window functions.
После наложения оконной функции Наттолла на каждый сегмент осуществляют 2К прямое быстрое преобразование Фурье 2К кодовых комбинаций цифрового комплексного сигнала и формируют 2К пар коэффициентов преобразования, соответствующих представлению каждого сегмента цифрового комплексного сигнала в спектральной области. Это преобразование определяется известной формулой (Н. Ахмед, К.Р. Рао Ортогональные преобразования при обработке цифровых сигналов: Пер.с англ./Под ред. И.Б. Фоменко. - М.: Связь, 1980, - 248 с.):After imposing the Nuttall window function on each segment, 2K direct fast Fourier transform of 2K code combinations of the digital complex signal is performed and 2K pairs of transform coefficients are generated corresponding to the representation of each segment of the digital complex signal in the spectral domain. This transformation is determined by the well-known formula (N. Akhmed, K.R. Rao Orthogonal transformations in digital signal processing: Translated from English / Edited by I.B. Fomenko. - M .: Svyaz, 1980, - 248 p.) :
где: N - число отсчетов, n - номер гармоники, k - индекс отсчета сигнала от 0 до N-1.where: N is the number of counts, n is the harmonic number, k is the index of the signal count from 0 to N-1.
А после быстрого преобразования Фурье в каждом сегменте осуществляют в цифровом виде поворот фазы 2К пар коэффициентов преобразования, а именно для коэффициентов с первого по К-ый: значение коэффициента cos 2πnk/N заменяют значением sin 2πnk/N, а значение коэффициента jsin 2πnk/N заменяют значением jcos 27tnk/N с обратным знаком. А для коэффициентов с К плюс первого по 2К минус первый: значение коэффициента cos 2πnk/N заменяют значением sin 2πnk/N с обратным знаком, а значение коэффициента jsin 2πnk/N заменяют значением jcos 2πnk/N. Это соответствует повороту фазы на 90° всех спектральных составляющих во временной области в исходном аналоговом сигнале.And after the fast Fourier transform in each segment, the phase of 2K pairs of transformation coefficients is digitally rotated, namely for the coefficients from the first to the Kth: the value of the coefficient cos 2πnk / N is replaced by the value of sin 2πnk / N, and the value of the coefficient jsin 2πnk / N is replaced by the value jcos 27tnk / N with the opposite sign. And for the coefficients with K plus the first to 2K minus the first: the value of the coefficient cos 2πnk / N is replaced by the value of sin 2πnk / N with the opposite sign, and the value of the coefficient jsin 2πnk / N is replaced by the value of jcos 2πnk / N. This corresponds to a 90 ° phase rotation of all time domain spectral components in the original analog signal.
Затем осуществляют обратное быстрое преобразование Фурье из 2К пар спектральных коэффициентов в каждом сегменте в 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте цифрового комплексного сигнала. Для более качественного восстановления сигнала в случае использования окна Наттолла осуществляют сложение с 50% перекрытием каждого сегмента цифрового комплексного сигнала с предьщущим ему сегментом, задержанным на длительность, равную половине длительности сегмента и получают таким образом цифровой сигнал, состоящий из К кодовых комбинаций в каждом сегменте.Then an inverse fast Fourier transform is performed from 2K pairs of spectral coefficients in each segment in 2K codewords in each segment of the digital complex signal. For a better signal recovery in the case of using the Nuttall window, each segment of the digital complex signal is added with 50% overlap with the segment preceding it, delayed by a duration equal to half the duration of the segment, and thus a digital signal consisting of K code combinations in each segment is obtained.
Поскольку окно Наттола не относиться к числу окон обеспечивающих единичный коэффициент передачи при использовании 50% перекрытий, то увеличение точности восстановленного основного цифрового комплексного сигнала осуществляют путем компенсации неравномерности оконной функции Наттолла. Такая компенсация позволяет увеличить защитное отношение, характеризующее уровень помех и искажений в сигнале, до 92 дБ.Since the Nuttall window is not one of the windows providing a unit transmission coefficient when using 50% overlaps, the accuracy of the reconstructed main digital complex signal is increased by compensating for the unevenness of the Nuttall window function. Such compensation allows to increase the protection ratio, which characterizes the level of interference and distortion in the signal, up to 92 dB.
Таким образом оказался сформированным ортогональный цифровой информационный сигнал x1(t), сдвинутый на 90° по отношению цифрового информационного сигнала x(t). Далее из этого ортогонального цифрового информационного сигнала и задержанного цифрового информационного сигнала формируют основной цифровой комплексный сигнал состоящий из основного цифрового информационного сигнала xo(t) и мнимой части этого основного цифрового информационного сигнала jx1o(t). После этого из основного цифрового комплексного сигнала формируют зеркальный цифровой комплексный информационный сигнал когда для каждой пары коэффициентов с порядковым номером от нуля до К (порядковый номер пар коэффициентов «i» последовательно увеличивается): "i''-я пара коэффициентов взаимно меняется по значению с "2К-i"-ой парой коэффициентов (например, если на входе имеются значения Х(3)=[-5, j300], а Х(2К-3)=[75, -j12], то на выходе будут установлены значения Х(3)=[75, -j12], а Х(2К-3)=[-5, j300]). Из полученного таким образом зеркального цифрового комплексного информационного сигнала затем выделяют сигнал зеркальной амплитудной огибающей Аз(t) и сигнал зеркальной фазы ϕ3(t).Thus, an orthogonal digital information signal x 1 (t) was generated, shifted by 90 ° with respect to the digital information signal x (t). Further, from this orthogonal digital information signal and the delayed digital information signal, the main digital complex signal is formed consisting of the main digital information signal x o (t) and the imaginary part of this main digital information signal jx 1o (t). After that, from the main digital complex signal form a mirror digital complex information signal when for each pair of coefficients with a serial number from zero to K (the serial number of pairs of coefficients "i" is sequentially increased): "i" - the i-th pair of coefficients mutually change in value with the "2K-i" -th pair of coefficients (for example, if at the input there are values X (3) = [- 5, j300], and X (2K-3) = [75, -j12], then the output will be set to the values X (3) = [75, -j12], and X (2K-3) = [- 5, j300]). From the thus obtained mirror digital complex information signal then the signal of the specular amplitude envelope A s (t) and the signal of the specular phase ϕ 3 (t) are separated.
Кроме того, основной цифровой комплексный сигнал xo(t) задерживают и из его составляющей в виде основного цифрового информационного сигнала xo(t) производят первое дискретно-косинусное преобразование (ДКП) массива данных X(m), m=0, 1,…, N-1, в соответствии с известной формулой (Н. Ахмед, К.Р. Рао Ортогональные преобразования при обработке цифровых сигналов: Пер. с англ. / Под ред. И.Б. Фоменко. - М.: Связь, 1980, - 248 с.):In addition, the main digital complex signal x o (t) is delayed and the first discrete-cosine transformation (DCT) of the data array X (m), m = 0, 1, is performed from its component in the form of the main digital information signal x o (t), ..., N-1, in accordance with the well-known formula (N. Akhmed, K.R. Rao Orthogonal transformations in digital signal processing: Translated from English / Edited by IB Fomenko. - M .: Svyaz, 1980 , - 248 p.):
где Lx(b) - есть b-й коэффициент ДКП, N - число отсчетов;where L x (b) is the b-th coefficient of DCT, N is the number of samples;
и формируют первые Во спектральные ДКП коэффициенты основного цифрового информационного сигнала xo(t), которые содержат искажения и помехи в виде боковых лепестков преобразования. А также из задержанного основного цифрового комплексного сигнала выделяют сигнал приращения фазы dϕ за один дискретный отсчет. Этот сигнал далее складывают с сигналом зеркальной фазы ϕз(t) и формируют таким образом сигнал с корректированной зеркальной фазой ϕкз(t). После этого осуществляют формирование корректированного зеркального цифрового информационного сигнала хкз(t)=Аз(t) cos ϕкз(f), над которым осуществляют второе дискретно-косинусное преобразование (ДКП) и формируют вторые Взк спектральных ДКП коэффициентов корректированного зеркального цифрового информационного сигнала хкз(t), которые также содержат искажения и помехи в виде боковых лепестков преобразования, но имеющих противоположную фазу по отношению искажениям и помехам, содержащихся в первых Во спектральных ДКП коэффициентах основного цифрового информационного сигнала xo(t). Затем первые Во спектральные ДКП коэффициенты основного цифрового информационного сигнала складывают со вторыми Взк спектральными ДКП коэффициентами корректированного зеркального цифрового информационного сигнала, вследствие чего происходит компенсация искажений и помех в виде боковых лепестков преобразования. Над сформированными таким образом спектральными ДКП коэффициентами основного цифрового информационного сигнала с компенсированными искажениями и помехами далее осуществляют цифровую индикацию.and form the first B o spectral DCT coefficients of the main digital information signal x o (t), which contain distortion and interference in the form of transformation side lobes. And also from the delayed main digital complex signal the signal of the phase increment dϕ is isolated in one discrete sample. This signal is then added with the signal of the mirror phase ϕ s (t) and thus form a signal with the corrected mirror phase ϕ kz (t). After that, the formation of the corrected mirror digital information signal x kz (t) = A z (t) cos ϕ kz (f) is carried out, over which the second discrete-cosine transform (DCT) is carried out and the second B cc of the spectral DCT coefficients of the corrected mirror digital information signal x kz (t), which also contain distortion and interference in the form of transformation side lobes, but having the opposite phase in relation to distortion and interference contained in the first B about the spectral DCT coefficients of the main digital information signal x o (t). Then the first B o spectral DCT coefficients of the main digital information signal are added with the second B cc spectral DCT coefficients of the corrected mirror digital information signal, as a result of which distortion and interference in the form of transformation side lobes are compensated. Digital indication is then performed over the spectral DCT coefficients of the main digital information signal with compensated distortions and interference formed in this way.
Предлагаемый способ обеспечивает повышение точности цифрового метода измерения спектра информационных акустических сигналов за счет компенсации в спектре боковых лепестков преобразования окна и увеличения вследствие этого разрешающей способности и уменьшения осцилляции оценки амплитуды спектральных составляющих. Способ обеспечивает уменьшение длительности отрезков информационного акустического сигнала, на которых измеряется спектр за счет использования дискретно косинусного преобразования и зеркального сигнала д ля компенсации искажений и помех, возникающих при этом дискретно-косинусном преобразовании информационного сигнала.The proposed method provides an increase in the accuracy of the digital method for measuring the spectrum of information acoustic signals by compensating in the spectrum of the side lobes of the window transformation and thereby increasing the resolution and reducing the oscillation of the estimation of the amplitude of the spectral components. The method provides a reduction in the duration of the segments of the information acoustic signal, on which the spectrum is measured by using a discrete cosine transformation and a mirror signal to compensate for distortions and interference arising from this discrete cosine transformation of the information signal.
Способ осуществляют при помощи устройства. Устройство измерения спектра информационных акустических сигналов с компенсацией искажений (фиг. 1) состоит из фильтра низких частот 1, аналого-цифрового преобразователя 2, блока удвоения частоты импульсов дискретизации 3, блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла 4, блока быстрого преобразования Фурье 5, блока поворота фазы коэффициентов преобразования 6, блока обратного быстрого преобразования Фурье 7, блока перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла 8, первого блока дискретно-косинусного преобразования 9, второго блока дискретно-косинусного преобразования 10, блока индикации с дисплеем 11, блока формирования зеркального сигнала 12, первой линии задержки 13, блока формирования комплексного сигнала 14, второй линии задержки 15, блока определения приращения фазы 16, блока суммирования фаз 17, блока восстановления зеркального сигнала 18, сумматора 19.The method is carried out using a device. The device for measuring the spectrum of information acoustic signals with distortion compensation (Fig. 1) consists of a low-
Вход фильтра низких частот 1 соединен со входом устройства, а выход фильтра соединен со входом аналого-цифрового преобразователя 2, первый выход которого соединен со входом блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла 4 и со входом первой линии задержки 13, выход которой соединен с первым входом блока формирования комплексного сигнала 14, а второй выход аналого-цифрового преобразователя 2 соединен со входом блока удвоения частоты импульсов дискретизации 3, причем выход блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла 4 через последовательно соединенные блок быстрого преобразования Фурье 5, блок поворота фазы коэффициентов преобразования 6, блок обратного быстрого преобразования Фурье 7, блок перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла 8 соединен со вторым входом блока формирования комплексного сигнала 14, выход которого соединен со входом блока формирования зеркального сигнала 12 и со входом второй линии задержки 15, выход которой соединен со входом блока определения приращения фазы 16 и со входом первого блока дискретно-косинусного преобразования 9, выход которого соединен с первым входом сумматора 19, причем первый выход блока формирования зеркального сигнала 12 соединен с первым входом блока суммирования фаз 17, второй вход которого соединен с выходом блока определения приращения фазы 16, а выход блока суммирования фаз 17 соединен с первым входом блока восстановления зеркального сигнала 18, второй вход которого соединен со вторым выходом блока формирования зеркального сигнала 12, а выход блока восстановления зеркального сигнала 18 соединен со входом второго блока дискретно-косинусного преобразования 10, выход которого соединен со вторым входом сумматора 19, выход которого соединен со входом блока индикации с дисплеем 11.The input of the low-pass filter 1 is connected to the input of the device, and the output of the filter is connected to the input of the analog-to-digital converter 2, the first output of which is connected to the input of the Nuttall window function segmentation and superposition unit 4 and to the input of the first delay line 13, the output of which is connected to the first input complex signal forming unit 14, and the second output of the analog-to-digital converter 2 is connected to the input of the sampling pulse frequency doubling unit 3, and the output of the Nuttall window function segmentation and superposition unit 4 through the series-connected fast Fourier transform unit 5, the phase rotation unit of the conversion coefficients 6, block of inverse fast Fourier transform 7, block of overlapping segments and compensation of unevenness of the Nuttall window 8 is connected to the second input of the complex signal formation block 14, the output of which is connected to the input of the mirror signal formation block 12 and to the input of the second delay line 15, the output of which is connected to the input block for determining the phase increment 16 and with the input of the first block of discrete-cosine transformation 9, the output of which is connected to the first input of the adder 19, and the first output of the block for generating the mirror signal 12 is connected to the first input of the phase summation unit 17, the second input of which is connected to the output of the determination unit phase increments 16, and the output of the phase summation unit 17 is connected to the first input of the mirror signal recovery unit 18, the second input of which is connected to the second output of the mirror signal generation unit 12, and the output of the mirror signal recovery unit 18 is connected to the input of the second discrete-cosine transformation unit 10 , the output of which is connected to the second input of the adder 19, the output of which is connected to the input of the display unit with the display 11.
Предлагаемый способ осуществляется при помощи предлагаемого устройства следующим образом (Фиг. 1). Аналоговый информационный акустический сигнал поступает на вход устройства и попадает далее на вход фильтра низких частот (ФНЧ) 1, при помощи которого осуществляется ограничение спектра акустического сигнала в отношении высокочастотных составляющих, например частотой 20 кГц. Далее информационный акустический сигнал с выхода ФНЧ 1 подается на вход аналого-цифрового преобразователя (АЦП) 2, где он преобразуется в цифровой информационный сигнал x(t), например с частотой дискретизации 48 кГц и с количеством разрядов в кодовой комбинации 16. Этот цифровой информационный сигнал далее представляем как цифровой комплексный сигнал у которого действительная составляющая представлена в виде цифрового информационного сигнала x(t), а мнимая составляющая jx1(t) равна нулю. Далее цифровой комплексный сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с первого выхода АЦП 2 подается на вход первой линии задержки (ЛЗ1) 13, а также на вход блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла (БСНОФН) 4. В БСНОФН 4 осуществляется формирование последовательности сегментов цифрового комплексного сигнала из К параллельных кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте, которые преобразуются в последовательность сегментов цифрового комплексного сигнала из 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте, после чего осуществляют наложение оконной функции Наттолла на каждый сегмент и получают последовательность сегментов цифрового комплексного сигнала из 2К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте.The proposed method is carried out using the proposed device as follows (Fig. 1). The analog information acoustic signal is fed to the input of the device and then goes to the input of the low-pass filter (LPF) 1, with the help of which the spectrum of the acoustic signal is limited in relation to high-frequency components, for example, with a frequency of 20 kHz. Further, the informational acoustic signal from the output of the
Затем цифровой комплексный сигнал с выхода БСНОФН 4 поступает на вход блока быстрого преобразования Фурье (ББПФ) 5, где осуществляется 2К точечное прямое быстрое преобразование Фурье 2К кодовых комбинаций цифрового комплексного сигнала и формируется 2К пар коэффициентов преобразования, соответствующих представлению каждого сегмента цифрового комплексного сигнала в спектральной области. После этого 2К пар коэффициентов преобразования с выхода ББПФ 5 подаются на вход блока поворота фазы коэффициентов преобразования (БПФКП) 6, в котором осуществляется в каждом сегменте в цифровом виде поворот фазы 2К пар коэффициентов преобразования, а именно для коэффициентов с первого по К-ый: значение коэффициента cos 2πnk/N заменяют значением sin 2πnk/N, а значение коэффициента jsin 2πnk/N заменяют значением jcos 2πnk/N с обратным знаком. А для коэффициентов с К плюс первого по 2К минус первый: значение коэффициента cos 2πnk/N заменяют значением sin 2πnk/N с обратным знаком, а значение коэффициента jsin 2πnk/N заменяют значением jcos 2πnk/N. Это соответствует повороту фазы на 90° всех спектральных составляющих во временной области в исходном аналоговом сигнале.Then the digital complex signal from the output of
Затем 2К пар коэффициентов преобразования с выхода БПФКП 6 поступают на вход блока обратного быстрого преобразования Фурье (БОБПФ) 7, где осуществляется преобразование из 2К пар спектральных коэффициентов в каждом сегменте в 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте цифрового информационного сигнала. Кодовые комбинации с выхода БОБПФ 7 подаются далее на вход блока перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла (БПСКНОН) 8. В БПСКНОН 8 с целью более качественного восстановления сигнала в случае использования окна Наттолла осуществляется сложение с 50% перекрытием каждого сегмента цифрового сигнала с предыдущим ему сегментом, задержанным на длительность, равную половине длительности сегмента. Таким образом, получаем цифровой сигнал, состоящий из К кодовых комбинаций в каждом сегменте. Поскольку окно Наттолла не относиться к числу окон обеспечивающих единичный коэффициент передачи при использовании 50% перекрытий, то увеличение точности цифрового сигнала осуществляется в БПСКНОН 8 путем компенсации неравномерности оконной функции Наттолла. Такая компенсация позволяет увеличить защитное отношение, характеризующее уровень помех и искажений в сигнале, до 92 дБ.Then, 2K pairs of transform coefficients from the output of the
Таким образом, на выходе БПСКНОН 8 оказался сформированным ортогональный цифровой информационный сигнал x1(t), сдвинутый на 90° по отношению цифрового информационного сигнала x(t) с выхода АЦП 2. Этот ортогональный цифровой информационный сигнал x1(t) с выхода БПСКНОН 8 подается на второй вход блока формирования комплексного сигнала (БФКС) 14, на первый вход которого поступает задержанный цифровой информационный сигнал x(t) с выхода первой ЛЗ1 13. Время задержки в ЛЗ1 13 равно времени задержки цифрового сигнала после прохождения последовательно включенных БСНОФН 4, ББПФ 5, БПФКП 6, БОБПФ 7, БПСИКНОН 8. В БФКС 14 осуществляют формирование основного цифрового комплексного сигнала состоящего из основного цифрового информационного сигнала хо(t) и мнимой части этого основного цифрового информационного сигнала jx1o(t).Thus, at the output of BPSKNON 8, an orthogonal digital information signal x 1 (t) was formed, shifted by 90 ° with respect to the digital information signal x (t) from the output of
Этот основной цифровой комплексный сигнал с выхода БФКС 14 поступает на вход блока формирования зеркального сигнала (БФЗС) 12, в котором осуществляют формирование зеркального цифрового комплексного информационного сигнала когда для каждой пары коэффициентов с порядковым номером от нуля до К (порядковый номер пар коэффициентов «i» последовательно увеличивается): "i''-я пара коэффициентов взаимно меняется по значению с "2K-i"-ой парой коэффициентов (например, если на входе имеются значения Х(3)=[-5, j300], аХ(2K-3)=[75, -j12], то на выходе будут установлены значения Х(3)=[75, -j12], аХ(2K-3)=[-5, j300]). Из полученного таким образом зеркального цифрового комплексного информационного сигнала затем выделяют сигнал зеркальной амплитудной огибающей Аз(х) и сигнал зеркальной фазы ϕ3(t). При этом на первом выходе БФЗС 12 будет сформирован сигнал зеркальной фазы ϕз(t), а на втором его выходе будет сформирован сигнал зеркальной амплитудной огибающей Аз(t).This basic digital complex signal from the output of the
Кроме того, основной цифровой комплексный сигнал с выхода БФКС 14 поступает на вход второй линии задержки ЛЗ2 15, время задержки которой равна времени задержки цифрового сигнала в БФЗС 12. Затем основной цифровой комплексный сигнал с выхода ЛЗ2 15 поступает в виде основного цифрового информационного сигнала xo(t) на вход первого блока дискретно-косинусного преобразования (БДКЩ) 9, в котором над этим сигналом осуществляют первое дискретно-косинусное преобразование и формируют первые Во спектральные ДКП коэффициенты основного цифрового информационного сигнала xo(t), которые содержат искажения и помехи в виде боковых лепестков преобразования. Данные спектральные коэффициенты Во поступают с выхода БДКП1 9 на первый вход сумматора 19.In addition, the main digital complex signal from the output of
Основной цифровой комплексный сигнал с выхода ЛЗ2 15 поступает также на вход блока определения приращения фазы (БОПФ) 16, в котором из основного цифрового комплексного сигнала выделяют сигнал приращения фазы dϕ(t) за один дискретный отсчет. Этот сигнал приращения фазы dϕ(t) с выхода БОПФ 16 поступает на второй вход блока суммирования фаз (БСФ) 17, на первый вход которого поступает сигнал зеркальной фазы ϕз(t) с первого выхода БФЗС 12. Данная операция суммирования фаз в БСФ 17 связана с формулой ДКП, в которой в аргументе косинуса есть множитель (2m+1). При этом, "+1" означает сдвиг на половину дискретного отсчета. Для спектральных же ДКП коэффициентов зеркального цифрового информационного сигнала нужно добавить сдвиг еще на половину дискретного отсчета (итого на полный дискретный отсчет) так как вектор этого зеркального цифрового информационного сигнала вращается навстречу вектору основного цифрового информационного сигнала. После суммирования фаз в БСФ 17, на его выходе образуется сигнал с корректированной зеркальной фазой Basic digital complex signal from the output of
После этого сигнал с корректированной зеркальной фазой ϕкз(t) поступает на первый вход блока восстановления зеркального сигнала (БВЗС) 18, на второй вход которого подается сигнал зеркальной амплитудной огибающей Аз(t) со второго выхода БФЗС 12. В БВЗС 18 из сигнала с корректированной зеркальной фазой ϕкз(t) осуществляют формирование корректированного зеркального сигнала косинуса фазы cos ϕкз(t), который умножают на сигнал зеркальной амплитудной огибающей Аз(t) и получают на выходе БВЗС 18 корректированный зеркальный цифровой информационный сигнал хкз(t)=Аз(t) * cos ϕкз(х). Этот сигнал с выхода БВЗС 18 поступает далее на вход второго блока дискретно-косинусного преобразования (БДКП2) 10, в котором над этим сигналом осуществляют дискретно-косинусное преобразование и формируют вторые Взк спектральные ДКП коэффициенты корректированного зеркального цифрового информационного сигнала хкз(t), которые также содержат искажения и помехи в виде боковых лепестков преобразования, но имеющих противоположную фазу по отношению искажениям и помехам, содержащихся в первых Во спектральных ДКП коэффициентах основного цифрового информационного сигнала xo(t). Эти вторые Взк спектральные ДКП коэффициенты корректированного зеркального цифрового информационного сигнала с выхода БДКШ 10 поступают на второй вход сумматора 19. В сумматоре 19 первые В0 спектральные ДКП коэффициенты основного цифрового информационного сигнала складывают со вторыми Взк спектральными ДКП коэффициентами корректированного зеркального цифрового информационного сигнала, вследствие чего происходит компенсация искажений и помех в виде боковых лепестков преобразования. Эти корректированные спектральные ДКП коэффициенты основного цифрового информационного сигнала с компенсированными искажениями и помехами далее с выхода сумматора 19 поступают на вход блока индикации с дисплеем 11, в котором осуществляют цифровую индикацию спектра информационных акустических сигналов.After that, the signal with the corrected mirror phase ϕ kz (t) is fed to the first input of the mirror signal recovery unit (MSS) 18, to the second input of which the signal of the mirror amplitude envelope A s (t) is fed from the second output of the
Предлагаемый способ обеспечивает повышение точности цифрового метода измерения спектра информационных акустических сигналов за счет компенсации в спектре боковых лепестков преобразования окна и увеличения вследствие этого разрешающей способности и уменьшения осцилляции оценки амплитуды спектральных составляющих. Способ обеспечивает уменьшение длительности отрезков информационного акустического сигнала, на которых измеряется спектр за счет использования дискретно косинусного преобразования и зеркального сигнала для компенсации искажений и помех, возникающих при этом дискретно-косинусном преобразовании информационного сигнала.The proposed method provides an increase in the accuracy of the digital method for measuring the spectrum of information acoustic signals by compensating in the spectrum of the side lobes of the window transformation and thereby increasing the resolution and reducing the oscillation of the estimation of the amplitude of the spectral components. The method provides a reduction in the duration of the segments of the information acoustic signal, on which the spectrum is measured by using a discrete cosine transformation and a mirror signal to compensate for distortion and interference arising from this discrete cosine transformation of the information signal.
Особенностью предлагаемого устройства измерения спектра информационных акустических сигналов компенсацией искажений является то, что нестандартными в нем являются БУЧИД 3, БСНОФН 4, БПСКНОН 8, БФЗС 12 и БОПФ 16, которые требуют дополнительного пояснения или раскрытия. При этом блок удвоения частоты импульсов дискретизации (БУЧИД) 3, может быть выполнен в виде последовательно включенных: формирователя меандра, дифференциальной схемы, двухполупериодного выпрямителя и формирователя коротких импульсов.A feature of the proposed device for measuring the spectrum of information acoustic signals by compensating for distortions is that
Пример реализации блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла (БСНОФН) 4, показан на Фиг. 2, а временные диаграммы работы показаны на фиг. З. Данный блок содержит первую и вторую буферные памяти, схему умножения, счетчик и схему памяти. Вход (кодовый) БСНОФН 4 соединен внутри блока с первым (кодовым) входом первой буферной памяти, кодовый выход которой соединен через вторую буферную память с первым кодовым входом схемы умножения, второй (кодовый) вход которой соединен с кодовым выходом схемы памяти, а выход подключен к кодовому выходу БСНОФН 4. Второй вход БСНОФН 4 (на фиг. 1 не показан) внутри блока соединен со вторым входом первой буферной памяти и со входом счетчика, выход которого подключен к третьему входу первой буферной памяти, ко второму входу второй буферной памяти и к первому входу схемы памяти. Третий вход БСНОФН 4 (на фиг. 1 не показан) внутри блока соединен с третьим входом второй буферной памяти и со вторым входом схемы памяти.An example of the implementation of the block of segmentation and overlay of the Nuttall window function (BSNOFN) 4 is shown in Fig. 2, and timing diagrams of operation are shown in FIG. H. This block contains the first and second buffer memory, multiplication circuit, counter and memory circuit. The input (code)
Блок сегментации и наложения оконной функции Наттолла 4 (Фиг. 2) работает следующим образом. В исходном состоянии первая и вторая буферные памяти и счетчик обнулены. Схема памяти также находится в исходном состоянии, когда на ее кодовом выходе присутствует кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из К параллельных кодовых комбинаций (дискретных отсчетов) цифрового информационного сигнала в сегменте. На кодовый вход БСНОФН 4 с первого (кодового) выхода АЦП 2 (Фиг. 1) поступает цифровой информационный сигнал, который представляем как цифровой комплексный сигнал у которого действительная составляющая представлена в виде цифрового информационного сигнала x(t), а мнимая составляющая jx1(t) равна нулю. Этот сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций подается на первый (кодовый) вход первой буферной памяти (Фиг. 2). Одновременно на второй вход БСНОФН 4 со второго выхода АЦП 2 (фиг. 1) поступают импульсы частоты дискретизации (цепь на фиг. 1 не показана), которые внутри БСНОФН 4 подаются на вход счетчика и второй вход первой буферной памяти (Фиг. 2). На третий вход БСНОФН 4 с выхода блока удвоения частоты импульсов дискретизации 3 (Фиг. 1) поступают импульсы с удвоенной частотой дискретизации (цепь на Фиг. 1 не показана), которые внутри БСНОФН 4 подаются на третий вход второй буферной памяти и второй вход схемы памяти (Фиг. 2). При этом счетчик в БСНОФН 4 предназначен для подсчета количества кодовых комбинаций, равных половине длительности сегмента (полусегмента), на который затем накладывается оконная функция Натолла. Например, из цифрового сигнала, имеющего частоту дискретизации 48 кГц нужно сформировать последовательность сегментов, каждый из которых должен содержать К=960 дискретных отсчетов (кодовых комбинаций). Такой сегмент, в свою очередь, состоит из двух полусегментов, каждый из которых должен содержать К/2=480 дискретных отсчетов (кодовых комбинаций). При этом каждый дискретный отсчет представляет из себя, в нашем примере, 16-разрядную кодовую комбинацию. Тогда на длительности каждого полусегмента будет умещаться 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций. Именно после данного количества импульсов частоты дискретизации на выходе счетчика появляется короткий импульс, свидетельствующий об окончании данного полусегмента и начале следующего (Фиг. 3а,б). Импульсы с выхода счетчика подаются на третий вход первой буферной памяти, на второй вход второй буферной памяти и на первый вход схемы памяти.Block of segmentation and overlay window function Nuttall 4 (Fig. 2) works as follows. Initially, the first and second buffer memories and the counter are zeroed. The memory circuit is also in its initial state when at its code output there is a code combination corresponding to the Natall window gain for the first of the K parallel code combinations (discrete samples) of the digital information signal in the segment. The
Первая буферная память в БСНОФН 4 вмещает в себя К/2=480 кодовых комбинаций (полусегмент), а вторая буферная память состоит из двух половин и вмещает в себя К=960 кодовых комбинаций (два полусегмента по 480 кодовых комбинаций). По мере поступления параллельных кодовых комбинаций на 1 кодовый вход первой буферной памяти, они записываются в нее под действием импульсов с частотой дискретизации. Эти кодовые комбинации появляются на кодовом выходе первой буферной памяти и прикладываются к кодовому входу второй буферной памяти, но не записываются в нее. В это же время из второй буферной памяти считываются К=960 нулевых кодовых комбинаций под действием импульсов с удвоенной частотой дискретизации. Эти нулевые 16 разрядные кодовые комбинации последовательно поступают на первый кодовый вход схемы умножения. На второй кодовый вход данной схемы в это время подаются 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие коэффициентам передачи окна Натолла. После перемножения кодовых комбинаций, поданных на 1 и 2 кодовые входы схемы умножения, на ее выходе также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинации.The first buffer memory in
Т.о., в период заполнения первой буферной памяти кодовыми комбинациями, соответствующими первому полусегменту (1 п. с. на Фиг. 3а) на выходе схемы умножения осуществляется формирование первого по счету сегмента (01-00 сегм. на Фиг. 3в) из нулевых кодовых комбинаций. После заполнения 480 шестнадцатиразрядными кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется первый короткий импульс (Фиг. 3б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации из первой буферной памяти записываются в первую половину второй буферной памяти (1 п. с. на Фиг. 3а). Под действием этого же короткого импульса 480 нулевых кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти (0 п. с. на Фиг. 3а). Таким образом, из нулевого и первого полусегментов формируется первый сегмент (1 сегм. на Фиг. 3а). Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из К=960 кодовых комбинаций в первом сегменте (1 сегм. на Фиг. 3а). Следует заметить, что коэффициенты передачи окна Натолла (и соответствующие им кодовые комбинации) для первой половины сегмента (например 0 п. с. в 1 сегм. на Фиг. 3а) являются возрастающими, а для второй половины сегмента (например 1 п. с. в 1 сегм. на Фиг. 3а) являются уменьшающимися.Thus, during the period when the first buffer memory is filled with code combinations corresponding to the first half-segment ( 1 p.s. in Fig. 3a), the first segment is formed at the output of the multiplication circuit (0 1 -0 0 segm. In Fig. 3c ) from zero code combinations. After filling 480 sixteen-bit code combinations of the first buffer memory, the first short pulse appears at the counter output (Fig.3b) under the action of the leading edge of which these codewords from the first buffer memory are written into the first half of the second buffer memory (1 p.s. in Fig. 3a ). Under the action of the same short pulse, 480 zero codewords from the first half of the second buffer memory are shifted and written into the second half of this buffer memory (0 p.s. in Fig. 3a). Thus, the first segment is formed from the zero and the first half-segments (1 segment in Fig. 3a). Under the influence of the decay of the same short pulse, the first buffer memory and the memory circuit are reset to their initial state. In this case, a code combination appears at the code output of the memory circuit, corresponding to the Natall window transmission coefficient for the first of K = 960 code combinations in the first segment (1 segment in Fig. 3a). It should be noted that the Natall window gains (and their corresponding codewords) for the first half of the segment (for example, 0 pp in 1 segment in Fig. 3a) are increasing, and for the second half of the segment (for example, 1 pp. in 1 segment in Fig. 3a) are decreasing.
Параллельные кодовые комбинации, продолжающие поступать на 1 кодовый вход первой буферной памяти, записываются в данную память под действием импульсов с частотой дискретизации. В это же время под действием импульсов с удвоенной частотой дискретизации на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются нулевые кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) нулевого полусегмента первого сегмента (1 сегм. на Фиг. 3а), поэтому на кодовом выходе схемы умножения появляются только нулевые 16 разрядные кодовые комбинации. Далее начинают умножаться информационные кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) первого полусегмента первого сегмента (1 сегм. на Фиг. 3а), поэтому на кодовом выходе схемы умножения появляются перемноженные 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие исходным кодовым комбинациям, но с наложенными на них коэффициентами передачи окна Натолла.Parallel code combinations that continue to arrive at 1 code input of the first buffer memory are written into this memory under the action of pulses with a sampling frequency. At the same time, under the action of pulses with a doubled sampling rate at the third input of the second buffer memory and the second input of the memory circuit, 16-bit code combinations from their code outputs are fed to the first and second code inputs of the multiplication circuit, respectively. Zero codewords (from the second half of the second buffer memory) of the zero half-segment of the first segment (1 segment in Fig. 3a) are multiplied first, therefore only zero 16-bit codewords appear at the code output of the multiplication circuit. Next, the information code combinations (from the first half of the second buffer memory) of the first half-segment of the first segment (1 segment in Fig. 3a) begin to be multiplied, therefore multiplied 16-bit code combinations appear at the code output of the multiplication circuit, corresponding to the original code combinations, but with superimposed on them by the Natall window transmission coefficients.
Т.о. в период заполнения первой буферной памяти кодовыми комбинациями, соответствующими второму по счету полусегменту (1 п. с. на Фиг. 3а) на выходе схемы умножения осуществляется формирование второго по счету сегмента (11-02 сегм. на Фиг. 3в), состоящего из второй раз используемого нулевого полусегмента и первый раз используемого первого полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися). После заполнения следующими 480 кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется второй короткий импульс (Фиг. 3б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации записываются в первую половину второй буферной памяти. Под действием этого же короткого импульса 480 ранее записанных кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти. Таким образом, из первого и второго полусегментов формируется второй сегмент (2 сегм. на Фиг. 3а). Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из К=960 кодовых комбинаций во втором сегменте (2 сегм. на Фиг. 3а).That. during the period when the first buffer memory is filled with code combinations corresponding to the second half-segment (1 p.s. in Fig. 3a) at the output of the multiplication circuit, the second segment is formed (1 1 -0 2 segments. in Fig. 3c), consisting of from the second time used the zero half-segment and the first time used the first half-segment (in which the Natall window gains are decreasing). After filling the next 480 code combinations of the first buffer memory, a second short pulse appears at the counter output (Fig. 3b) under the action of the leading edge of which these code combinations are written into the first half of the second buffer memory. Under the action of the same short pulse, 480 previously recorded code combinations from the first half of the second buffer memory are shifted and written into the second half of this buffer memory. Thus, the second segment is formed from the first and second half-segments (2 segments in Fig. 3a). Under the influence of the decay of the same short pulse, the first buffer memory and the memory circuit are reset to their initial state. In this case, a code combination appears at the code output of the memory circuit, corresponding to the Natall window transmission coefficient for the first of K = 960 code combinations in the second segment (2 segments in Fig. 3a).
Под действием импульсов на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) первого полусегмента второго сегмента (2 сегм. на Фиг. 3а). Эти перемноженные кодовые комбинации появляются на выходе схемы умножения. Далее начинают умножаться кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) второго полусегмента второго сегмента (2 сегм. на Фиг. 3а). Эти перемноженные кодовые комбинации также появляются на выходе схемы умножения. Т.о. на выходе схемы умножения осуществляется формирование третьего по счету сегмента (21-12 сегм. на Фиг. 3в), состоящего из второй раз используемого первого полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) и первый раз используемого второго полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися).Under the action of pulses at the third input of the second buffer memory and the second input of the memory circuit, 16-bit code combinations from their code outputs are fed to the first and second code inputs of the multiplication circuit, respectively. The code combinations (from the second half of the second buffer memory) of the first half-segment of the second segment (2 segments in Fig. 3a) are multiplied first. These multiplied codewords appear at the output of the multiplication circuit. Next, the code combinations (from the first half of the second buffer memory) of the second half-segment of the second segment (2 segments in Fig. 3a) are multiplied. These multiplied codewords also appear at the output of the multiplication circuit. That. at the output of the multiplication circuit, the third segment is formed (2 1 -1 2 segm. the Natall window gains are decreasing).
Пока из второй буферной памяти осуществляется считывание 16 разрядных кодовых комбинаций, в первую буферную память записываются кодовые комбинации, соответствующие третьему полусегменту (3 п. с. на Фиг. 3а). После заполнения очередными 480 кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется третий короткий импульс (Фиг. 3б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации записываются в первую половину второй буферной памяти. Под действием этого же короткого импульса 480 ранее записанных кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти. Таким образом, из второго и третьего полусегментов формируется третий сегмент (3 сегм. на Фиг. 3а). Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из К=960 кодовых комбинаций в третьем сегменте (3 сегм. на Фиг. 3а).While 16-bit codewords are read from the second buffer memory, codewords corresponding to the third half-segment are written into the first buffer memory (3 p.s. in Fig. 3a). After filling with the next 480 code combinations of the first buffer memory, a third short pulse appears at the counter output (Fig. 3b) under the action of the leading edge of which these code combinations are written into the first half of the second buffer memory. Under the action of the same short pulse, 480 previously recorded code combinations from the first half of the second buffer memory are shifted and written into the second half of this buffer memory. Thus, the third segment is formed from the second and third half-segments (3 segments in Fig. 3a). Under the influence of the decay of the same short pulse, the first buffer memory and the memory circuit are reset to their initial state. In this case, a code combination appears at the code output of the memory circuit, corresponding to the Natall window transmission coefficient for the first of K = 960 code combinations in the third segment (3 segments in Fig. 3a).
Под действием импульсов на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) второго полусегмента третьего сегмента (3 сегм. на Фиг. 3а). Эти перемноженные кодовые комбинации появляются на выходе схемы умножения. Далее начинают умножаться кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) третьего полусегмента третьего сегмента (3 сегм. на Фиг. 3а). Эти перемноженные кодовые комбинации также появляются на выходе схемы умножения. Т.о. на выходе схемы умножения осуществляется формирование четвертого по счету сегмента (31-22 сегм. на Фиг. 3в), состоящего из второй раз используемого второго полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) и первый раз используемого третьего полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися).Under the action of pulses at the third input of the second buffer memory and the second input of the memory circuit, 16-bit code combinations from their code outputs are fed to the first and second code inputs of the multiplication circuit, respectively. The code combinations (from the second half of the second buffer memory) of the second half-segment of the third segment (3 segments in Fig. 3a) are multiplied first. These multiplied codewords appear at the output of the multiplication circuit. Next, the code combinations (from the first half of the second buffer memory) of the third half-segment of the third segment (3 segments in Fig. 3a) are multiplied. These multiplied codewords also appear at the output of the multiplication circuit. That. at the output of the multiplication circuit, the fourth segment (3 1 -2 2 segments in Fig. 3c) is formed, consisting of the second half-segment used a second time (in which the Natall window gains are increasing) and the third half-segment used for the first time (in which the Natall window gains are decreasing).
Далее работа БСНОФН 4 происходит аналогичным образом. Таким образом, сформированная в БСНОФН 4 последовательность сегментов цифрового сигнала из К параллельных кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте (или из К/2 кодовых комбинаций в полусегменте) преобразуется (благодаря удвоенной частоте дискретизации) в последовательность сегментов цифрового сигнала из 2К параллельных кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте с наложенной на них оконной функцией Наттолла.Further, the work of
Пример реализации блока перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла (БПСКНОН) 8, показан на Фиг. 4, а временные диаграммы работы показаны на фиг. 5. Данный блок содержит: первую, вторую, третью и четвертую буферные памяти (БП), сумматор, схему памяти (СП), схему умножения (СУ), счетчик, триггер, формирователь, элемент задержки (ЭЗ). Первый (кодовый) вход первой буферной памяти (БП1) соединен с (кодовым) входом БПСКНОН 8, а его кодовый выход - с первым (кодовым) входом второй буферной памяти (БП2) и с первым (кодовым) входом третьей буферной памяти (БП3). Второй вход БП1 подключен к выходу элемента задержки ЭЗ, а третий вход БП1 соединен со вторым входом БПСКНОН 8 (на фиг. 1 не показан), к которому также подключен вход счетчика, выход которого соединен со входом триггера, входом ЭЗ и со вторым входом БП2, кодовый выход которой соединен с первым (кодовым) входом БП4. Третий вход БПСКНОН 8 (на фиг. 1 не показан) соединен со вторым входом схемы памяти (СП), вторым входом БП3 и вторым входом БП4. Выход триггера подключен ко входу формирователя, выход которого соединен с первым входом СП, с третьим входом БП3 и с третьим входом БП4. Кодовые выходы БП3 и БП4 соединены, соответственно, с первым и вторым кодовыми входами сумматора, кодовый выход которого соединен с первым кодовым входом схемы умножения (СУ), второй кодовый вход которой подключен к кодовому выходу СП, а кодовый выход СУ соединен с кодовым выходом БПСКНОН 8.An example of the implementation of the block overlapping segments and compensation of unevenness of the Nuttall window (BPSKNON) 8 is shown in Fig. 4, and timing diagrams of operation are shown in FIG. 5. This block contains: the first, second, third and fourth buffer memories (BP), adder, memory circuit (SP), multiplication circuit (MS), counter, trigger, shaper, delay element (EZ). The first (code) input of the first buffer memory (BP 1 ) is connected to the (code) input of BPSKNON 8, and its code output is connected to the first (code) input of the second buffer memory (BP 2 ) and to the first (code) input of the third buffer memory ( BP 3 ). The second input of the power supply unit 1 is connected to the output of the delay element EZ, and the third input of the power supply unit 1 is connected to the second input of BPSKNON 8 (not shown in Fig. 1), to which the input of the counter is also connected, the output of which is connected to the input of the trigger, the input of the EZ and to the second the input of the power supply unit 2 , the code output of which is connected to the first (code) input of the power supply unit 4 . The third input BPSKNON 8 (not shown in Fig. 1) is connected to the second input of the memory circuit (SP), the second input BP 3 and the second input BP 4 . The trigger output is connected to the input of the shaper, the output of which is connected to the first input of the joint venture, to the third input of the power supply unit 3 and to the third input of the power supply unit 4 . Code outputs BP 3 and BP 4 are connected, respectively, with the first and second code inputs of the adder, the code output of which is connected to the first code input of the multiplication circuit (MS), the second code input of which is connected to the code output of the SP, and the code output of the CS is connected to the code output BPSKNON 8.
БПСКНОН 8 (Фиг. 4) работает следующим образом. В исходном состоянии БШ, БШ, БП3, БП1, счетчик, а также триггер обнулены. СП также находится в исходном состоянии, когда на ее кодовом выходе присутствует кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой из К кодовых комбинаций в первом сегменте. На (кодовый) вход БПСКНОН 8 (Фиг. 4) и далее на первый (кодовый) вход БП1 поступают параллельные кодовые комбинации ортогонального цифрового сигнала с кодового выхода БОБПФ 7 (Фиг. 1). Одновременно на второй вход БПСКНОН 8 (на фиг. 1 не показан) поступают импульсы с удвоенной частотой дискретизации с выхода БУЧИД 3 (цепь на Фиг. 1 не показана), которые далее подаются на третий вход БП1 (Фиг. 4). Под действием данных импульсов кодовые комбинации, поступающие на вход БП1, записываются в нее и появляются на кодовом выходе БП1. Эти кодовые комбинации прикладываются к первым (кодовым) входам БП2 и БП3, но не записываются в них.BPSKNON 8 (Fig. 4) works as follows. In the initial state, BSh, BSh, BP 3 , BP 1 , the counter, as well as the trigger are reset. The SP is also in the initial state when at its code output there is a codeword corresponding to the gain to compensate for the unevenness of the Nuttall window function for the first of the K codewords in the first slot. Parallel code combinations of an orthogonal digital signal from the code output of BOBFT 7 (Fig. 1) are fed to the (code) input of BPSKNON 8 (Fig. 4) and further to the first (code) input of the BP 1. At the same time, pulses with a double sampling rate from the output of BUCHID 3 (the circuit is not shown in Fig. 1) are fed to the second input BPSKNON 8 (not shown in Fig. 1), which are then fed to the third input of the BP 1 (Fig. 4). Under the influence of these pulses, the code combinations arriving at the input of BP 1 are written into it and appear at the code output of BP 1 . These code combinations are applied to the first (code) inputs BP 2 and BP 3 , but are not recorded in them.
Одновременно счетчик начинает подсчет импульсов с удвоенной частотой дискретизации. Данный счетчик предназначен для подсчета количества кодовых комбинаций, равных половине длительности сегмента (полусегмента). Например, из цифрового сигнала, имеющего удвоенную частоту дискретизации нужно сформировать последовательность полусегментов, каждый из которых должен содержать К/2=480 дискретных отсчетов (кодовых комбинаций). При этом каждый дискретный отсчет представляет из себя 16 разрядную кодовую комбинацию. Тогда на длительности каждого полусегмента будет умещаться 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций. Именно после данного количества импульсов с удвоенной частотой дискретизации на выходе счетчика появляется короткий импульс, свидетельствующий об окончании данного полусегмента и начале следующего (Фиг. 5а,б). БП1, БП2, БП3, БП4 в нашем примере, вмещают в себя каждый по 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций (т.е. каждый -по полусегменту), Кодовые комбинации с кодовых выходов сумматора, СУ и СП также являются 16 разрядными. БПСКНОН 8 предназначен для формирования сегментов ортогонального цифрового сигнала из К кодовых комбинаций в каждом сегменте и сложение с 50% перекрытием каждого сегмента с предыдущим ему сегментом. С целью избежания разрывов в последовательности цифрового сигнала, формирующегося после перекрытия сегментов, необходимо, чтобы запись кодовых комбинаций в БП1 производилась с удвоенной частотой дискретизации, а считывание кодовых комбинаций из БП3 и БП1 производилась с частотой дискретизации.At the same time, the counter starts counting pulses at twice the sampling rate. This counter is designed to count the number of code combinations equal to half the duration of a segment (half segment). For example, from a digital signal having a doubled sampling rate, it is necessary to form a sequence of half-segments, each of which should contain K / 2 = 480 discrete samples (code combinations). In this case, each discrete sample is a 16-bit code combination. Then 480 sixteen-bit code combinations will fit in the duration of each half-segment. It is after a given number of pulses with a doubled sampling rate that a short pulse appears at the output of the counter, indicating the end of this half-segment and the beginning of the next one (Fig. 5a, b). BP 1 , BP 2 , BP 3 , BP 4 in our example, each contain 480 sixteen-bit code combinations (i.e., each in a half-segment), Code combinations from the code outputs of the adder, SU and SP are also 16-bit. BPSKNON 8 is intended for the formation of segments of an orthogonal digital signal from K code combinations in each segment and addition with 50% overlap of each segment with the previous segment. In order to avoid discontinuities in the sequence of the digital signal formed after overlapping the segments, it is necessary that the code combinations are written to the BP 1 with a double sampling rate, and the code combinations from the BP 3 and BP 1 are read with the sampling frequency.
Одновременно с записью кодовых комбинаций в БП1, из БП3 и БП4 происходит считывание нулевых кодовых комбинаций под действием импульсов на их вторых входах. Эти нулевые 16 разрядные кодовые комбинации поступают на первый и второй кодовые входы сумматора, на выходе которого также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинации, которые подаются на первый кодовый вход СУ. На второй кодовый вход данной схемы с кодового выхода СП в это время подаются 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие коэффициентам передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла. После перемножения кодовых комбинаций, поданных на 1 и 2 кодовые входы СУ, на ее кодовом выходе также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинации. Т.о. в период заполнения БП1 кодовыми комбинациями, соответствующими первому полусегменту (00 п.с. на Фиг. 5а) на кодовом выходе СУ осуществляется формирование полусегмента (0н на Фиг. 5г) из нулевых кодовых комбинаций. После заполнения 480 шестнадцатиразрядными нулевыми кодовыми комбинациями БП1, соответствующими 00 - полусегменту (Фиг. 5а), на выходе счетчика появляется первый короткий импульс (Фиг. 5б) от которого срабатывает триггер, а на выходе формирователя появляется короткий импульс.Simultaneously with the writing of the code combinations to the BP 1 , from the BP 3 and the BP 4 , zero code combinations are read under the action of pulses at their second inputs. These zero 16-bit codewords are fed to the first and second code inputs of the adder, the output of which will also be zero 16-bit codewords, which are fed to the first code input of the SD. At this time, 16-bit code combinations are supplied to the second code input of this circuit from the code output of the SP, which correspond to the transmission coefficients to compensate for the unevenness of the Nuttall window function. After multiplying the code combinations fed to 1 and 2 code inputs of the control system, its code output will also have zero 16-bit code combinations. That. during the filling of BP 1 with code combinations corresponding to the first half-segment (0 0 p.s. in Fig. 5a) at the code output of the control system, a half-segment (0 n in Fig. 5d) is formed from zero code combinations. After filling 480 with sixteen-bit zero code combinations BP 1 , corresponding to 0 0 - half-segment (Fig. 5a), the first short pulse appears at the output of the counter (Fig. 5b) from which a trigger is triggered, and a short pulse appears at the output of the shaper.
Под действием переднего фронта импульса с выхода формирователя, поступающего на третьи входы БП3 и БП4, нулевые кодовые комбинации, соответствующие 00-полусегменту, с выхода БП1 записываются в БП3, а в БП4, записываются тоже нулевые кодовые комбинации, которые присутствовали в БП2. Таким образом, из 0 и 00 полусегментов (Фиг. 5а) формируется первый сегмент (1 сегм. на Фиг. 5а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса с выхода формирователя осуществляется установка СП в исходное состояние, когда на ее кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в сегменте. После этого под действием спада импульса с выхода счетчика, поступающего на второй вход БП2, кодовые комбинации с кодового выхода БП1, соответствующие 00-полусегменту записываются в БП2 и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием этого же короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП1 обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 01-полусегменту (Фиг. 5а).Under the action of the leading edge of the pulse from the output of the shaper arriving at the third inputs of BP 3 and BP 4 , zero code combinations corresponding to the 0 0 half-segment from the output of BP 1 are written into BP 3 , and in BP 4 , zero code combinations are also written, which were present at BP 2 . Thus, from 0 and 0 0 half-segments (Fig. 5a) the first segment is formed (1 segment in Fig. 5a - below). At the same time, under the action of the same short pulse from the output of the shaper, the SP is set to its initial state, when a code combination appears at its code output, corresponding to the transmission coefficient to compensate for the unevenness of the Nuttall window function for the first codeword in the segment. After that, under the influence of the decay of the pulse from the output of the counter arriving at the second input of the power supply unit 2 , the code combinations from the code output of the power supply unit 1 corresponding to the 0 0 half-segment are written into the power supply unit 2 and appear at its code output. In addition, under the action of the same short pulse delayed in the EZ, the BP 1 is reset to zero and starts writing the code combinations corresponding to the next 0 1 half-segment (Fig. 5a).
Под действием импульсов с частотой дискретизации на вторых входах БП3 и БП4, 16 разрядные нулевые кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. Далее нулевые кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (00 п. с. +0 п. с. на Фиг. 5а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которой поступают кодовые комбинации с выхода СП. Т.о. на выходе СУ осуществляется формирование первого сегмента ортогонального цифрового сигнала (00+0 сегм. на Фиг. 5в). Пока из БП3 и БП4 осуществляется замедленное в 2 раза (по сравнению со скоростью записи в БП1) считывание 16 разрядных кодовых комбинаций, в БП1 записываются кодовые комбинации, соответствующие 01 полусегменту. После заполнения 480 нулевыми кодовыми комбинациями БП1 на выходе счетчика появляется второй короткий импульс (Фиг. 5б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «логический 0» («лог.0»), от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП3 и БП4 параллельных кодовых комбинаций из БП1 и БП2 не происходит. В это время из БП3 и БП4 продолжается считывание, сложение и умножение нулевых кодовых комбинаций, соответствующих 00 и 0 полусегментам и формируется 00-0 сегмент (Фиг. 5в). Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП1, соответствующие 01-полусегменту записываются в БП2 и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП1 обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 02-полусегменту (Фиг. 5а).Under the influence of pulses with a sampling rate at the second inputs of the BP 3 and BP 4 , 16-bit zero code combinations from their code outputs are fed to the first and second code inputs of the adder, respectively. Further, zero codewords from the code output of the adder (0 0 p. S. +0 p. S. In Fig. 5a) are fed to the first code input of the CS, the second code input of which receives the code combinations from the output of the SP. That. at the output of the control system, the first segment of the orthogonal digital signal is formed (0 0 + 0 segm. in Fig. 5c). While reading of 16-bit code combinations is carried out from BP 3 and BP 4 slowed by 2 times (compared to the write speed in BP 1 ), code combinations corresponding to 0 1 half-segment are written to BP 1. After filling 480 with zero code combinations of the power supply unit 1 , a second short pulse appears at the output of the counter (Fig. 5b) under the action of which the trigger is triggered and at its output a "logical 0"("log.0") appears, from which no signal, and hence the recording in BP 3 and BP 4 of parallel code combinations from BP 1 and BP 2 does not occur. At this time, reading, addition and multiplication of zero code combinations corresponding to 0 0 and 0 half-segments continues from BP 3 and BP 4 , and 0 0 -0 segment is formed (Fig. 5c). Under the influence of the decay of the pulse from the counter output, the code combinations from the code output of the BP 1 corresponding to the 0 1 half-segment are written into the BP 2 and appear at its code output. In addition, under the action of a short pulse delayed in the EZ, the BP 1 is reset to zero and starts writing the code combinations corresponding to the next 0 2 half-segment (Fig. 5a).
После заполнения нулевыми кодовыми комбинациями БП1 (02 п. с. на Фиг. 5а) на выходе счетчика появляется третий короткий импульс (Фиг. 5б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «логическая 1» («лог. 1»), от которого на выходе формирователя появляется второй короткий импульс (Фиг. 5в). Под действием переднего фронта импульса с выхода формирователя нулевые кодовые комбинации, соответствующие 02 полусегменту, с выхода БП1 записываются в БП3, а в БП4, записываются тоже нулевые кодовые комбинации, соответствующие 01 и которые присутствовали в БП2. Таким образом, из 02 и 01 полусегментов формируется второй сегмент ортогонального цифрового сигнала (2 сегм. на Фиг. 5а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса с выхода формирователя осуществляется установка СП в исходное состояние, когда на ее кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в сегменте. После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП1, соответствующие 02-полусегменту записываются в БП2 и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП1 обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему h-полусегменту (Фиг. 5а).After filling with zero code combinations BP 1 (0 2 p.s. in Fig. 5a), a third short pulse appears at the output of the counter (Fig. 5b) under the action of which the trigger is triggered and a "logical 1"("log. 1 "), From which a second short pulse appears at the output of the shaper (Fig. 5c). Under the action of the leading edge of the pulse from the output of the shaper, zero code combinations corresponding to the 0 2 half-segment, from the output of BP 1, are written to BP 3 , and in BP 4 , zero code combinations are also written corresponding to 0 1 and which were present in BP 2 . Thus, from 0 2 and 0 1 half-segments, the second segment of the orthogonal digital signal is formed (2 segments in Fig. 5a - at the bottom). At the same time, under the action of the same short pulse from the output of the shaper, the SP is set to its initial state, when a code combination appears at its code output, corresponding to the transmission coefficient to compensate for the unevenness of the Nuttall window function for the first codeword in the segment. After that, under the influence of the decay of the pulse from the counter output, the code combinations from the code output of the BP 1 corresponding to the 0 2 half-segment are written into the BP 2 and appear at its code output. In addition, under the action of a short pulse delayed in the EZ, BP 1 is reset to zero and starts writing code combinations corresponding to the next h-half-segment (Fig. 5a).
Под действием импульсов дискретизации на вторых входах БП3 и БП4, 16 разрядные нулевые кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. Далее нулевые кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (02 п. с. +01 п. с. на Фиг. 5а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. На кодовом выхода БУ появляются нулевые 16 разрядные кодовые комбинации. Т.о. на выходе БУ осуществляется формирование второго сегмента ортогонального цифрового сигнала (02+01 сегм. на Фиг. 5г). Пока из БП3 и БП4 осуществляется считывание 16 разрядных кодовых комбинаций (02 п. с. и 01 п. с. на Фиг. 5а), в БП1 записываются кодовые комбинации, соответствующие h полусегменту (11 п. с. на Фиг. 5а). После заполнения кодовыми комбинациями БП1 (11 п. с на Фиг. 5а), на выходе счетчика появляется четвертый короткий импульс (Фиг. 5б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог. 0», от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП3 и БП4 кодовых комбинаций из БП1 и БП2 не происходит. В это время из БП3 и БП4 продолжается считывание, сложение и умножение нулевых кодовых комбинаций, соответствующих 02 и 01 полусегментам и формируется 02-01 сегмент (Фиг. 5г).Under the action of sampling pulses at the second inputs of BP 3 and BP 4 , 16-bit zero code combinations from their code outputs are fed to the first and second code inputs of the adder, respectively. Further, zero codewords from the code output of the adder (0 2 p.s. +0 1 p.s. in Fig. 5a) are fed to the first code input of the CS, to the second code input of which the code combinations are received from the output of the DT. At the code output of the CU, zero 16-bit code combinations appear. That. at the output of the control unit, the second segment of the orthogonal digital signal is formed (0 2 + 0 1 segm. in Fig. 5d). While from PD 3 and PD 4 reads 16-bit codewords (0 2 n. S. And 0 1 n. S. FIG. 5a), in the BS 1 is recorded codewords corresponding to h half portion (1 1 n. S. in Fig.5a). After filling with code combinations BP 1 (1 1 p. S in Fig. 5a), a fourth short pulse appears at the output of the counter (Fig. 5b) under the action of which the trigger is triggered and at its output “log. 0 ", from which no signal arises at the output of the shaper, which means that no code combinations from BP 1 and BP 2 are written to BP 3 and BP 4. At this time, reading, addition and multiplication of zero code combinations corresponding to 0 2 and 0 1 half-segments continues from BP 3 and BP 4 , and 0 2 -0 1 segment is formed (Fig. 5d).
Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП1, соответствующие 11 полусегменту записываются в БП2 и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП1 обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 12-полусегменту (Фиг. 5а). После заполнения кодовыми комбинациями БП1 (12 п. с. и на Фиг. 5а) на выходе счетчика появляется пятый короткий импульс (Фиг. 5б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог. 1», от которого на выходе формирователя появляется третий короткий импульс (Фиг. 5в). Под действием данного импульса кодовые комбинации с кодовых выходов БП1 и БП2. записываются, соответственно, в БП3 и БП4. Таким образом, из 12 и 11 полусегментов формируется третий сегмент ортогонального цифрового сигнала (3 сегм. на Фиг. 5а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса осуществляется установка блока памяти в исходное состояние, когда на его кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в третьем сегменте.Under the influence of the decay of the pulse from the counter output, the code combinations from the code output BP 1 , corresponding to 1 1 half-segment are written into the BP 2 and appear at its code output. In addition, under the action of a short pulse delayed in the EZ, the BP 1 is reset to zero and starts writing the code combinations corresponding to the next 1 2 half-segment (Fig. 5a). After filling with code combinations BP 1 (1 2 p. S. And in Fig. 5a), a fifth short pulse appears at the output of the counter (Fig. 5b), under the action of which the trigger is triggered and at its output “log. 1 ", from which a third short pulse appears at the output of the shaper (Fig. 5c). Under the action of this impulse, code combinations from the code outputs BP 1 and BP 2 . are recorded, respectively, in BP 3 and BP 4 . Thus, from 1 2 and 1 1 half-segments, the third segment of the orthogonal digital signal is formed (3 segments in Fig. 5a - below). At the same time, under the action of the same short pulse, the memory block is reset to its initial state, when a code combination appears at its code output, corresponding to the transmission coefficient to compensate for the unevenness of the Nuttall window function for the first codeword in the third segment.
После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП1, соответствующие 12-полусегменту записываются в БП2 и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП1 обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 21-полусегменту (Фиг. 5а). Под действием импульсов с частотой дискретизации на вторых входах БП3 и БП4, 16 разрядные информационные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. При суммировании происходит сложение кодовых комбинаций, входящих в 12 полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) с теми же кодовыми комбинациями, входящими в 11 полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися), поэтому на выходе сумматора коэффициенты передачи окна Натолла выравниваются (становятся близкими к 1), хотя и остается некоторая неравномерность.After that, under the influence of the decay of the pulse from the counter output, the code combinations from the code output of the BP 1 corresponding to the 1 2 half-segment are written into the BP 2 and appear at its code output. In addition, under the action of a short pulse delayed in the EZ, the BP 1 is reset to zero and starts writing the code combinations corresponding to the next 2 1 half-segment (Fig. 5a). Under the action of pulses with a sampling rate at the second inputs of the BP 3 and BP 4 , 16-bit information code combinations from their code outputs are fed to the first and second code inputs of the adder, respectively. During the summation, the code combinations included in the 1 2 half-segment (in which the transmission coefficients of the Natall window are increasing) are added with the same code combinations included in the 1 1 half-segment (in which the transmission coefficients of the Natall window are decreasing), therefore, at the output of the adder, the transmission coefficients Nutall windows flatten out (close to 1), although some unevenness remains.
Далее после суммирования кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (12 п. с. +11 п. с. на Фиг. 5а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. После перемножения кодовых комбинаций оказывается скомпенсированной неравномерность оконной функции Наттолла. Если сравнить (11-02) сегмент и (21-12) сегмент (вверху Фиг. 5а) на входе БПСКНОН 8 с 3 сегментом (3 сегм. на Фиг. 5а или 12+11 сегм. на Фиг. 5г) на выходе сумматора, то видно, что имеет место сложение с 50% перекрытием сегмента с предыдущим ему сегментом. На кодовый выход БУ поступают 16 разрядные кодовые комбинации с компенсированной неравномерностью оконной функции Наттолла. Т.о. на выходе БУ осуществляется формирование третьего сегмента ортогонального цифрового сигнала (12+11 сегм. на Фиг. 5 г). Пока из БП3 и БП4 осуществляется считывание 16 разрядных кодовых комбинаций (12 п. с. и 11 п. с. на Фиг. 5а), в БП1 записываются кодовые комбинации, соответствующие 21 полусегменту (21 п. с. на Фиг. 5а). После заполнения кодовыми комбинациями (21 п. с на Фиг. 5а) БП1 на выходе счетчика появляется шестой короткий импульс (Фиг. 5б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.0», от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП3 и БП4 параллельных кодовых комбинаций с кодовых выходов БП1 и БП2 не происходит.Further, after summation, the code combinations from the code output of the adder (1 2 p. +1 1 p. S. In Fig. 5a) are fed to the first code input of the CS, the second code input of which receives the code combinations from the output of the SP. After multiplying the code combinations, the Nuttall window function non-uniformity is compensated. If we compare (1 1 -0 2 ) segment and (2 1 -1 2 ) segment (at the top of Fig. 5a) at the input of BPSKNON 8 with 3 segments (3 segments in Fig. 5a or 1 2 +1 1 segments in Fig. 5d) at the output of the adder, it can be seen that there is an addition with 50% overlap of the segment with the previous segment. 16-bit code combinations with compensated non-uniformity of the Nuttall window function are fed to the code output of the CU. That. at the output of the control unit, the third segment of the orthogonal digital signal is formed (1 2 +1 1 segment in Fig. 5 d). While from PD 3 and PD 4 reads 16-bit codewords (1 2 n. S., 1 1 n. S. FIG. 5a), in the BS 1 is recorded codewords corresponding 2 one half portion (2 1 n. C . in Fig. 5a). After filling with code combinations (2 1 p. C in Fig. 5a) of the PSU 1 , the sixth short pulse appears at the output of the counter (Fig. 5b) under the action of which the trigger is triggered and "log.0" appears at its output, from which at the output of the shaper there is no signal, and therefore no parallel code combinations are written to BP 3 and BP 4 from the code outputs of BP 1 and BP 2 .
В это время из БП3 и БП4 продолжается считывание, сложение и умножение кодовых комбинаций, соответствующих 12 и 11 полусегментам и формируется 12-11 сегмент (Фиг. 5 г). Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП1, соответствующие 21 полусегменту, записываются в БП2 и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП1 обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 22-полусегменту (Фиг. 5а). После заполнения БП1 кодовыми комбинациями, соответствующими 22-полусегменту (22 п. с. на Фиг. 5а) на выходе счетчика появляется седьмой короткий импульс (Фиг. 5б), под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.1», от которого на выходе формирователя появляется четвертый короткий импульс (Фиг. 5в). Под действием данного импульса кодовые комбинации с кодовых выходов БП1 и БП2 записываются в БП3 и БП4. Таким образом, из 22 и 21 полусегментов формируется четвертый сегмент (4 сегм. на Фиг. 5а внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса осуществляется установка блока памяти в исходное состояние, когда на его кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в четвертом сегменте.At this time, reading, addition and multiplication of code combinations corresponding to 1 2 and 1 1 half-segments continues from BP 3 and BP 4 , and 1 2 -1 1 segment is formed (Fig. 5 d). Under the influence of the decay of the pulse from the counter output, the code combinations from the code output of the BP 1 , corresponding to the 2 1 half-segment, are written to the BP 2 and appear at its code output. In addition, under the action of a short pulse delayed in the EZ, the BP 1 is reset to zero and starts recording the code combinations corresponding to the next 2 2 half-segment (Fig. 5a). After filling PD 1 codewords corresponding -polusegmentu February 2 (2 2n. S. FIG. 5a) at the output of the seventh counter appear shorter pulse (FIG. 5b), which is triggered by the action of a trigger and its output appears on the "log. 1 ", from which a fourth short pulse appears at the output of the shaper (Fig. 5c). Under the action of this pulse, the code combinations from the code outputs BP 1 and BP 2 are written into BP 3 and BP 4 . Thus, from 2 2 and 2 1 half-segments, the fourth segment is formed (4 segments in Fig. 5a below). At the same time, under the action of the same short pulse, the memory block is reset to its initial state, when a code combination appears at its code output, corresponding to the transmission coefficient to compensate for the unevenness of the Nuttall window function for the first codeword in the fourth segment.
После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП1, соответствующие 22-полусегменту записываются в БП2 и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП1 обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 31-полусегменту (Фиг. 5а). Под действием импульсов дискретизации на вторых входах БП3 и БП4, 16 разрядные информационные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. При суммировании происходит сложение кодовых комбинаций, входящих в 22 полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) с теми же кодовыми комбинациями, входящими в 21 полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися), поэтому на выходе сумматора коэффициенты передачи окна Натолла выравниваются (становятся близкими к 1), хотя и остается некоторая неравномерность.After that, under the influence of the decay of the pulse from the counter output, the code combinations from the code output BP 1 corresponding to the 2 2 half-segment are written into the BP 2 and appear at its code output. In addition, under the action of a short pulse delayed in the EZ, the BP 1 is reset to zero and starts writing the code combinations corresponding to the next 3 1 half-segment (Fig. 5a). Under the action of sampling pulses at the second inputs of BP 3 and BP 4 , 16-bit information code combinations from their code outputs are fed to the first and second code inputs of the adder, respectively. When summing, the code combinations included in the 2 2 half-segment are added (in which the Natall window transmission coefficients are increasing) with the same code combinations included in the 2 1 half-segment (in which the Natall window transmission coefficients are decreasing), therefore, at the output of the adder, the transmission coefficients Nutall windows flatten out (close to 1), although some unevenness remains.
Далее после суммирования кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (22 п. с. +21 п. с. на Фиг. 5а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. После перемножения кодовых комбинаций оказывается скомпенсированной неравномерность оконной функции Наттолла. Если сравнить (21-12) сегмент и (31-22) сегмент (вверху Фиг. 5а) на входе БПСКНОН 8 с 4 сегментом (4 сегм. на Фиг. 5а внизу или 22+21 сегм. на Фиг. 5 г) на выходе сумматора, то видно, что имеет место сложение с 50% перекрытием сегмента с предыдущим ему сегментом. На кодовый выход БУ поступают 16 разрядные кодовые комбинации с компенсированной неравномерностью оконной функции Наттолла. Т.о. на выходе БУ осуществляется формирование четвертого сегмента ортогонального цифрового сигнала (22+21 сегм. на Фиг. 5 г).Further, after summation, the code combinations from the code output of the adder (2 2 p. +2 1 p. S. In Fig. 5a) are fed to the first code input of the CS, the second code input of which receives the code combinations from the output of the SP. After multiplying the code combinations, the Nuttall window function non-uniformity is compensated. If we compare (2 1 -1 2 ) segment and (3 1 -2 2 ) segment (above Fig. 5a) at the input of BPSKNON 8 with 4 segments (4 segments in Fig. 5a below or 2 2 +2 1 segments on Fig. 5 d) at the output of the adder, it can be seen that there is an addition with 50% overlap of the segment with the previous segment. 16-bit code combinations with compensated non-uniformity of the Nuttall window function are fed to the code output of the CU. That. at the output of the control unit, the fourth segment of the orthogonal digital signal is formed (2 2 +2 1 segment in Fig. 5 d).
Далее работа БПСКНОН 8 происходит аналогичным образом. Таким образом на выходе БПСКНОН 8 оказался сформированным ортогональный цифровой информационный сигнал x1(t), сдвинутый на 90° по отношению цифрового информационного сигнала x(t).Further, the work of BPSKNON 8 proceeds in a similar way. Thus, at the output of BPSKNON 8, an orthogonal digital information signal x 1 (t) was generated, shifted by 90 ° with respect to the digital information signal x (t).
Пример реализации блока формирования зеркального сигнала (БФЗС) 12, показан на Фиг. 6. Данный блок содержит последовательно соединенные: схему сегментации и наложения оконной функции Наттолла (ССНОФН), схему быстрого преобразования Фурье (СБПФ), схему формирования зеркальных спектральных коэффициентов (СФЗСК), схему обратного быстрого преобразования Фурье (СОБПФ), схему перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла (СПСКНОН), схему выделения огибающей и фазы (СВОФ). При этом ССНОФН, СБПФ, СОБПФ и СПСКНОН аналогичны, соответственно, БСНОФН 4, ББПФ 5, БОБПФ 7, БПСКНОН 8. Вход (кодовый) БФЗС 12 соединен с выходом БФКС 14 (фиг. 1), а внутри БФЗС 12 (Фиг. 6) его вход соединен со входом ССНОФ. Причем первый выход СВОФ является первым выходом БФЗС 12, а второй выход СВОФ является вторым выходом БФЗС 12.An example of an implementation of a mirror signal forming unit (BFZS) 12 is shown in FIG. 6. This block contains serially connected: a Nuttall window function segmentation and overlay scheme (SSNOFN), a fast Fourier transform (FFT) scheme, a mirror spectral coefficients formation scheme (FFTS), an inverse fast Fourier transform (FFFT) scheme, a segment overlap and compensation scheme Nuttall window unevenness (SPSCNON), envelope and phase extraction scheme (SWOF). In this case, SSNOFN, SBPF, SOBPF and SPSKNON are similar, respectively,
БФЗС 12 работает следующим образом. Основной цифровой комплексный сигнал с выхода БФКС 14 (фиг. 1) в виде параллельных кодовых комбинаций поступает на вход БФЗС 12, а внутри БФЗС 12 (Фиг. 6) этот сигнал поступает на вход ССНОФН. В ССНОФН осуществляется формирование последовательности сегментов основного цифрового комплексного сигнала из К параллельных кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте, которые преобразуются в последовательность сегментов основного цифрового комплексного сигнала из 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте, после чего осуществляют наложение оконной функции Наттолла на каждый сегмент и получают последовательность сегментов основного цифрового комплексного сигнала из 2К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте. Затем основной цифровой комплексный сигнал с выхода ССНОФН поступает на вход СБПФ, где осуществляется 2К точечное прямое быстрое преобразование Фурье 2К кодовых комбинаций основного цифрового комплексного сигнала и формируется 2К пар спектральных коэффициентов преобразования, соответствующих представлению каждого сегмента основного цифрового комплексного сигнала в спектральной области. После этого 2К пар спектральных коэффициентов преобразования с выхода СБПФ подаются на вход СФЗСК, в котором осуществляется в каждом сегменте в цифровом виде формирование 2К пар зеркальных спектральных коэффициентов преобразования, когда для каждой пары коэффициентов с порядковым номером от нуля до К (порядковый номер пар коэффициентов «i» последовательно увеличивается): "i''-я пара коэффициентов взаимно меняется по значению с "2К -i"-ой парой коэффициентов (например, если на входе имеются значения Х(3)=[-5, j300], а Х(2K-3)=[75, -j12], то на выходе будут установлены значения Х(3)=[75, -j12], аХ(2K-3)=[-5,j300]). Это соответствует формированию зеркальных спектральных составляющих во временной области в исходном аналоговом сигнале.
Затем 2К пар зеркальных спектральных коэффициентов преобразования с выхода СФЗСК поступают на вход СОБПФ, где осуществляется преобразование из 2К пар зеркальных спектральных коэффициентов в каждом сегменте в 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте зеркального цифрового комплексного информационного сигнала. Кодовые комбинации с выхода СОБПФ подаются далее на вход СПСКНОН. В СПСКНОН с целью более качественного восстановления зеркального сигнала в случае использования окна Наттолла осуществляется сложение с 50% перекрытием каждого сегмента цифрового зеркального сигнала с предыдущим ему сегментом, задержанным на длительность, равную половине длительности сегмента. Таким образом, получаем зеркальный цифровой комплексный информационный сигнал, состоящий из К кодовых комбинаций в каждом сегменте. Поскольку окно Наттолла не относиться к числу окон обеспечивающих единичный коэффициент передачи при использовании 50% перекрытий, то увеличение точности зеркального цифрового комплексного сигнала осуществляется в СПСКНОН путем компенсации неравномерности оконной функции Наттолла. Такая компенсация позволяет увеличить защитное отношение, характеризующее уровень помех и искажений в сигнале, до 92 дБ.Then, 2K pairs of mirror spectral transform coefficients from the output of the SFZSK are fed to the SOBPF input, where the conversion is carried out from 2K pairs of mirror spectral coefficients in each segment to 2K code combinations in each segment of the mirror digital complex information signal. Code combinations from the SOBPF output are fed further to the SPSKNON input. In SPSCNON, in order to better restore the mirror signal in the case of using the Nuttall window, the addition with 50% overlap of each segment of the digital mirror signal with its previous segment, delayed by a duration equal to half the duration of the segment. Thus, we obtain a mirror digital complex information signal consisting of K code combinations in each segment. Since the Nuttall window is not one of the windows providing a unit transmission coefficient when using 50% overlap, the increase in the accuracy of the mirror digital complex signal is carried out in SPSCNON by compensating for the unevenness of the Nuttall window function. Such compensation allows to increase the protection ratio, which characterizes the level of interference and distortion in the signal, up to 92 dB.
Таким образом, на выходе СПСКНОН (Фиг. 6) оказался сформированным зеркальный цифровой комплексный информационный сигнал Этот сигнал с выхода СПСКНОН поступает на вход СВОФ, в которой осуществляют выделение сигнала зеркальной фазы ϕз(t) и сигнала зеркальной амплитудной огибающей Аз(t), которые поступают, соответственно, с первого и второго выходов СВОФ на, соответственно, первый и второй выходы БФЗС 12.Thus, at the output of SPSCNON (Fig. 6), a mirror digital complex information signal was formed This signal from the SPSCNON output is fed to the SWOF input, in which the signal of the mirror phase ϕ s (t) and the signal of the mirror amplitude envelope A s (t) are extracted, which are received, respectively, from the first and second outputs of the SWOF to the first and second outputs of
Пример реализации схемы формирования зеркальных спектральных коэффициентов (СФЗСК), входящую в БФЗС 12, показан на Фиг. 7. Данная схема содержит первую буферную память (БП1), вторую буферную память (БП2) и счетчик. Первый (кодовый) вход СФЗСК соединен с выходом СБПФ (фиг. 6), а внутри СФЗСК этот вход соединен с первым (кодовым) входом БП1 (фиг. 7), кодовый выход которой соединен с первым (кодовым) входом БП2, кодовый выход которой является кодовым выходом СФЗСК. При этом второй вход СФЗСК соединен со входом счетчика и со вторыми входами БП1 и БП2, третьи входы которых соединены с выходом счетчика.An example of the implementation of the scheme for the formation of specular spectral coefficients (MFZSK) included in the
СФЗСК работает следующим образом. В исходном состоянии БП1 и БП2 и счетчик обнулены. На первый (кодовый) вход СФЗСК поступают 2К пар спектральных коэффициентов преобразования в каждом сегменте с выхода СБПФ (фиг. 6). Внутри СФЗСК (фиг. 7) эти 2К пар спектральных коэффициентов преобразования в каждом сегменте поступают на первый (кодовый) вход БП1. На второй вход СФЗСК с выхода блока удвоения частоты импульсов дискретизации 3 (Фиг. 1) поступают импульсы с удвоенной частотой дискретизации (цепь на Фиг. 1 и фиг. 6 не показана), которые внутри СФЗСК (фиг. 7) поступают на вход счетчика и на вторые входы БП1 и БП2. Под действием этих импульсов с удвоенной частотой дискретизации 2К пар спектральных коэффициентов преобразования, входящих в первый сегмент записываются в БП1 и появляются на ее кодовом выходе. Эти 2К пар спектральных коэффициентов преобразования первого сегмента прикладываются к первому (кодовому) входу БП2, но не записываются в нее. Под действием этих же импульсов с удвоенной частотой дискретизации нулевые значения 2К пар спектральных коэффициентов преобразования из БП2 начинают считываться с конца сегмента и эти нулевые значения появляются на кодовом выходе БП2. Одновременно, импульсы с удвоенной частотой дискретизации поступают на вход счетчика, который начинает их подсчет и, с появлением импульса дискретизации, соответствующего концу сегмента, на выходе счетчика появляется короткий импульс. Под действием переднего фронта этого импульса, поступающего на третий вход БП2, 2К пар спектральных коэффициентов преобразования, входящих в первый сегмент и присутствующих на кодовом выходе БП1 и кодовом входе БП2, записываются в БП2. Под действием спада того же короткого импульса, поступающего на третий вход БП1 осуществляется установка БП1 в исходное состояние.SFZSK works as follows. In the initial state, PSU 1 and PSU 2 and the counter are reset to zero. At the first (code) input of the SFCS, 2K pairs of spectral transform coefficients in each segment are received from the output of the SFT (Fig. 6). Inside the SFZSC (Fig. 7), these 2K pairs of spectral transform coefficients in each segment are fed to the first (code) input of the BP 1 . Pulses with doubled sampling frequency (the circuit is not shown in Fig. 1 and Fig. 6) are received from the output of the block of doubling the frequency of sampling pulses 3 (Fig. 1) to the second input of the SFZSK from the output of the block of doubling the frequency of sampling pulses (the circuit is not shown in Fig. 1 and Fig. 6), which inside the SFZSK (Fig. 7) are fed to the input of the counter and to the second inputs of BP 1 and BP 2 . Under the action of these pulses with a doubled sampling rate of 2K pairs of spectral transform coefficients included in the first segment are written into the BP 1 and appear at its code output. These 2K pairs of spectral transform coefficients of the first segment are applied to the first (code) input of the PSU 2 , but are not written into it. Under the action of the same pulses with a doubled sampling rate, zero values of 2K pairs of spectral transform coefficients from BP 2 begin to be read from the end of the segment and these zero values appear at the code output of BP 2 . At the same time, pulses with a doubled sampling frequency are fed to the input of the counter, which starts counting them and, with the appearance of a sampling pulse corresponding to the end of the segment, a short pulse appears at the output of the counter. Under the action of the leading edge of this pulse arriving at the third input of BP 2 , 2K pairs of spectral transform coefficients included in the first segment and present at the code output of BP 1 and the code input of BP 2 are recorded in BP 2 . Under the influence of decrease of the same short pulse supplied to the third input of the BP 1 installs the PD 1 to the initial state.
Далее следующие 2К пар спектральных коэффициентов преобразования, входящих во второй сегмент, начинают записываются в БП1 под действием импульсов на втором ее входе. Данные спектральные коэффициенты преобразования появляются на кодовом выходе БП1 и прикладываются к первому (кодовому) входу БП2, но не записываются в нее. Одновременно под действием этих же импульсов с удвоенной частотой дискретизации, поступающих на второй вход БП2, значения 2К пар спектральных коэффициентов преобразования, входящих в первый сегмент, из БШ начинают считываться с конца этого сегмента в его начало, вследствие чего "i"-я пара коэффициентов взаимно меняется по значению с "2K-i"-ой парой коэффициентов (например, если на входе имеются значения Х(3)=[-5, j300], а Х(2K-3)=[75, -j12], то на выходе будут установлены значения Х(3)=[75, -j12], а Х(2K-3)=[-5, j300]) и эти зеркальные значения спектральных коэффициентов преобразования появляются на кодовом выходе БП2. В это же время, импульсы с удвоенной частотой дискретизации подсчитываются в счетчике и, с появлением импульса дискретизации, соответствующего концу второго сегмента, на выходе счетчика появляется короткий импульс. Под действием переднего фронта этого импульса, поступающего на третий вход БП2, 2К пар спектральных коэффициентов преобразования, входящих во второй сегмент и присутствующих на кодовом выходе БП1 и кодовом входе БП2, записываются в БП2. Под действием спада того же короткого импульса, поступающего на третий вход БП1 осуществляется установка БП1 в исходное состояние.Further, the next 2K pairs of spectral transform coefficients included in the second segment are recorded in the BP 1 under the action of pulses at its second input. These spectral transform coefficients appear at the code output of the power supply unit 1 and are applied to the first (code) input of the power supply unit 2 , but are not written into it. At the same time, under the influence of the same pulses with a doubled sampling rate, arriving at the second input of the PSU 2 , the values of 2K pairs of spectral transform coefficients included in the first segment are read from the PSU from the end of this segment to its beginning, as a result of which the "i" -th pair coefficients mutually change in value with the "2K-i" -th pair of coefficients (for example, if the input contains values X (3) = [- 5, j300], and X (2K-3) = [75, -j12], then the output will be set to the values X (3) = [75, -j12], and X (2K-3) = [- 5, j300]) and these mirror values of the spectral transform coefficients appear at the code output of BP 2 . At the same time, pulses with a doubled sampling rate are counted in the counter and, with the appearance of a sampling pulse corresponding to the end of the second segment, a short pulse appears at the output of the counter. Under the action of the leading edge of this pulse arriving at the third input of BP 2 , 2K pairs of spectral transform coefficients included in the second segment and present at the code output of BP 1 and the code input of BP 2 are recorded in BP 2 . Under the influence of decrease of the same short pulse supplied to the third input of the BP 1 installs the PD 1 to the initial state.
Далее работа СФЗСК происходит аналогичным образом. Таким образом, в СФЗСК из 2К пар спектральных коэффициентов преобразования, входящих в каждый сегмент, осуществляется формирование 2К пар зеркальных спектральных коэффициентов преобразования в каждом сегменте, что соответствует формированию зеркальных спектральных составляющих во временной области в исходном аналоговом сигнале.Further, the work of the SFZSK proceeds in a similar way. Thus, in the SFZSK, from 2K pairs of spectral transform coefficients included in each segment, 2K pairs of specular spectral transform coefficients are formed in each segment, which corresponds to the formation of specular spectral components in the time domain in the original analog signal.
Пример реализации схемы выделения огибающей и фазы (СВОФ), входящую в БФЗС 12, показан на Фиг. 8. Данная схема содержит первую схему возведения в квадрат (CBK1), вторую схему возведения в квадрат (СВК2), сумматор, схему извлечения квадратного корня (СИКК), схему деления (СД) и схему argtan. Первый кодовый вход СВОФ соединен с первым выходом СПСКНОН (фиг. 6), а внутри СВОФ (фиг. 8) он соединен с кодовым входом CBK1 и вторым кодовым входом СД. Второй кодовый вход СВОФ соединен со вторым выходом СПСКНОН (фиг. 6), а внутри СВОФ (фиг. 8) он соединен с кодовым входом СВК2 и первым кодовым входом СД. При этом кодовые выходы CBK1 и СВК2 соединены, соответственно, с первым и вторым кодовыми входами сумматора, кодовый выход которого соединен с кодовым входом СИКК, кодовый выход которого является вторым выходом СВОФ. Причем кодовый выход СД соединен с кодовым входом схемы argtan, кодовый выход которой является первым выходом СВОФ.An example of the implementation of the envelope and phase extraction scheme (SWOF) included in the
СВОФ работает следующим образом. Зеркальный цифровой комплексный информационный сигнал в виде действительной зеркальной составляющей хз(t) и мнимой зеркальной составляющей х1з(t) поступают, соответственно, с первого и второго выходов СПСКНОН на, соответственно, первый и второй входы СВОФ (Фиг. 6). А внутри СВОФ (фиг. 8) сигнал действительной зеркальной составляющей хз(t) поступает на кодовый вход CBK1 и на второй кодовый вход СД, а сигнал мнимой зеркальной составляющей х1з(t) поступает на кодовый вход СВК2 и на первый кодовый вход СД. При этом в СД осуществляют деление х1з(t) на хз(t) после чего результат деления с кодового выхода СД поступает на кодовый вход схемы argtan. На выходе схемы argtan, согласно известной формулы, оказывается сформированным сигнал зеркальной фазы ϕз(t)=argtg [х1з(t)/хз(t)], который поступает на первый выход СВОФ (первый выход БФЗС 12 на фиг. 6).SVOF works as follows. Specular digital complex information signal in the form of a real mirror component x s (t) and an imaginary mirror component x 1s (t) are supplied, respectively, from the first and second outputs of the SPSCNON to the first and second inputs of the SVOF, respectively (Fig. 6). And inside the SVOF (Fig. 8), the signal of the real mirror component x s (t) is fed to the code input CBK 1 and to the second code input of the SD, and the signal of the imaginary mirror component x 1s (t) is fed to the code input of the SVK 2 and to the first code SD input. In the DM is performed division 1h x (t) to x s (t) and then dividing the result with the coded SD output is supplied to a code input circuit argtan. At the output of the argtan circuit, according to the well-known formula, a signal of the mirror phase ϕ s (t) = argtg [x 1s (t) / x s (t)] is generated, which is fed to the first output of the SVOF (the first output of the
При этом над сигналом действительной зеркальной составляющей хз(t), поступающего на кодовый вход CBK1, осуществляют в данной схеме возведение в квадрат х2 з(t). Точно также и над сигналом мнимой зеркальной составляющей х1з(t), поступающей на кодовый вход СВК2, осуществляют возведение в квадрат х2 1з(t). После этого сигналы с кодовых выходов CBK1 и СВК2 поступают, соответственно, на первый и второй кодовые входы сумматора, в котором осуществляют суммирование данных сигналов, вследствие чего на его кодовом выходе получают x2 3(t)+х2 1з(t). Затем данный просуммированный сигнал с кодового выхода сумматора поступает на кодовый вход СИКК, в которой осуществляют операцию извлечения квадратного корня и в результате, согласно известной формулы, получают на ее выходе сигнал зеркальной амплитудной огибающей Аз(t)=[х2 з(t)+х2 1з(t)]1/2. Этот сигнал зеркальной амплитудной огибающей Аз(t) поступает на второй выход СВОФ (второй выход БФЗС 12 на фиг. 6).In this case, over the signal of the real mirror component x s (t) arriving at the code input CBK 1 , in this circuit, squaring x 2 s (t) is performed. Similarly, over the signal of the imaginary mirror component x 1s (t) arriving at the code input of the SVK 2 , square x 2 1s (t) is performed. After that, the signals from the code outputs CBK 1 and SVK 2 are fed, respectively, to the first and second code inputs of the adder, in which these signals are summed, as a result of which x 2 3 (t) + x 2 1z (t) are obtained at its code output ... Then this summed signal from the code output of the adder is fed to the code input of the SIKK, in which the operation of extracting the square root is carried out and as a result, according to the well-known formula, a signal of the mirror amplitude envelope is obtained at its output A s (t) = [x 2 s (t) + x 2 1z (t)] 1/2 . This signal of the mirror amplitude envelope A s (t) is fed to the second output of the SVOF (the second output of the
Пример реализации блока определения приращения фазы (БОПФ) 16, показан на Фиг. 9. Данный блок содержит линию задержки на один дискретный отсчет (ЛЗОДО), первую схему выделения фазы (СВФ1), вторую схему выделения фазы (СВФ2) и схему выделения разности фаз (СВРФ). Вход (кодовый) БОПФ 16 соединен с выходом ЛЗ2 15 (фиг. 1), а внутри БОПФ 16 (Фиг. 9) его вход соединен со входом ЛЗОДО и входом СВФ1, выход которой соединен с первым входом СВРФ, второй вход которой соединен с выходом СВФг, вход которой соединен с выходом ЛЗОДО, причем выход СВРФ является выходом БОПФ 16.An example of the implementation of the block for determining the phase increment (BPOF) 16 is shown in FIG. 9. This block contains a delay line for one discrete count (LZODO), a first phase separation circuit (SVF 1 ), a second phase separation circuit (SVF2) and a phase difference separation circuit (SVRF). The input (code) of the
БОПФ 16 работает следующим образом. Основной цифровой комплексный сигнал с выхода ЛЗ2 (фиг. 1) в виде параллельных кодовых комбинаций поступает на вход БОПФ 16, а внутри БОПФ 16 (Фиг. 9) этот сигнал поступает на вход ЛЗОДО и вход СВФ1 В СВФ1 из основного цифрового комплексного сигнала выделяют фазу этого сигнала, согласно известной формулы ϕo(t)=arg tg [x1o(t)/xo(t)]. Реализация СВФ1 является такой же как в СВОФ, входящую в БФЗС 12 и показанную на Фиг. 8. Сигнал ϕo(t) с выхода СВФ1 поступает на первый вход СВРФ. Этот же основной цифровой комплексный сигнал подвергается задержки на один дискретный отсчет в ЛЗОДО и с выхода этой схемы поступает на вход СВФ2, в которой из этого задержанного сигнала также выделяют фазу ϕоз(t)=arg tg [х1оз(t)/хоз(t)]. Реализация СВФ2 является такой же как в СВОФ, входящую в БФЗС 12 и показанную на Фиг. 8. Данный сигнал ϕоз(t) с выхода СВФ2 поступает на второй вход СВРФ. В СВРФ производят выделение разности фаз (приращения фазы) dϕ(t)=ϕo(t)-ϕоз(t). Этот сигнал приращения фазы dϕ(t) с выхода СВРФ поступает на выход БОПФ 16.
Пример реализации блока восстановления зеркального сигнала (БВЗС) 18, показан на Фиг. 10. Данный блок содержит схему формирования сигнала косинуса фазы (СФСКФ) и схему умножения (СУ). Первый вход БВЗС 18 соединен выходом БСФ 17, а второй вход БВЗС 18 соединен со вторым выходом БФЗС 12 (фиг. 1). А внутри БВЗС 18 (фиг. 10) его первый вход соединен со входом СФСКФ, выход которой соединен с первым входом СУ, второй вход которой соединен со вторым входом БВЗС 18, а выход СУ соединен с выходом БВЗС 18.An example of an implementation of a mirror signal recovery unit (MSS) 18 is shown in FIG. 10. This block contains a circuit for generating a phase cosine signal (SFSCF) and a multiplication circuit (SD). The first input of the
БВЗС 18 работает следующим образом. На первый вход БВЗС 18 с выхода БСФ 17 (фиг. 1) поступает сигнал с корректированной зеркальной фазой Этот сигнал внутри БВЗС 18 (фиг. 10) поступает на вход СФСКФ, в которой осуществляют формирование корректированного зеркального сигнала косинуса фазы cos ϕзк(t)=cos [ϕз(t)+dϕ(t)]. После этого данный сигнал с выхода СФСКФ поступает на первый вход СУ, на второй вход которой поступает сигнал зеркальной амплитудной огибающей A3(t) со второго входа БВЗС 18 (со второго выхода БФЗС 12 на фиг. 1). В СУ после перемножения этих двух сигналов получают корректированный зеркальный цифровой информационный сигнал Этот сигнал с выхода СУ поступает на выход БВЗС 18.
Использование предлагаемого способа и устройства для его осуществления позволяет: повысить точность цифрового метода измерения спектра информационных акустических сигналов за счет компенсации в спектре боковых лепестков преобразования окна и увеличения вследствие этого разрешающей способности и уменьшения осцилляции оценки амплитуды спектральных составляющих. Способ обеспечивает уменьшение длительности отрезков информационного акустического сигнала, на которых измеряется спектр за счет использования дискретно косинусного преобразования и зеркального сигнала для компенсации искажений и помех, возникающих при этом дискретно-косинусном преобразовании информационного сигнала.The use of the proposed method and device for its implementation makes it possible to: increase the accuracy of the digital method for measuring the spectrum of information acoustic signals by compensating in the spectrum of the side lobes of the window transformation and thereby increasing the resolution and decreasing the oscillation of the estimation of the amplitude of the spectral components. The method provides a reduction in the duration of the segments of the information acoustic signal, on which the spectrum is measured by using a discrete cosine transformation and a mirror signal to compensate for distortion and interference arising from this discrete cosine transformation of the information signal.
Предлагаемые способ и устройство позволяют более качественно контролировать и регулировать спектральные характеристики сигналов и аппаратуру телерадиовещания, что позволяет формировать акустические сигналы с более высоким уровнем качества. Это, в свою очередь, способствует повышению рейтинга телерадиовещательных станций и программ. Дело в том, что спектральные характеристики информационных акустических сигналов в значительной степени определяют эмоциональную насыщенность программ вещания, которая тесно связана с популярностью этих программ и телерадиовещательных станций. Это способствует не только росту числа слушателей данных вещательных станций и росту влияния на этих слушателей, но и, как следствие, приносит более высокие доходы этим станциям. Таким образом, использование предлагаемого способа и устройства позволяет повысить качество звуковых сигналов и программ, более качественно контролировать и регулировать аппаратуру телерадиовещания, повышать рейтинги популярности вещательных станций, а также повышать экономическую эффективность данных станций.The proposed method and device make it possible to better control and regulate the spectral characteristics of signals and television and radio broadcasting equipment, which makes it possible to generate acoustic signals with a higher level of quality. This, in turn, contributes to an increase in the rating of TV and radio broadcasting stations and programs. The fact is that the spectral characteristics of information acoustic signals largely determine the emotional saturation of broadcasting programs, which is closely related to the popularity of these programs and broadcasting stations. This not only contributes to an increase in the number of listeners of these broadcasting stations and an increase in the influence on these listeners, but, as a result, brings higher incomes to these stations. Thus, the use of the proposed method and device makes it possible to improve the quality of sound signals and programs, better control and regulate broadcasting equipment, increase the popularity ratings of broadcasting stations, and also increase the economic efficiency of these stations.
Claims (2)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2020137866A RU2756934C1 (en) | 2020-11-17 | 2020-11-17 | Method and apparatus for measuring the spectrum of information acoustic signals with distortion compensation |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2020137866A RU2756934C1 (en) | 2020-11-17 | 2020-11-17 | Method and apparatus for measuring the spectrum of information acoustic signals with distortion compensation |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2756934C1 true RU2756934C1 (en) | 2021-10-07 |
Family
ID=78000226
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU2020137866A RU2756934C1 (en) | 2020-11-17 | 2020-11-17 | Method and apparatus for measuring the spectrum of information acoustic signals with distortion compensation |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU2756934C1 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2808156C1 (en) * | 2023-03-10 | 2023-11-24 | Ордена Трудового Красного Знамени Федеральное Государственное Бюджетное Образовательное Учреждение Высшего Образования "Московский Технический Университет Связи И Информатики" | Method and device for high-precision measurement of the spectrum of information acoustic signals |
Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5684920A (en) * | 1994-03-17 | 1997-11-04 | Nippon Telegraph And Telephone | Acoustic signal transform coding method and decoding method having a high efficiency envelope flattening method therein |
US20090254292A1 (en) * | 2006-11-29 | 2009-10-08 | Samplify Systems, Inc. | Frequency resolution using compression |
RU2383101C1 (en) * | 2008-12-09 | 2010-02-27 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования Московский технический университет связи и информатики | Method for automatic control of peak values of electrical broadcast signals on given level with stabilisation of relative mean power and device for realising said method |
RU2515704C2 (en) * | 2008-07-11 | 2014-05-20 | Фраунхофер-Гезелльшафт Цур Фердерунг Дер Ангевандтен Форшунг Е.Ф. | Audio encoder and audio decoder for encoding and decoding audio signal readings |
RU2573248C2 (en) * | 2013-10-29 | 2016-01-20 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования Московский технический университет связи и информатики (ФГОБУ ВПО МТУСИ) | Method of measuring spectrum of television and radio broadcast information acoustic signals and apparatus therefor |
CN109036457A (en) * | 2018-09-10 | 2018-12-18 | 广州酷狗计算机科技有限公司 | Restore the method and apparatus of audio signal |
-
2020
- 2020-11-17 RU RU2020137866A patent/RU2756934C1/en active
Patent Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5684920A (en) * | 1994-03-17 | 1997-11-04 | Nippon Telegraph And Telephone | Acoustic signal transform coding method and decoding method having a high efficiency envelope flattening method therein |
US20090254292A1 (en) * | 2006-11-29 | 2009-10-08 | Samplify Systems, Inc. | Frequency resolution using compression |
RU2515704C2 (en) * | 2008-07-11 | 2014-05-20 | Фраунхофер-Гезелльшафт Цур Фердерунг Дер Ангевандтен Форшунг Е.Ф. | Audio encoder and audio decoder for encoding and decoding audio signal readings |
RU2383101C1 (en) * | 2008-12-09 | 2010-02-27 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования Московский технический университет связи и информатики | Method for automatic control of peak values of electrical broadcast signals on given level with stabilisation of relative mean power and device for realising said method |
RU2573248C2 (en) * | 2013-10-29 | 2016-01-20 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования Московский технический университет связи и информатики (ФГОБУ ВПО МТУСИ) | Method of measuring spectrum of television and radio broadcast information acoustic signals and apparatus therefor |
CN109036457A (en) * | 2018-09-10 | 2018-12-18 | 广州酷狗计算机科技有限公司 | Restore the method and apparatus of audio signal |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2808156C1 (en) * | 2023-03-10 | 2023-11-24 | Ордена Трудового Красного Знамени Федеральное Государственное Бюджетное Образовательное Учреждение Высшего Образования "Московский Технический Университет Связи И Информатики" | Method and device for high-precision measurement of the spectrum of information acoustic signals |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN101300623B (en) | Method and device for noise suppression, and computer program | |
CN108921014B (en) | Propeller shaft frequency searching method based on improved noise envelope signal identification | |
CN102739272B (en) | Channelized receiver sub-channel real-time frequency spectrum synthesis method based on field programmable gate array (FPGA) | |
US5357257A (en) | Apparatus and method for equalizing channels in a multi-channel communication system | |
US5576978A (en) | High resolution frequency analyzer and vector spectrum analyzer | |
US5117179A (en) | Swept signal analysis instrument and method | |
CN109975771B (en) | Broadband digital channelization method based on signal third-order phase difference | |
McSweeney et al. | MWA tied-array processing III: Microsecond time resolution via a polyphase synthesis filter | |
CN114428225B (en) | Multi-radiation source arrival angle measuring method and device based on quasi-matched filtering | |
US20060066290A1 (en) | Method and apparatus for zero-mixing spectrum analysis with Hilbert transform | |
CA1225745A (en) | Method and system for analysing and reproducing signals by means of sampling and interpolation | |
RU2756934C1 (en) | Method and apparatus for measuring the spectrum of information acoustic signals with distortion compensation | |
Morrison et al. | Performance of oversampled polyphase filterbank inversion via Fourier transform | |
CN111077371B (en) | Method and device for improving phase measurement precision | |
CN110557122A (en) | method for correcting frequency response non-uniformity error of TIADC system | |
Huang et al. | Resolution doubled co-prime spectral analyzers for removing spurious peaks | |
CN110673223B (en) | SIP observation method without synchronous current acquisition and transmission | |
US20070247344A1 (en) | Method of Generating a Digital Signal that is Representative of Match Errors in an Analog Digital Conversion System With Time Interleaving, and an Analog Digital Converter with Time Interleaving Using Same | |
RU2813684C1 (en) | Method and device for measuring spectrum and cepstral parameters of information acoustic signals of television and radio broadcasting | |
RU2691122C1 (en) | Method and apparatus for companding audio broadcast signals | |
RU2808156C1 (en) | Method and device for high-precision measurement of the spectrum of information acoustic signals | |
CN115567125A (en) | Multichannel calibration and signal coherent recovery method and device for broadband channelization reception | |
CN114184099A (en) | Method and device for measuring fuze time delay | |
Stanković et al. | An ideal OMP based complex-time distribution | |
Garai et al. | Optimizing the exponential sine sweep (ESS) signal for in situ measurements on noise barriers |