RU2731602C1

RU2731602C1 - Method and apparatus for companding with pre-distortion of audio broadcast signals

Info

Publication number: RU2731602C1
Application number: RU2019131006A
Authority: RU
Inventors: Валентин Александрович Абрамов; Олег Борисович Попов; Владимир Георгиевич Тактакишвили
Priority date: 2019-09-30
Filing date: 2019-09-30
Publication date: 2020-09-04

Abstract

FIELD: telecommunications.

SUBSTANCE: invention relates to telecommunication and can be used to transmit audio broadcast signals in analogue and digital communication channels. Result is achieved by generating on the transmitting side an auxiliary information audio broadcast signal from the main information audio broadcast signal, which exactly corresponds to main information audio broadcasting signal. In said main and auxiliary broadcast signals, due to multiple and identical processing, the same noise and distortions occur. Then, not processed and undistorted broadcast transmission signal is subtracted from distorted auxiliary broadcasting signal. Interference and distortions of the transmitting and receiving sides thus determined form a pre-distortion signal, which is further inverted in phase and input into the main undistorted broadcast transmission signal and obtaining the main pre-emitted broadcasting broadcast signal. By means of this main pre-emitted broadcast transmission signal, interference and distortions caused by processing in the broadcasting signal at the transmitting and receiving sides are compensated. Due to such compensation of noise and distortions it is possible to significantly improve quality of audio broadcasting signals transmission. Higher quality of audio broadcast signals allows reducing transfer rate or volume of signal during its transmission and storage.

EFFECT: technical result is high quality of transmitting audio broadcast signals.

2 cl, 8 dwg

Description

Область техникиTechnology area

Изобретение относится к электросвязи и может быть использовано для передачи звуковых вещательных сигналов в аналоговых и цифровых каналах связи.The invention relates to telecommunications and can be used to transmit audio broadcast signals in analog and digital communication channels.

Уровень техникиState of the art

Известен способ компандирования, реализованный в устройстве (а.с. №SU 1665518А1 БИ №27 от 23.07.1991 г), включающий на передающей стороне суммирование звукового сигнала, компрессию этого сигнала, низкочастотную фильтрацию, суммирование с меньшим по уровню частотно-модулированным управляющим сигналом, модуляцию и перенос спектров в область высоких частот с одной боковой полосой частот, ограничение динамического диапазона управляющего сигнала, компрессию высокочастотного сигнала и высокочастотную фильтрацию. А на приемной стороне - экспандирование компрессированного высокочастотного сигнала, высокочастотную фильтрацию и демодуляцию этого сигнала, суммирование компрессированного звукового сигнала и его экспандирование, полосовую фильтрацию и демодуляцию частотно-модулирующего управляющего сигнала, низкочастотную фильтрацию с выделением восстановленного звукового сигнала.The known method of companding, implemented in the device (A.S. No. SU 1665518A1 BI No. 27 from 23.07.1991 g), including on the transmitting side the summation of the audio signal, compression of this signal, low-frequency filtering, summation with a lower frequency modulated control signal , modulation and transfer of spectra to high frequencies with one sideband, limiting the dynamic range of the control signal, compression of the high-frequency signal and high-frequency filtering. And on the receiving side - expansion of the compressed high-frequency signal, high-frequency filtering and demodulation of this signal, summation of the compressed audio signal and its expansion, band-pass filtering and demodulation of the frequency-modulating control signal, low-frequency filtering with the extraction of the recovered audio signal.

Недостатком известного способа и устройства является то, что звуковые сигналы могут передаваться только в высокочастотных каналах связи, при этом процессы модуляции и демодуляции сигналов вносят дополнительные искажения и помехи в эти сигналы. Кроме того, здесь имеет место недостаточное качество компандирования, выражающееся в искажениях формы звукового сигнала, в модуляции переменным коэффициентом передачи высокочастотных составляющих сигнала и шумов, а также в снижении заметности шума только в паузе.The disadvantage of the known method and device is that audio signals can be transmitted only in high-frequency communication channels, while the processes of modulation and demodulation of signals introduce additional distortion and interference in these signals. In addition, there is an insufficient quality of companding, which is expressed in distortions of the audio signal shape, in modulation with a variable transmission coefficient of high-frequency signal and noise components, as well as in reducing the visibility of noise only in a pause.

Наиболее близким способом того же назначения к заявленному является способ (Патент РФ №2691122, БИ №17, от 11.06.2019), включающий на передающей стороне частотную коррекцию аналогового звукового вещательного сигнала передачи, амплитудное ограничение сигнала, аналого-цифровое преобразование, формирование сопряженного по Гильберту ортогонального сигнала передачи, выделение сигнала косинуса фазы передачи и сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи, выделение низкочастотных, среднечастотных и высокочастотных составляющих огибающей сигнала передачи, компрессирование низкочастотных составляющих огибающей с большим коэффициентом сжатия, компрессирование среднечастотных составляющих огибающей с меньшим коэффициентом сжатия, экспонирование высокочастотных составляющих огибающей, суммирование трех составляющих гильбертовской огибающей передачи, умножение обработанной гильбертовской амплитудной огибающую передачи на сигнал косинуса фазы передачи, цифро-аналоговое преобразование восстановленного после обработки цифрового вещательного сигнала передачи, а на приемной стороне - амплитудное ограничение аналогового звукового вещательного сигнала приема, аналого-цифровое преобразование, формирование сопряженного по Гильберту ортогонального сигнала приема, выделение сигнала косинуса фазы приема и сигнала гильбертовской амплитудной огибающей приема, выделение низкочастотных, среднечастотных и высокочастотных составляющих огибающей сигнала приема, экспандирование низкочастотных составляющих огибающей с большим коэффициентом расширения, экспандирование среднечастотных составляющих огибающей с меньшим коэффициентом расширения, компрессирование высокочастотных составляющих огибающей, суммирование трех составляющих гильбертовской огибающей приема, умножение обработанной гильбертовской амплитудной огибающей приема на сигнал косинуса фазы приема, цифро-аналоговое преобразование восстановленного после обработки цифрового вещательного сигнала, обратная частотная коррекция восстановленного аналогового звукового вещательного сигнала приема.The closest method for the same purpose to the claimed one is the method (RF Patent No. 2691122, BI No. 17, dated 06/11/2019), which includes on the transmitting side frequency correction of the analog audio broadcast transmission signal, amplitude limitation of the signal, analog-to-digital conversion, the formation of a Hilbert of the orthogonal transmission signal, extraction of the cosine signal of the transmission phase and the signal of the Hilbert amplitude envelope of the transmission, extraction of low-frequency, mid-frequency and high-frequency components of the transmission signal envelope, compression of the low-frequency components of the envelope with a large compression ratio, compression of the mid-frequency components of the envelope with a lower compression ratio, exposure , summation of three components of the Hilbert transmission envelope, multiplication of the processed Hilbert amplitude envelope of the transmission by the cosine signal of the transmission phase, digital-to-analog conversion received after processing the digital broadcast signal of the transmission, and on the receiving side - the amplitude limitation of the analog audio broadcast signal of the reception, the analog-to-digital conversion, the formation of the Hilbert-coupled orthogonal reception signal, the extraction of the signal of the cosine of the reception phase and the signal of the Hilbert amplitude envelope of the reception, the selection of low-frequency, mid-frequency and high-frequency components of the receiving signal envelope, expanding the low-frequency components of the envelope with a large expansion coefficient, expanding the mid-frequency components of the envelope with a lower expansion coefficient, compressing the high-frequency components of the envelope, summing the three components of the Hilbert receiving envelope, multiplying the processed Hilbert amplitude cosine of the receiving phase by the signal -analog conversion of the digital broadcast signal recovered after processing, inverse frequency correction recovered analogue audio broadcast signal reception.

Известно устройство для компандирования звуковых вещательных сигналов (Патент РФ №2691122, БИ №17, от 11.06.2019), содержащее на передающей стороне последовательно соединенные источник звуковых сигналов, блок коррекции, первый ограничитель, первый аналого-цифровой преобразователь, первый блок формирования ортогонального сигнала, первый блок модуляционного разложения сигнала, а также первый фильтр низких частот, первый полосовой фильтр, первый фильтр высоких частот, первый компрессор, второй компрессор, первый экспандер, первый сумматор, первый блок модуляционного восстановления сигнала и первый цифро-аналоговый преобразователь, а на приемной стороне последовательно соединенные второй ограничитель, второй аналого-цифровой преобразователь, второй блок формирования ортогонального сигнала, второй блок модуляционного разложения сигнала, а также второй фильтр низких частот, второй полосовой фильтр, второй фильтр высоких частот, второй экспандер, третий экспандер, третий компрессор, второй сумматор, второй блок модуляционного восстановления сигнала, второй цифро-аналоговый преобразователь и блок обратной коррекции.A device for companding audio broadcast signals is known (RF Patent No. 2691122, BI No. 17, dated 06/11/2019), containing on the transmitting side a serially connected source of audio signals, a correction unit, a first limiter, a first analog-to-digital converter, a first orthogonal signal generation unit , the first block of modulation decomposition of the signal, as well as the first low-pass filter, the first band-pass filter, the first high-pass filter, the first compressor, the second compressor, the first expander, the first adder, the first block of the modulation signal reconstruction and the first digital-to-analog converter, and at the receiving side connected in series with a second limiter, a second analog-to-digital converter, a second unit for generating an orthogonal signal, a second unit for modulating signal decomposition, as well as a second low-pass filter, a second band-pass filter, a second high-pass filter, a second expander, a third expander, a third compressor, a second su mmator, second block of modulation signal restoration, second digital-to-analog converter and block of reverse correction.

Особенностью известного способа и устройства является то, что они позволяют снизить искажения формы звукового сигнала, снизить модуляцию переменным коэффициентом передачи высокочастотных составляющих сигнала и шумов, а также снизить заметность шума не только в паузе, но и в сигнале.A feature of the known method and device is that they can reduce the distortion of the audio signal shape, reduce modulation by the variable transmission coefficient of high-frequency signal and noise components, and also reduce the noticeability of noise not only in the pause, but also in the signal.

Недостатком известного способа и устройства является возникновение помех и искажений вследствие дополнительных обработок звукового сигнала.The disadvantage of the known method and device is the occurrence of interference and distortion due to additional processing of the audio signal.

Сущность изобретенияThe essence of the invention

Задачей предлагаемого изобретения является повышение качества передачи звуковых вещательных сигналов.The objective of the present invention is to improve the transmission quality of audio broadcast signals.

Задача решается за счет формирования на передающей стороне вспомогательного информационного звукового вещательного сигнала из основного информационного звукового вещательного сигнала, причем этот вспомогательный информационный звуковой вещательный сигнал в точности соответствует основному информационному звуковому вещательному сигналу. В этих основном и вспомогательном вещательных сигналах, вследствие многочисленных и одинаковых обработок возникают одинаковые помехи и искажения. При этом в основном вещательном сигнале эти помехи и искажения возникают за счет обработок как на передающей, так и на приемной сторонах. Во вспомогательном вещательном сигнале точно такие же помехи и искажения возникают за счет таких же обработок только на передающей стороне. В этом случае все обработки, соответствующие обработкам не только передающей, но и приемной стороны, осуществляются во вспомогательном вещательном сигнале только на передающей стороне. В результате получают искаженный вследствие обработок выходной вспомогательный вещательный сигнал, из которого вычитают не прошедший обработок и неискаженный основной вещательный сигнал передачи. Выделенные таким образом помехи и искажения передающей и приемной сторон образуют предыскажающий сигнал, который далее инвертируют по фазе. После этого инвертированный предыскажающий сигнал вводят путем суммирования в основной неискаженный вещательный сигнал передачи и получают основной предыскаженный вещательный сигнал передачи. При помощи этого основного предыскаженного вещательного сигнала передачи осуществляют компенсацию помех и искажений, возникающих вследствие обработок в вещательном сигнале на передающей и приемной сторонах, но имеющих противоположную фазу по отношению помех и искажений, содержащихся в предыскаженном вещательном сигнале. Вследствие такой компенсации помех и искажений на передающей и приемной сторонах происходит существенное повышение качества передачи звуковых вещательных сигналов.The problem is solved by generating on the transmitting side an auxiliary information audio broadcasting signal from the main information audio broadcasting signal, and this auxiliary information audio broadcasting signal exactly corresponds to the main information audio broadcasting signal. In these main and auxiliary broadcast signals, the same interference and distortion occurs due to multiple and identical processing. In this case, in the main broadcast signal, these interference and distortions arise due to processing both at the transmitting and receiving sides. In the broadcast auxiliary signal, exactly the same interference and distortion occurs due to the same processing only on the transmitting side. In this case, all processing corresponding to the processing of not only the transmitting, but also the receiving side are carried out in the auxiliary broadcast signal only on the transmitting side. As a result, the output auxiliary broadcast signal, distorted due to the processing, is obtained, from which the unprocessed and undistorted main broadcast transmission signal is subtracted. The interference and distortion of the transmitting and receiving sides thus isolated form a predistortion signal, which is then phase inverted. Thereafter, the inverted predistortion signal is added by summation to the main undistorted broadcast transmission signal, and the main predistorted broadcast transmission signal is obtained. This main predistorted broadcast signal of the transmission is used to compensate for interference and distortion arising from processing in the broadcast signal at the transmitting and receiving sides, but having an opposite phase with respect to the interference and distortions contained in the predistorted broadcast signal. Due to such compensation of interference and distortion at the transmitting and receiving sides, there is a significant increase in the quality of transmission of audio broadcast signals.

Предлагаемый способ компандирования с предыскажением звуковых вещательных сигналов, включающий на передающей стороне частотную коррекцию аналогового звукового вещательного сигнала передачи, амплитудное ограничение этого сигнала, аналого-цифровое преобразование сигнала с формированием, таким образом, цифрового вещательного сигнала передачи, задержку этого цифрового вещательного сигнала передачи и получение, таким образом, основного цифрового вещательного сигнала передачи, кроме того, из цифрового вещательного сигнала передачи формируют сопряженный ему по Гильберту ортогональный вспомогательный сигнал передачи и получают, таким образом, вспомогательный комплексный сигнал передачи, из которого выделяют вспомогательный сигнал косинуса фазы передачи и вспомогательный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи, из которой выделяют путем фильтрации низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала передачи, а затем низкочастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей компрессируют с большим коэффициентом сжатия, среднечастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей компрессируют с меньшим коэффициентом сжатия, а высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей экспонирует, после чего все три составляющих вспомогательного сигнала гильбертовской огибающей передачи суммируют и получают вспомогательный сигнал обработанной гильбертовской амплитудной огибающей передачи, которую умножают на вспомогательный сигнал косинуса фазы передачи и получают восстановленный после обработки вспомогательный цифровой вещательный сигнал передачи, из которого путем цифро-аналогового преобразования формируют вспомогательный выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи, содержащий помехи и искажения, вызванные обработками на передающей стороне, после чего этот вспомогательный выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи подвергают затуханию, соответствующему затуханию линии связи, и формируют, таким образом, на передающей стороне вспомогательный входной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, затем осуществляют амплитудное ограничение этого вспомогательного аналогового звукового вещательного сигнала приема, аналого-цифровое преобразование этого вспомогательного сигнала с формированием, таким образом, вспомогательного цифрового вещательного сигнала приема, формирование сопряженного ему по Гильберту вспомогательного ортогонального сигнала приема и получение, таким образом, вспомогательного комплексного сигнала приема, из которого выделяют вспомогательный сигнал косинуса фазы приема и вспомогательный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей приема, из которой выделяют путем фильтрации низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала приема, а затем низкочастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей экспандируют с большим коэффициентом расширения, среднечастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей экспандируют с меньшим коэффициентом расширения, а высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей компрессируют, после чего все три составляющие вспомогательного сигнала гильбертовской огибающей приема суммируют и получают вспомогательный сигнал обработанной гильбертовской амплитудной огибающей приема, который умножают на вспомогательный сигнал косинуса фазы приема и получают восстановленный после обработки вспомогательный цифровой вещательный сигнал приема, из которого путем цифро-аналогового преобразования формируют вспомогательный восстановленный аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, над которым осуществляют обратную частотную коррекцию и получают на передающей стороне искаженный вследствие обработок вспомогательный выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, содержащий помехи и искажения передающей и приемной сторон, над которым осуществляют аналого-цифровое преобразование и получают, искаженный вследствие обработок, вспомогательный выходной цифровой вещательный сигнал, из которого вычитают задержанный основной цифровой вещательный сигнал передачи и получают цифровой предыскажающий сигнал, состоящий из помех и искажений передающей и приемной сторон, который далее инвертируют по фазе, а затем вводят путем суммирования в неискаженный задержанный основной цифровой вещательный сигнал передачи и получают основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал передачи, из которого формируют сопряженный ему по Гильберту ортогональный основной предыскаженный сигнал передачи и получают, таким образом, основной предыскаженный комплексный сигнал передачи, из которого выделяют основной предыскаженный сигнал косинуса фазы передачи и основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи, из которой выделяют путем фильтрации низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие предыскаженного основного сигнала передачи, а затем низкочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей компрессируют с большим коэффициентом сжатия, среднечастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей компрессируют с меньшим коэффициентом сжатия, а высокочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей экспандирует, после чего все три составляющих основного предыскаженного сигнала гильбертовской огибающей передачи суммируют и получают обработанный основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи, который умножают на основной предыскаженный сигнал косинуса фазы передачи и получают восстановленный после обработки основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал передачи, из которого путем цифро-аналогового преобразования формируют основной выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи, в котором за счет предыскажения были скомпенсированы помехи и искажения, возникшие вследствие обработок в основном вещательном сигнале на передающей стороне, причем компенсация помех и искажений произошла за счет того, что помехи и искажения, возникшие вследствие обработок в основном вещательном сигнале на передающей стороне имели противоположную фазу по отношению помех и искажений, сформированных в виде предыскажения и введенных в основной вещательный сигнал передачи, а на приемной стороне - амплитудное ограничение основного предыскаженного входного аналогового звукового вещательного сигнала приема, аналого-цифровое преобразование этого сигнала с формированием, таким образом, основного предыскаженного цифрового вещательного сигнала приема, формирование сопряженного ему по Гильберту ортогонального основного предыскаженного сигнала приема и получение, таким образом, основного предыскаженного комплексного сигнала приема, из которого выделяют основной предыскаженный сигнал косинуса фазы приема и основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей приема, из которой выделяют путем фильтрации низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала приема, а затем низкочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей экспандируют с большим коэффициентом расширения, среднечастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей экспандируют с меньшим коэффициентом расширения, а высокочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей компрессируют, после чего все три составляющие основного предыскаженного сигнала гильбертовской огибающей приема суммируют и получают обработанный основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей приема, который умножают на основной предыскаженный сигнал косинуса фазы приема и получают восстановленный после обработки основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал приема, из которого путем цифро-аналогового преобразования формируют основной восстановленный аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, над которым осуществляют обратную частотную коррекцию и получают выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, в котором за счет предыскажения были скомпенсированы помехи и искажения, возникшие вследствие обработок в основном вещательном сигнале на приемной стороне, причем компенсация помех и искажений произошла за счет того, что помехи и искажения, возникшие вследствие обработок в основном вещательном сигнале на приемной стороне имели противоположную фазу по отношению помех и искажений, сформированных в виде предыскажения и введенных в основной вещательный сигнал.The proposed method for companding with predistortion of audio broadcast signals, including on the transmitting side frequency equalization of an analog audio broadcast signal of transmission, amplitude limiting of this signal, analog-to-digital conversion of the signal, thus forming a digital broadcast signal of transmission, delaying this digital broadcast signal of transmission and receiving , thus, from the digital broadcast transmission signal, an orthogonal auxiliary transmission signal is formed from the digital broadcast transmission signal, and thus an auxiliary complex transmission signal is obtained, from which the auxiliary signal of the transmission phase cosine and the auxiliary Hilbert signal the amplitude envelope of the transmission, from which the low-frequency, mid-frequency and high-frequency components of the auxiliary transmission signal are separated by filtering, and then the low-frequency components of the entire the auxiliary envelope signal is compressed with a high compression ratio, the mid-frequency components of the auxiliary envelope signal are compressed with a lower compression ratio, and the high-frequency components of the auxiliary envelope signal are exposed, after which all three components of the auxiliary Hilbert transmission envelope signal are summed and the auxiliary signal of the processed Hilbert transmission amplitude envelope is obtained, which is multiply by the auxiliary signal of the cosine of the transmission phase and obtain the auxiliary digital broadcast transmission signal recovered after processing, from which an auxiliary output analog audio broadcast transmission signal is formed by digital-to-analog conversion, containing interference and distortions caused by processing on the transmitting side, after which this auxiliary output the analog audio broadcast transmission signal is subjected to an attenuation corresponding to the attenuation of the communication line, and is formed, thus, on the transmitting side, an auxiliary input analogue audio broadcast signal of reception, then amplitude limiting of this auxiliary analogue audio broadcasting signal of reception is carried out, analog-to-digital conversion of this auxiliary signal, thus forming an auxiliary digital broadcasting signal of reception, the formation of its Hilbert conjugate an auxiliary orthogonal reception signal and thus obtaining an auxiliary complex reception signal, from which the auxiliary signal of the cosine of the reception phase and the auxiliary signal of the Hilbert amplitude envelope of the reception are extracted, from which the low-frequency, mid-frequency and high-frequency components of the auxiliary reception signal are extracted, and then the low-frequency components the auxiliary envelope signal is expanded with a large expansion coefficient, the mid-frequency components of the auxiliary envelope signal are expanded are compressed with a lower expansion coefficient, and the high-frequency components of the auxiliary envelope signal are compressed, after which all three components of the auxiliary signal of the Hilbert reception envelope are summed up and an auxiliary signal of the processed Hilbert amplitude envelope of the reception is obtained, which is multiplied by the auxiliary signal of the reception phase cosine and the auxiliary digital broadcast reception signal, from which an auxiliary reconstructed analog audio broadcast reception signal is formed by means of digital-to-analog conversion, over which an inverse frequency correction is performed and an auxiliary output analog audio broadcast reception signal distorted due to processing is obtained on the transmitting side, containing interference and distortions of the transmitting and receiving sides , over which analog-to-digital conversion is carried out and, distorted due to processing, an auxiliary digital output broadcast signal, from which the delayed main digital broadcast transmission signal is subtracted and a digital predistortion signal is obtained, consisting of interference and distortion of the transmitting and receiving sides, which is then inverted in phase, and then added by summation to the undistorted delayed main digital broadcast transmission signal and the main predistorted digital broadcast signal of the transmission, from which the orthogonal main predistorted transmission signal is formed, from which the orthogonal main predistorted transmission signal is formed, and thus the main predistorted complex transmission signal is obtained, from which the main predistorted signal of the transmit phase cosine and the main predistorted signal of the Hilbert amplitude transmission envelope are extracted, from which the low-frequency, mid-frequency and high-frequency components of the predistorted main transmission signal are separated by filtering, and then the low-frequency components of the main predistorted envelope signal are compressed with With a higher compression ratio, the mid-frequency components of the main predistorted envelope signal are compressed with a lower compression ratio, and the high-frequency components of the main predistorted envelope signal are expanded, after which all three components of the main predistorted signal of the Hilbert transmission envelope are summed and the processed main predistorted signal of the Hilbert transmission envelope is obtained, which is multiplied by the amplitude transmission envelope to the main predistorted signal of the cosine of the transmission phase and receive the main predistorted digital broadcast transmission signal restored after processing, from which, by means of digital-to-analog conversion, the main output analog audio broadcast transmission signal is formed, in which, due to predistortion, the interference and distortions arising from the processing in the main broadcast signal on the transmitting side, and the compensation of interference and distortion occurred due to the fact that interference and distortion, in arising as a result of processing in the main broadcast signal on the transmitting side had the opposite phase in relation to interference and distortions formed in the form of predistortion and introduced into the main broadcast signal of the transmission, and on the receiving side - the amplitude limitation of the main predistorted input analogue audio broadcast signal of reception, analog-digital converting this signal with the formation, thus, of the main predistorted digital broadcast signal of reception, formation of the Hilbert-coupled orthogonal main predistortion reception signal and thus obtaining the main predistorted complex reception signal, from which the main predistorted signal of the receiving phase cosine and the main predistorted the signal of the Hilbert amplitude envelope of the reception, from which the low-frequency, mid-frequency and high-frequency components of the main predistorted reception signal are extracted by filtering, and then the low frequencies the main components of the main predistorted envelope signal are expanded with a large expansion coefficient, the mid-frequency components of the main predistorted envelope signal are expanded with a lower expansion coefficient, and the high-frequency components of the main predistorted envelope signal are compressed, after which all three components of the main predistorted signal of the receiving Hilbert envelope are summed and the processed main predistorted signal of the receiving envelope is summed and the processed main predistorted signal is obtained. the signal of the Hilbert amplitude envelope of the reception, which is multiplied by the main predistorted signal of the cosine of the reception phase and the main predistorted digital broadcast signal of reception is recovered after processing, from which the main recovered analogue audio broadcast signal of reception is formed by digital-to-analog conversion, on which the inverse frequency correction is performed and receive an output analog audio broadcast signal of reception, in which, due to predistortion, interference and distortions arising from processing in the main broadcast signal on the receiving side have been retired, and the compensation of interference and distortions occurred due to the fact that the interference and distortions arising from the processing in the main broadcast signal on the receiving side had the opposite phase in relation to interference and distortion, formed in the form of predistortion and introduced into the main broadcast signal.

А в устройство компандирования с предыскажением звуковых вещательных сигналов, содержащее на передающей стороне последовательно соединенные источник звуковых сигналов, блок коррекции, первый ограничитель, первый аналого-цифровой преобразователь, а также блоки: первый блок формирования ортогонального сигнала, первый блок модуляционного разложения сигнала, первый фильтр низких частот, первый полосовой фильтр, первый фильтр высоких частот, первый компрессор, второй компрессор, первый экспандер, первый сумматор, первый блок модуляционного восстановления сигнала и первый цифро-аналоговый преобразователь, из которых образован основной передатчик, при этом вход первого блока формирования ортогонального сигнала является входом основного передатчика, а первый и второй выходы первого блока формирования ортогонального сигнала соединены, соответственно, с первым и вторым входами первого блока модуляционного разложения сигнала, первый выход которого соединен с первым входом первого блока модуляционного восстановления сигнала, а его второй выход соединен со входом первого фильтра низких частот, входом первого полосового фильтра и входом первого фильтра высоких частот, причем выход первого фильтра низких частот соединен со входом первого компрессора, выход которого соединен с первым входом первого сумматора, выход первого полосового фильтра соединен со входом второго компрессора, выход которого соединен со вторым входом первого сумматора, а выход первого фильтра высоких частот соединен со входом первого экспандера, выход которого соединен с третьим входом первого сумматора, выход которого соединен со вторым входом первого блока модуляционного восстановления сигнала, выход которого соединен со входом первого цифро-аналогового преобразователя, выход которого является выходом основного передатчика, выход которого является выходом передающей стороны устройства, а на приемной стороне, содержащее второй ограничитель, второй аналого-цифровой преобразователь, второй блок формирования ортогонального сигнала, второй блок модуляционного разложения сигнала, второй фильтр низких частот, второй полосой фильтр, второй фильтр высоких частот, второй экспандер, третий экспандер, третий компрессор, второй сумматор, второй блок модуляционного восстановления сигнала, второй цифро-аналоговый преобразователь и первый блок обратной коррекции, причем из перечисленных блоков приемной стороны образован основной приемник, при этом вход второго ограничителя является входом основного приемника, вход которого является входом приемной стороны устройства, а выход второго ограничителя соединен со входом второго аналого-цифрового преобразователя, выход которого соединен со входом второго блока формирования ортогонального сигнала, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с первым и вторым входами второго блока модуляционного разложения сигнала, первый выход которого соединен с первым входом второго блока модуляционного восстановления сигнала, а его второй выход соединен со входом второго фильтра низких частот, входом второго полосового фильтра и входом второго фильтра высоких частот, причем выход второго фильтра низких частот соединен со входом второго экспандера, выход которого соединен с первым входом второго сумматора, выход второго полосового фильтра соединен со входом третьего экспандера, выход которого соединен со вторым входом второго сумматора, а выход второго фильтра высоких частот соединен со входом третьего компрессора, выход которого соединен с третьим входом второго сумматора, выход которого соединен со вторым входом второго блока модуляционного восстановления сигнала, выход которого соединен со входом второго цифро-аналогового преобразователя, выход которого соединен со входом первого блока обратной коррекции, выход которого является выходом основного приемника, выход которого является выходом приемной стороны устройства, дополнительно введены на передающей стороне вспомогательный передатчик и вспомогательный приемник, полностью идентичные, соответственно, основному передатчику и основному приемнику, а также введены аттенюатор, линия задержки, третий сумматор, третий аналого-цифровой преобразователь, блок вычитания и фазоинвертор, при этом выход первого аналого-цифрового преобразователя соединен со входом линии задержки и входом вспомогательного передатчика, выход которого через последовательно соединенные аттенюатор, вспомогательный приемник и третий аналого-цифровой преобразователь подключен к первому входу блока вычитания, второй вход которого соединен с выходом линии задержки и первым входом третьего сумматора, а выход блока вычитания соединен через фазоинвертор со вторым входом третьего сумматора, выход которого соединен со входом основного передатчика, выход которого является выходом передающей стороны устройства, причем вспомогательный передатчик, в точности соответствующий основному передатчику, содержит третий блок формирования ортогонального сигнала, третий блок модуляционного разложения сигнала, третий фильтр низких частот, третий полосовой фильтр, третий фильтр высоких частот, четвертый компрессор, пятый компрессор, четвертый экспандер, четвертый сумматор, третий блок модуляционного восстановления сигнала и третий цифро-аналоговый преобразователь, при этом вход третьего блока формирования ортогонального сигнала является входом вспомогательного передатчика, а первый и второй выходы третьего блока формирования ортогонального сигнала, соединены, соответственно с первым и вторым входами третьего блока модуляционного разложения сигнала, первый выход которого соединен с первым входом третьего блока модуляционного восстановления сигнала, а его второй выход соединен со входом третьего фильтра низких частот, входом третьего полосового фильтра и входом третьего фильтра высоких частот, причем выход третьего фильтра низких частот соединен со входом четвертого компрессора, выход которого соединен с первым входом четвертого сумматора, выход третьего полосового фильтра соединен со входом пятого компрессора, выход которого соединен со вторым входом четвертого сумматора, а выход третьего фильтра высоких частот соединен со входом четвертого экспандера, выход которого соединен с третьим входом четвертого сумматора, выход которого соединен со вторым входом третьего блока модуляционного восстановления сигнала, выход которого соединен со входом третьего цифро-аналогового преобразователя, выход которого является выходом вспомогательного передатчика, причем вспомогательный приемник, в точности соответствующий основному приемнику, содержит третий ограничитель, четвертый аналого-цифровой преобразователь, четвертый блок формирования ортогонального сигнала, четвертый блок модуляционного разложения сигнала, четвертый фильтр низких частот, четвертый полосовой фильтр, четвертый фильтр высоких частот, пятый экспандер, шестой экспандер, шестой компрессор, пятый сумматор, четвертый блок модуляционного восстановления сигнала и последовательно соединенные четвертый цифро-аналоговый преобразователь и второй блок обратной коррекции, при этом вход третьего ограничителя является входом вспомогательного приемника, а выход третьего ограничителя соединен со входом четвертого аналого-цифрового преобразователя, выход которого соединен со входом четвертого блока формирования ортогонального сигнала, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с первым и вторым входами четвертого блока модуляционного разложения сигнала, первый выход которого соединен с первым входом четвертого блока модуляционного восстановления сигнала, а его второй выход соединен со входом четвертого фильтра низких частот, входом четвертого полосового фильтра и входом четвертого фильтра высоких частот, при этом выход четвертого фильтра низких частот соединен со входом пятого экспандера, выход которого соединен с первым входом пятого сумматора, выход четвертого полосового фильтра соединен со входом шестого экспандера, выход которого соединен со вторым входом пятого сумматора, а выход четвертого фильтра высоких частот соединен со входом шестого компрессора, выход которого соединен с третьим входом пятого сумматора, выход которого соединен со вторым входом четвертого блока модуляционного восстановления сигнала, выход которого соединен со входом четвертого цифро-аналогового преобразователя, выход которого соединен со входом второго блока обратной коррекции, выход которого является выходом вспомогательного приемника.And into a companding device with predistortion of audio broadcast signals containing on the transmitting side a serially connected source of audio signals, a correction unit, a first limiter, a first analog-to-digital converter, as well as units: a first unit for generating an orthogonal signal, a first unit for modulating signal decomposition, a first filter low-pass filter, first band-pass filter, first high-pass filter, first compressor, second compressor, first expander, first adder, first modulation signal reconstruction unit and first digital-to-analog converter, of which the main transmitter is formed, while the input of the first orthogonal signal generating unit is the input of the main transmitter, and the first and second outputs of the first block for generating the orthogonal signal are connected, respectively, to the first and second inputs of the first block of modulation decomposition of the signal, the first output of which is connected to the first input of the first block of modulation signal recovery, and its second output is connected to the input of the first low-pass filter, the input of the first band-pass filter and the input of the first high-pass filter, and the output of the first low-pass filter is connected to the input of the first compressor, the output of which is connected to the first input of the first adder, the output of the first the bandpass filter is connected to the input of the second compressor, the output of which is connected to the second input of the first adder, and the output of the first high-pass filter is connected to the input of the first expander, the output of which is connected to the third input of the first adder, the output of which is connected to the second input of the first modulation signal recovery unit, whose output is connected to the input of the first digital-to-analog converter, the output of which is the output of the main transmitter, the output of which is the output of the transmitting side of the device, and on the receiving side, containing the second limiter, the second analog-to-digital converter, the second ortho forming unit signal, second block of modulation signal decomposition, second low-pass filter, second band filter, second high-pass filter, second expander, third expander, third compressor, second adder, second block of modulation signal reconstruction, second digital-to-analog converter and first reverse block correction, moreover, the main receiver is formed from the listed blocks of the receiving side, while the input of the second limiter is the input of the main receiver, the input of which is the input of the receiving side of the device, and the output of the second limiter is connected to the input of the second analog-to-digital converter, the output of which is connected to the input of the second block generating an orthogonal signal, the first and second outputs of which are connected, respectively, to the first and second inputs of the second block of modulation signal decomposition, the first output of which is connected to the first input of the second block of modulation signal recovery, and its second output is connected to the input m of the second low-pass filter, the input of the second band-pass filter and the input of the second high-pass filter, and the output of the second low-pass filter is connected to the input of the second expander, the output of which is connected to the first input of the second adder, the output of the second band-pass filter is connected to the input of the third expander, the output of which is connected to the second input of the second adder, and the output of the second high-pass filter is connected to the input of the third compressor, the output of which is connected to the third input of the second adder, the output of which is connected to the second input of the second block of modulation signal recovery, the output of which is connected to the input of the second digital-to-analog converter , the output of which is connected to the input of the first inverse correction unit, the output of which is the output of the main receiver, the output of which is the output of the receiving side of the device, an auxiliary transmitter and an auxiliary receiver are additionally introduced on the transmitting side, completely identical, respectively respectively, the main transmitter and the main receiver, as well as an attenuator, a delay line, a third adder, a third analog-to-digital converter, a subtractor and a phase inverter, while the output of the first analog-to-digital converter is connected to the input of the delay line and the input of the auxiliary transmitter, the output of which through a series-connected attenuator, an auxiliary receiver and a third analog-to-digital converter is connected to the first input of the subtractor, the second input of which is connected to the output of the delay line and the first input of the third adder, and the output of the subtractor is connected through a phase inverter to the second input of the third adder, the output of which is connected with the input of the main transmitter, the output of which is the output of the transmitting side of the device, and the auxiliary transmitter, exactly corresponding to the main transmitter, contains a third unit for generating an orthogonal signal, a third unit for modulating signal decomposition, a third filter low x frequencies, the third band-pass filter, the third high-pass filter, the fourth compressor, the fifth compressor, the fourth expander, the fourth adder, the third block of modulation signal reconstruction and the third digital-to-analog converter, while the input of the third block of the formation of the orthogonal signal is the input of the auxiliary transmitter, and the first and second outputs of the third block for generating an orthogonal signal are connected, respectively, to the first and second inputs of the third block of modulation signal decomposition, the first output of which is connected to the first input of the third block of modulation signal recovery, and its second output is connected to the input of the third low-pass filter, the input the third band-pass filter and the input of the third high-pass filter, and the output of the third low-pass filter is connected to the input of the fourth compressor, the output of which is connected to the first input of the fourth adder, the output of the third band-pass filter is connected to the input of the fifth compressor, in the output of which is connected to the second input of the fourth adder, and the output of the third high-pass filter is connected to the input of the fourth expander, the output of which is connected to the third input of the fourth adder, the output of which is connected to the second input of the third block of modulation signal recovery, the output of which is connected to the input of the third digital analog converter, the output of which is the output of the auxiliary transmitter, and the auxiliary receiver, exactly corresponding to the main receiver, contains a third limiter, a fourth analog-to-digital converter, a fourth orthogonal signal generating unit, a fourth signal modulation decomposition unit, a fourth low-pass filter, a fourth band-pass filter , the fourth high-pass filter, the fifth expander, the sixth expander, the sixth compressor, the fifth adder, the fourth block of modulation signal recovery and the fourth digital-to-analog converter and the second block connected in series to the reverse correction, while the input of the third limiter is the input of the auxiliary receiver, and the output of the third limiter is connected to the input of the fourth analog-to-digital converter, the output of which is connected to the input of the fourth block for generating an orthogonal signal, the first and second outputs of which are connected, respectively, to the first and the second inputs of the fourth block of modulation decomposition of the signal, the first output of which is connected to the first input of the fourth block of modulation signal recovery, and its second output is connected to the input of the fourth low-pass filter, the input of the fourth band-pass filter and the input of the fourth high-pass filter, while the output of the fourth low-pass filter frequencies is connected to the input of the fifth expander, the output of which is connected to the first input of the fifth adder, the output of the fourth bandpass filter is connected to the input of the sixth expander, the output of which is connected to the second input of the fifth adder, and the output of the fourth high-pass filter to is connected to the input of the sixth compressor, the output of which is connected to the third input of the fifth adder, the output of which is connected to the second input of the fourth block of modulation signal recovery, the output of which is connected to the input of the fourth digital-to-analog converter, the output of which is connected to the input of the second block of inverse correction, the output of which is the output of the slave receiver.

Благодаря такому решению задачи предлагаемый способ и устройство компандирования с предыскажением звуковых вещательных сигналов, в отличие от прототипа, позволяет за счет предыскажения скомпенсировать помехи и искажения, возникающие из-за обработок звукового вещательного сигнала на передающей и приемной сторонах. Вследствие такой компенсации помех и искажений удается существенно повысить качество передачи звуковых вещательных сигналов.Thanks to such a solution to the problem, the proposed method and device for companding with predistortion of audio broadcast signals, in contrast to the prototype, allows, due to predistortion, to compensate for interference and distortions arising from the processing of the audio broadcast signal at the transmitting and receiving sides. As a result of such compensation of interference and distortion, it is possible to significantly improve the quality of transmission of audio broadcast signals.

Перечень фигурList of figures

Предложенный способ и устройство поясняются фигурами, на которых показаны:The proposed method and device are illustrated by the figures, which show:

Фиг. 1 Структурная схема устройства компандирования с предыскажением звуковых вещательных сигналов.FIG. 1 Block diagram of a companding device with predistortion of audio broadcast signals.

Фиг. 2 Схема блока формирования ортогонального сигнала.FIG. 2 Diagram of an orthogonal signal forming unit.

Фиг. 3 Схема блока модуляционного разложения сигнала.FIG. 3 Block diagram of modulation signal decomposition.

Фиг. 4 Схема блока модуляционного восстановления сигнала.FIG. 4 Block diagram of modulation signal recovery.

Фиг. 5 Схема сегментации и наложения оконной функции Наттолла, входящей в блок формирования ортогонального сигнала.FIG. 5 Scheme of segmentation and superposition of the Nuttall window function included in the orthogonal signal generating unit.

фиг. 6 Временные диаграммы работы схемы сегментации и наложения оконной функции Наттолла, входящей в блок формирования ортогонального сигнала,fig. 6 Timing diagrams of the operation of the segmentation and overlay scheme of the Nuttall window function included in the orthogonal signal generation unit,

фиг. 7 Схема перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла, входящей в блок формирования ортогонального сигнала.fig. 7 Scheme of overlapping segments and compensation of unevenness of the Nuttall window function included in the orthogonal signal generating unit.

Фиг. 8 Временные диаграммы работы схемы перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла, входящей в блок формирования ортогонального сигнала.FIG. 8 Timing diagrams of the operation of the circuit of overlapping segments and compensation of unevenness of the Nuttall window function, which is included in the unit for generating the orthogonal signal.

Осуществление изобретенияImplementation of the invention

Особенностью предлагаемого способа компандирования с предыскажением звуковых вещательных сигналов, в отличие от прототипа, является выделение на передающей стороне при помощи вспомогательного сигнала, полностью идентичного основному звуковому вещательному сигналу, помех и искажений, возникающих при обработках информационного звукового вещательного сигнала как на передающей, так и на приемной сторонах и введения этих выделенных помех и искажений в передаваемый основной вещательный сигнал в виде предыскажения этого информационного сигнала, вследствие чего происходит взаимокомпенсация помех и искажений на передающей и приемной сторонах и повышение качества передачи звуковых вещательных сигналов.A feature of the proposed method of companding with predistortion of audio broadcast signals, in contrast to the prototype, is the selection on the transmitting side with the help of an auxiliary signal, completely identical to the main audio broadcast signal, interference and distortions arising from the processing of the information audio broadcasting signal both on the transmitting and on the receiving sides and introducing these isolated interference and distortions into the transmitted main broadcast signal in the form of predistortion of this information signal, as a result of which there is a mutual compensation of interference and distortions on the transmitting and receiving sides and an increase in the transmission quality of audio broadcast signals.

В основе предлагаемого способа лежит формирование на передающей стороне вспомогательного информационного звукового вещательного сигнала, который в точности соответствует основному информационному звуковому вещательному сигналу. В этих основном и вспомогательном вещательных сигналах, вследствие многочисленных и одинаковых обработок возникают одинаковые помехи и искажения. При этом, в основном вещательном сигнале эти помехи и искажения возникают за счет обработок как на передающей, так и на приемной сторонах. Во вспомогательном вещательном сигнале точно такие же помехи и искажения возникают за счет таких же обработок только на передающей стороне. В этом случае все обработки, соответствующие обработкам не только передающей, но и приемной стороны, осуществляются во вспомогательном вещательном сигнале только на передающей стороне. В результате получают искаженный вследствие обработок выходной вспомогательный вещательный сигнал, из которого вычитают не прошедший обработок и неискаженный основной вещательный сигнал передачи. Выделенные таким образом помехи и искажения передающей и приемной сторон образуют предыскажающий сигнал, который далее инвертируют по фазе. После этого инвертированный предыскажающий сигнал вводят путем суммирования в основной неискаженный вещательный сигнал передачи и получают основной предыскаженный вещательный сигнал передачи. При помощи этого основного предыскаженного вещательного сигнала передачи осуществляют компенсацию помех и искажений, возникающих вследствие обработок в вещательном сигнале на передающей и приемной сторонах, но имеющих противоположную фазу по отношению помех и искажений, содержащихся в предыскаженном вещательном сигнале.The proposed method is based on the formation on the transmitting side of the auxiliary information audio broadcasting signal, which exactly corresponds to the main information audio broadcasting signal. In these main and auxiliary broadcast signals, the same interference and distortion occurs due to multiple and identical processing. In this case, in the main broadcast signal, these interference and distortions arise due to processing both at the transmitting and receiving sides. In the broadcast auxiliary signal, exactly the same interference and distortion occurs due to the same processing only on the transmitting side. In this case, all processing corresponding to the processing of not only the transmitting, but also the receiving side are carried out in the auxiliary broadcast signal only on the transmitting side. As a result, the output auxiliary broadcast signal, distorted due to the processing, is obtained, from which the unprocessed and undistorted main broadcast transmission signal is subtracted. The interference and distortion of the transmitting and receiving sides thus isolated form a predistortion signal, which is then phase inverted. Thereafter, the inverted predistortion signal is added by summation to the main undistorted broadcast transmission signal, and the main predistorted broadcast transmission signal is obtained. This main predistorted broadcast signal of the transmission is used to compensate for interference and distortion arising from processing in the broadcast signal at the transmitting and receiving sides, but having an opposite phase with respect to the interference and distortions contained in the predistorted broadcast signal.

Способ компандирования с предыскажением звуковых вещательных сигналов реализуется следующим образом. На передающей стороне исходный аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи от источника звуковых сигналов подвергается частотной коррекции (фиг. 1) с небольшим подъемом высокочастотных составляющих сигнала, что позволяет слегка увеличить амплитуду наиболее низкоуровневых компонент данного сигнала. После этого над сигналом осуществляют амплитудное ограничение перед его аналого-цифровым преобразованием. Амплитудное ограничение позволяет согласовать амплитуду звукового вещательного сигнала с динамическим диапазоном аналого-цифрового преобразователя. Аналого-цифровое преобразование позволяет сформировать цифровой вещательный сигнал передачи из аналогового звукового вещательного сигнала передачи. Далее осуществляют задержку этого цифрового вещательного сигнала передачи и получают, таким образом, основной цифровой вещательный сигнал передачи. Кроме того, из цифрового вещательного сигнала передачи формируют сопряженный ему по Гильберту ортогональный вспомогательный сигнал передачи, согласно (Радиовещание и электроакустика. Под ред. Ковалгина Ю.А. М. Радио и связь, 1999, с.75):The predistortion companding method of broadcast audio signals is implemented as follows. On the transmitting side, the original analog audio broadcast signal of the transmission from the audio signal source is subjected to frequency correction (Fig. 1) with a slight rise in the high-frequency components of the signal, which makes it possible to slightly increase the amplitude of the lowest-level components of this signal. After that, amplitude limiting is performed on the signal before its analog-to-digital conversion. Amplitude limiting allows the amplitude of the audio broadcast signal to be matched to the dynamic range of the analog-to-digital converter. Analog-to-digital conversion allows the formation of a digital broadcast transmission signal from an analog audio broadcast transmission signal. Next, this digital broadcast transmission signal is delayed, and thus the main digital broadcast transmission signal is obtained. In addition, an orthogonal auxiliary transmission signal is formed from the digital broadcasting signal of the transmission, according to (Radio broadcasting and electroacoustics. Edited by Yu.A. M. Kovalgin, Radio and communication, 1999, p.75):

где S_1в(t) - сопряженный по Гильберту ортогональный вспомогательный сигнал передачи от цифрового вещательного сигнала передачи S(t).where S _1w (t) is the Hilbert-conjugated orthogonal auxiliary transmission signal from the digital broadcast transmission signal S (t).

Сопряженный по Гильберту вспомогательный сигнал передачи является точно таким же, как и исходный цифровой вещательный сигнал передачи и основной цифровой вещательный сигнал передачи, но имеющий поворот фазы всех своих спектральных составляющих на 90°.The Hilbert-coupled auxiliary transmission signal is exactly the same as the original digital broadcast transmission signal and the main digital broadcast transmission signal, but with a 90 ° phase rotation of all its spectral components.

Далее из полученного таким образом вспомогательного комплексного сигнала передачи, состоящего из S(t) и S_1в(t) выделяют пару параметрических сигналов, содержащую вспомогательный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей A_в(t) передачи и вспомогательный сигнал косинуса фазы cosϕ_в(t) передачи, согласно (Радиовещание и электроакустика. Под ред. Ковалгина Ю.А. М. Радио и связь, 1999,с.75):Further, from the auxiliary complex transmission signal obtained in this way, consisting of S (t) and S _1в (t), a pair of parametric signals is separated, containing the auxiliary signal of the Hilbert amplitude envelope A _in (t) transmission and the auxiliary signal of the cosine phase cosϕ _in (t) transmission , according to (Radio broadcasting and electroacoustics. Edited by Yu.A. Kovalgin, Radio and communication, 1999, p.75):

Преобразование гильберта позволяет представить вспомогательный сигнал в виде произведения двух функций - вспомогательной огибающей A_в(t) и вспомогательного косинуса фазы cosϕ_в(t):The Hilbert transform allows you to represent the auxiliary signal as a product of two functions - auxiliary envelope A _in (t) and auxiliary phase cosϕ _in (t):

Далее, из полученного таким образом вспомогательного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи выделяют путем фильтрации низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи.Further, from the thus obtained auxiliary signal of the Hilbert amplitude envelope of the transmission, the low-frequency, mid-frequency and high-frequency components of the auxiliary signal of the Hilbert amplitude envelope of the transmission are separated by filtering.

Затем низкочастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей компрессируют с большим коэффициентом сжатия, среднечастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей компрессируют с меньшим коэффициентом сжатия, а высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей экспонируют. Такая раздельная обработка позволяет избежать модуляции переменным коэффициентом компрессии, определяемым, в основном, мощными низкочастотными составляющими и менее мощными среднечастотными составляющими, в отношении низкоуровневых высокочастотных составляющих и шумов в вспомогательном сигнале гильбертовской амплитудной огибающей. Экспандирование высокочастотных составляющих в вспомогательном сигнале огибающей позволяет дополнительно увеличить амплитуду сравнительно высокоуровневых компонент данного сигнала и снизить амплитуду низкоуровневых компонент этого сигнала и шумов. Если частотная коррекция позволила осуществить небольшой подъем как низкоуровневых, так и сравнительно высокоуровневых компонент высокочастотных составляющих, что повысило качество аналого-цифрового преобразования, то экспандирование позволяет отделить высокоуровневые компоненты, воспринимаемые слухом, от низкоуровневых компонент высокочастотной части в вспомогательном сигнале огибающей, не воспринимаемых слухом, и шумов.Then, the low frequency components of the auxiliary envelope signal are compressed at a high compression ratio, the mid frequency components of the auxiliary envelope signal are compressed at a lower compression ratio, and the high frequency components of the auxiliary envelope signal are exposed. This separate processing avoids variable compression ratio modulation, mainly driven by strong low-frequency components and less powerful mid-frequency components, with respect to low-level high-frequency components and noise in the Hilbert amplitude envelope auxiliary signal. Expanding the high-frequency components in the auxiliary envelope signal allows to further increase the amplitude of the relatively high-level components of this signal and to reduce the amplitude of the low-level components of this signal and noise. Whereas frequency equalization allowed for a slight increase in both low-level and relatively high-level components of high-frequency components, which increased the quality of analog-to-digital conversion, then expansion allows separating the high-level components perceived by the ear from the low-level components of the high-frequency part in the auxiliary signal of the envelope that are not perceived by the ear. and noise.

После этого все три составляющих вспомогательного сигнала гильбертовской огибающей передачи суммируют и получают вспомогательный сигнал обработанной гильбертовской амплитудной огибающей передачи A_во(t), которую умножают на вспомогательный сигнал косинуса фазы передачи cosϕ_в(t) и получают восстановленный после обработки вспомогательный цифровой вещательный сигнал передачи.After that, all three components of the auxiliary signal of the Hilbert transmission envelope are summed and an auxiliary signal of the processed Hilbert amplitude envelope of the transmission A _in (t) is obtained, which is multiplied by the auxiliary signal of the cosine of the transmission phase cosϕ _in (t) and the auxiliary digital broadcasting transmission signal is recovered after processing.

Из этого восстановленного после оораиотки вспомогательного цифрового вещательного сигнала передачи путем цифро-аналогового преобразования формируют вспомогательный выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи, содержащий помехи и искажения, вызванные обработками на передающей стороне. Этот вспомогательный выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи подвергается затуханию, соответствующему затуханию линии связи и формируют, таким образом, вспомогательный входной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема. Затем осуществляют амплитудное ограничение этого вспомогательного аналогового звукового вещательного сигнала приема, которое позволяет согласовать амплитуду вспомогательного аналогового звукового вещательного сигнала приема с динамическим диапазоном аналого-цифрового преобразователя. После этого осуществляют аналого-цифровое преобразование этого вспомогательного сигнала приема с формированием, таким образом, вспомогательного цифрового вещательного сигнала приема. Далее из вспомогательного цифрового вещательного сигнала приема осуществляют формирование сопряженного ему по Гильберту вспомогательного цифрового ортогонального сигнала приема. Сопряженный по Гильберту вспомогательный цифровой ортогональный сигнал приема является точно таким же как и вспомогательный цифровой вещательный сигнал приема, но имеющий поворот фазы всех своих спектральных составляющих на 90°. Далее из полученного таким образом вспомогательного комплексного сигнала приема, выделяют пару вспомогательных параметрических сигналов, содержащую вспомогательный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей приема A_в(t) и вспомогательный сигнал косинуса фазы приема cosϕ_в(t), согласно формулам [2] и [3].From this auxiliary digital broadcasting transmission signal recovered after processing, an auxiliary output analogue audio broadcasting transmission signal is formed by digital-to-analog conversion, containing interference and distortions caused by processing on the transmitting side. This auxiliary output analog audio broadcast transmission signal undergoes an attenuation corresponding to the attenuation of the communication line, and thus an auxiliary input analog audio broadcast reception signal is generated. Amplitude limiting is then performed on this auxiliary analogue broadcast audio signal of reception, which allows the amplitude of the auxiliary analogue audio broadcasting reception signal to be matched to the dynamic range of the analog-to-digital converter. Thereafter, analog-to-digital conversion of this auxiliary reception signal is carried out, thereby generating the auxiliary digital broadcast reception signal. Further, from the auxiliary digital broadcasting reception signal, a Hilbert-coupled auxiliary digital orthogonal reception signal is formed. The Hilbert-coupled digital orthogonal receive signal is exactly the same as the digital broadcast receive signal, but has a 90 ° phase rotation of all its spectral components. Further, from the thus obtained auxiliary complex reception signal, a pair of auxiliary parametric signals is separated, containing the auxiliary signal of the Hilbert amplitude envelope of the reception A _in (t) and the auxiliary signal of the cosine of the reception phase cosϕ _in (t), according to formulas [2] and [3].

Затем из полученного вспомогательного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей приема выделяют путем фильтрации низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала приема. После этого низкочастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей приема экспандируют с большим коэффициентом расширения, среднечастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей экспандируют с меньшим коэффициентом расширения, а высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей компрессируют. Такая раздельная обработка, носящая противоположный характер по отношению к обработке низкочастотных, среднечастотных и высокочастотных составляющих вспомогательного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей на передаче, позволяет точно восстановить эти три составляющих вспомогательного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей на приеме.Then, from the obtained auxiliary signal of the Hilbert amplitude envelope of the reception, the low-frequency, mid-frequency and high-frequency components of the auxiliary reception signal are separated by filtering. Thereafter, the low-frequency components of the receiving envelope auxiliary signal are expanded with a large expansion coefficient, the mid-frequency components of the auxiliary envelope signal are expanded with a lower expansion coefficient, and the high-frequency components of the auxiliary envelope signal are compressed. This separate processing, which is opposite to the processing of the low-frequency, mid-frequency and high-frequency components of the auxiliary Hilbert amplitude envelope signal at the transmission, allows you to accurately reconstruct these three components of the auxiliary Hilbert amplitude envelope signal at the reception.

После чего все три составляющие вспомогательного сигнала гильбертовской огибающей приема суммируют и получают вспомогательный сигнал обработанной гильбертовской амплитудной огибающей приема A_во(t). Этот вспомогательный сигнал обработанной амплитудной огибающей приема далее умножают на вспомогательный сигнал косинуса фазы приема и получают восстановленный после обработки вспомогательный цифровой вещательный сигнал приема S_вв(t).After that, all three components of the auxiliary signal of the Hilbert reception envelope are summed up and an auxiliary signal of the processed Hilbert amplitude envelope of the reception A _in (t) is obtained. This auxiliary signal of the processed receive amplitude envelope is then multiplied by the auxiliary signal of the cosine of the receive phase, and the auxiliary digital broadcast reception signal S _bb (t) recovered after processing is obtained.

Далее над восстановленным после обработки вспомогательным цифровым вещательным сигналом приема осуществляют цифро-аналоговое преобразование и формируют вспомогательный восстановленный аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, над которым осуществляют обратную частотную коррекцию с небольшим опусканием высокочастотных составляющих сигнала и получают искаженный вследствие обработок вспомогательный выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, содержащий помехи и искажения передающей и приемной сторон. Все эти описанные операции были проделаны на передающей стороне. Затем над искаженным вследствие обработок вспомогательным выходным аналоговым звуковым вещательным сигналом приема (на передающей стороне) осуществляют аналого-цифровое преобразование и получают искаженный вследствие обработок вспомогательный выходной цифровой вещательный сигнал.Next, digital-to-analog conversion is performed over the auxiliary digital broadcast reception signal recovered after processing, and an auxiliary recovered analog audio broadcast reception signal is formed, on which inverse frequency correction is performed with a slight lowering of the high-frequency components of the signal and an auxiliary output analog audio broadcast reception signal distorted due to processing is obtained. containing interference and distortion of the transmitting and receiving sides. All these described operations were performed on the transmitting side. Then, analog-to-digital conversion is performed on the auxiliary output analogue audio broadcast signal of reception (on the transmitting side), distorted due to processing, and an auxiliary output digital broadcast signal, distorted due to processing, is obtained.

Далее из этого искаженного вследствие обработок вспомогательного выходного цифрового вещательного сигнала вычитают задержанный основной цифровой вещательный сигнал передачи и получают цифровой предыскажающий сигнал, состоящий из помех и искажений передающей и приемной сторон. Этот цифровой предыскажающий сигнал далее инвертируют по фазе, а затем вводят путем суммирования в неискаженный задержанный основной цифровой вещательный сигнал передачи и получают основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал передачи. Из этого сигнала формируют сопряженный ему по Гильберту ортогональный основной предыскаженный сигнал передачи и получают, таким образом, основной предыскаженный комплексный сигнал передачи. Затем из основного предыскаженного комплексного сигнала передачи выделяют основной предыскаженный сигнал косинуса фазы передачи и основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи. После этого из основного предыскаженного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи выделяют путем фильтрации низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие предыскаженного основного сигнала передачи. А затем низкочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей компрессируют с большим коэффициентом сжатия, среднечастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей компрессируют с меньшим коэффициентом сжатия, а высокочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей экспандирует. После чего все три составляющих основного предыскаженного сигнала гильбертовской огибающей передачи суммируют и получают обработанный основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи. Этот сигнал умножают на основной предыскаженный сигнал косинуса фазы передачи и получают восстановленный после обработки основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал передачи. Из этого сигнала путем цифро-аналогового преобразования формируют основной выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи, в котором за счет предыскажения были скомпенсированы помехи и искажения, возникшие вследствие обработок в основном вещательном сигнале на передающей стороне. Эта компенсация помех и искажений произошла за счет того, что помехи и искажения, возникшие вследствие обработок в основном вещательном сигнале на передающей стороне имели противоположную фазу по отношению помех и искажений, сформированных в виде предыскажения и введенных в основной вещательный сигнале передачи.Further, the delayed main digital broadcast transmission signal is subtracted from this distorted due to processing of the auxiliary output digital broadcast signal, and a digital predistortion signal is obtained, consisting of interference and distortion of the transmitting and receiving sides. This digital predistortion signal is then phase inverted and then summed into an undistorted delayed main digital broadcast transmission signal to obtain a main predistorted digital broadcast transmission signal. From this signal, a Hilbert-coupled orthogonal main predistorted transmission signal is formed, and thus a main predistorted complex transmission signal is obtained. Then, from the main predistorted complex transmission signal, the main predistorted signal of the transmit phase cosine and the main predistorted signal of the Hilbert amplitude envelope of the transmission are extracted. After that, from the main predistorted signal of the Hilbert amplitude envelope of the transmission, the low-frequency, mid-frequency and high-frequency components of the predistorted main transmission signal are separated by filtering. And then the low-frequency components of the main predistorted envelope signal are compressed with a high compression ratio, the mid-frequency components of the main predistorted envelope signal are compressed with a lower compression ratio, and the high-frequency components of the main predistorted envelope signal are expanded. After that, all three components of the main predistorted signal of the Hilbert transmission envelope are summed up and the processed main predistorted signal of the Hilbert amplitude envelope of the transmission is obtained. This signal is multiplied by the main predistorted transmission phase cosine signal, and a post-processed main predistorted digital broadcast transmission signal is obtained. From this signal, by means of digital-to-analog conversion, the main output analog audio broadcast transmission signal is formed, in which, due to predistortion, interference and distortions arising as a result of processing in the main broadcast signal on the transmitting side have been compensated. This compensation for interference and distortion occurred due to the fact that the interference and distortion resulting from the processing in the main broadcast signal on the transmitting side had the opposite phase with respect to the interference and distortion generated in the form of predistortion and introduced into the main broadcast signal of the transmission.

Однако, основной выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи содержит предыскажения, предназначенные для компенсации помех и искажений, возникающих на приемной стороне. Этот основной выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи подвергается затуханию в линии связи и формируется, таким образом, основной предыскаженный входной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема.However, the main output analog audio broadcast transmission signal contains predistortion to compensate for interference and distortion occurring on the receiving side. This main output analogue broadcast audio signal undergoes line attenuation, and thus the main predistorted input analogue broadcast audio signal is generated.

А на приемной стороне осуществляют амплитудное ограничение основного предыскаженного аналогового звукового вещательного сигнала приема, которое позволяет согласовать амплитуду основного предыскаженного аналогового звукового вещательного сигнала приема с динамическим диапазоном аналого-цифрового преобразователя. После этого осуществляют аналого-цифровое преобразование этого основного предыскаженного сигнала приема с формированием, таким образом, основного предыскаженного цифрового вещательного сигнала приема. Далее из основного предыскаженного цифрового вещательного сигнала приема осуществляют формирование сопряженного ему по Гильберту основного предыскаженного цифрового ортогонального сигнала приема. Сопряженный по Гильберту основной предыскаженный цифровой ортогональный сигнал приема является точно таким же как и основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал приема, но имеющий поворот фазы всех своих спектральных составляющих на 90°. Далее из полученного таким образом основного предыскаженного комплексного сигнала приема, выделяют пару основных параметрических сигналов, содержащую основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей приема и основной предыскаженный сигнал косинуса фазы приема.And on the receiving side, the amplitude limiting of the main predistorted analogue audio broadcasting signal of reception is carried out, which allows matching the amplitude of the main predistorted analogue audio broadcasting signal of reception with the dynamic range of the analog-to-digital converter. Thereafter, analog-to-digital conversion of this main predistorted reception signal is carried out, thereby generating the main predistorted digital broadcast reception signal. Further, from the main predistorted digital broadcasting reception signal, the Hilbert-coupled main predistorted digital orthogonal reception signal is formed. The Hilbert conjugate main predistorted digital orthogonal receive signal is exactly the same as the main predistorted digital broadcast receive signal, but has a 90 ° phase rotation of all its spectral components. Further, from the thus obtained main predistorted complex reception signal, a pair of main parametric signals is extracted, containing the main predistorted signal of the Hilbert amplitude envelope of the reception and the main predistorted signal of the reception phase cosine.

Затем из полученного основного предыскаженного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей приема выделяют путем фильтрации низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала приема. После этого низкочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей приема экспандируют с большим коэффициентом расширения, среднечастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей экспандируют с меньшим коэффициентом расширения, а высокочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей компрессируют. Такая раздельная обработка, носящая противоположный характер по отношению к обработке низкочастотных, среднечастотных и высокочастотных составляющих основного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей на передаче, позволяет точно восстановить эти три составляющих основного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей на приеме.Then, from the obtained main predistorted signal of the Hilbert amplitude envelope of the reception, the low-frequency, mid-frequency and high-frequency components of the main predistorted reception signal are separated by filtering. Thereafter, the low-frequency components of the main predistorted receive envelope signal are expanded with a large expansion coefficient, the mid-frequency components of the main predistorted envelope signal are expanded with a lower expansion coefficient, and the high-frequency components of the main predistorted envelope signal are compressed. This separate processing, which is opposite to the processing of the low-frequency, mid-frequency and high-frequency components of the main signal of the Hilbert amplitude envelope in transmission, allows you to accurately reconstruct these three components of the main signal of the Hilbert amplitude envelope at the reception.

После чего все три составляющие основного предыскаженного сигнала гильбертовской огибающей приема суммируют и получают основной предыскаженный сигнал обработанной гильбертовской амплитудной огибающей приема. Этот основной предыскаженный сигнал обработанной амплитудной огибающей приема далее умножают на основной предыскаженный сигнал косинуса фазы приема и получают восстановленный после обработки основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал приема.After that, all three components of the main predistorted signal of the Hilbert receiving envelope are summed up and the main predistorted signal of the processed Hilbert amplitude envelope is obtained. This main predistorted signal of the processed receive amplitude envelope is further multiplied by the main predistorted signal of the receiving phase cosine, and the main predistorted digital broadcast signal received after processing is obtained.

Из этого сигнала путем цифро-аналогового преобразования формируют восстановленный после обработки основной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема. Затем над этим сигналом приема осуществляют обратную частотную коррекцию с небольшим опусканием высокочастотных составляющих сигнала и получают выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, в котором за счет предыскажения были скомпенсированы помехи и искажения, возникшие вследствие обработок в основном вещательном сигнале на приемной стороне. Эта компенсация помех и искажений произошла за счет того, что помехи и искажения, возникшие вследствие обработок в основном вещательном сигнале на приемной стороне имели противоположную фазу по отношению помех и искажений, сформированных в виде предыскажения и введенных в основной вещательный сигнал на передающей стороне.From this signal, by means of digital-to-analog conversion, the main analogue audio broadcast reception signal, recovered after processing, is formed. Then, on this reception signal, an inverse frequency equalization is performed with a slight lowering of the high-frequency components of the signal and an output analog audio broadcast signal of reception is obtained, in which, due to predistortion, the interference and distortions arising from the processing in the main broadcast signal on the receiving side are compensated. This compensation for interference and distortion occurred due to the fact that the interference and distortion resulting from the processing in the main broadcast signal on the receiving side had the opposite phase in relation to the interference and distortions generated in the form of predistortion and introduced into the main broadcast signal on the transmitting side.

Способ осуществляют при помощи устройства, которое содержит на передающей стороне (фиг. 1) последовательно соединенные источник звуковых сигналов (ИЗС) 1, блок коррекции (БК) 2, первый ограничитель 3, первый аналого-цифровой преобразователь (АЦП₁) 4, а также первый блок формирования ортогонального сигнала (БФОС₁) 5, первый блок модуляционного разложения сигнала (БMPC₁) 6, первый фильтр низких частот (ФНЧ₁) 7, первый полосовой фильтр (ПФ₁) 8, первый фильтр высоких частот (ФВЧ₁) 9, первый компрессор 10, второй компрессор 11, первый экспандер 12, первый сумматор 13, первый блок модуляционного восстановления сигнала (БMBC₁) 14 и первый цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП₁) 15, которые входят в основной передатчик 16 (фиг. 1). При этом вход первого БФОС₁ 5 является входом основного передатчика 16, а первый и второй выходы первого БФОС₁ 5, соединены, соответственно с первым и вторым входами первого БMPC₁ 6. Первый выход БMPC₁ 6 соединен с первым входом первого БMBC₁ 14, а второй выход БMPC₁ 6 соединен со входом первого ФНЧ₁ 7, входом первого ПФ₁ 8 и входом первого ФВЧ₁ 9. Причем выход первого ФНЧ₁ 7 соединен со входом первого компрессора 10, выход которого соединен с первым входом первого сумматора 13. Выход первого ПФ₁ 8 соединен со входом второго компрессора 11, выход которого соединен со вторым входом первого сумматора 13. Выход первого ФВЧ₁ 9 соединен со входом первого экспандера 12, выход которого соединен с третьим входом первого сумматора 13. В свою очередь, выход первого сумматора 13 соединен со вторым входом первого БMBC₁ 14, выход которого соединен со входом первого ЦАП₁ 15, выход которого является выходом основного передатчика 16, выход которого является выходом передающей стороны. А на приемной стороне устройство содержит (фиг. 1) второй ограничитель 17, второй аналого-цифровой преобразователь (АЦП₂) 18, второй блок формирования ортогонального сигнала (БФОС₂) 19, второй блок модуляционного разложения сигнала (БМРС₂) 20, второй фильтр низких частот (ФНЧ₂) 21, второй полосовой фильтр (ПФ₂) 22, второй фильтр высоких частот (ФНЧ₂) 23, второй экспандер 24, третий экспандер 25, третий компрессор 26, второй сумматор 27, второй блок модуляционного восстановления сигнала (БМВС₂) 28 и последовательно соединенные второй цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП₂) 29 и первый блок обратной коррекции (БОК) 30, входящие в основной приемник 31 (фиг. 1). При этом вход второго ограничителя 17 является входом основного приемника 31, вход которого является входом приемной стороны, а выход второго ограничителя 17 соединен со входом второго АЦП₂ 18, выход которого соединен со входом второго БФОС₂ 19. В свою очередь, первый и второй выходы второго БФОС₂ 19 соединены, соответственно, с первым и вторым входами второго БМРС₂ 20, первый выход которого соединен с первым входом второго БМВС₂ 28, а второй выход второго БМРС₂ 20 соединен со входом второго ФНЧ₂ 21, входом второго ПФ₂ 22 и входом второго ФНЧ₂ 23. При этом выход второго ФНЧ₂ 21 соединен со входом второго экспандера 24, выход которого соединен с первым входом второго сумматора 27. Выход второго ПФ₂ 22 соединен со входом третьего экспандера 25, выход которого соединен со вторым входом второго сумматора 27. Выход второго ФНЧ₂ 23 соединен со входом третьего компрессора 26, выход которого соединен с третьим входом второго сумматора 27. В свою очередь, выход сумматора 27 соединен со вторым входом второго БМВС₂ 28, выход которого соединен со входом второго ЦАП₁ 29, выход которого соединен со входом первого БОК 30, выход которого является выходом основного приемника 31, выход которого является выходом устройства. В устройство дополнительно введены на передающей стороне (фиг. 1) линия задержки 32, третий сумматор 33, вспомогательный передатчик 34, полностью идентичный основному передатчику 16, а также аттенюатор 35, вспомогательный приемник 36, полностью идентичный основному приемнику 31, а также третий аналого-цифровой преобразователь (АЦД₃) 37, блок вычитания 38 и фазоинвертор 39. Причем выход первого АЦП₁ 4 соединен со входом вспомогательного передатчика 34 и входом линии задержки 32, выход которой соединен с первым входом блока вычитания 38 и первым входом третьего сумматора 33, выход которого соединен со входом основного передатчика 16, выход которого является выходом передающей стороны. При этом выход вспомогательного передатчика 34 соединен со входом аттенюатора 35, выход которого соединен со входом вспомогательного приемника 36, выход которого соединен со входом третьего АЦП₃ 37, выход которого соединен со вторым входом блока вычитания 38, выход которого соединен со входом фазоинвертора 39, выход которого соединен со вторым входом третьего сумматора 33.The method is carried out using a device that contains on the transmitting side (Fig. 1) a series-connected source of audio signals (IZS) 1, a correction unit (BC) 2, a first limiter 3, a first analog-to-digital converter (ADC ₁ ) 4, and the first block for generating an orthogonal signal (BFOS ₁ ) 5, the first block for modulation decomposition of the signal (BMPC ₁ ) 6, the first low-pass filter (LPF ₁ ) 7, the first band-pass filter (BPF ₁ ) 8, the first high-pass filter (HPF ₁ ) 9 , the first compressor 10, the second compressor 11, the first expander 12, the first adder 13, the first modulation signal recovery unit (BMBC ₁ ) 14 and the first digital-to-analog converter (DAC ₁ ) 15, which are included in the main transmitter 16 (Fig. 1) ... In this case, the input of the first BFOS ₁ 5 is the input of the main transmitter 16, and the first and second outputs of the first BFOS ₁ 5 are connected, respectively, to the first and second inputs of the first BMPC ₁ 6. The first output of the BMPC ₁ 6 is connected to the first input of the first BMBC ₁ 14, and the second output BMPC ₁ 6 is connected to the input of the first LPF ₁ 7 entering the first PD ₁ 8 and ₁ input of the first HPF 9. and the output of the first LPF ₁ 7 is connected to the inlet of the first compressor 10, whose output is connected to a first input of the first adder 13. The output the first PF ₁ 8 is connected to the input of the second compressor 11, the output of which is connected to the second input of the first adder 13. The output of the first HPF ₁ 9 is connected to the input of the first expander 12, the output of which is connected to the third input of the first adder 13. In turn, the output of the first adder 13 is connected to the second input of the first BMBC ₁ 14, the output of which is connected to the input of the first DAC ₁ 15, the output of which is the output of the main transmitter 16, the output of which is the output of the transmitting side. And on the receiving side, the device contains (Fig. 1) a second limiter 17, a second analog-to-digital converter (ADC ₂ ) 18, a second orthogonal signal generation unit (BFOS ₂ ) 19, a second signal modulation decomposition unit (BMRS ₂ ) 20, a second filter low-pass filter (LPF ₂ ) 21, the second band-pass filter (PF ₂ ) 22, the second high-pass filter (LPF ₂ ) 23, the second expander 24, the third expander 25, the third compressor 26, the second adder 27, the second block of modulation signal recovery (BMVS ₂ ) 28 and a series-connected second digital-to-analog converter (DAC ₂ ) 29 and a first reverse correction unit (BOC) 30 included in the main receiver 31 (Fig. 1). In this case, the input of the second limiter 17 is the input of the main receiver 31, the input of which is the input of the receiving side, and the output of the second limiter 17 is connected to the input of the second ADC ₂ 18, the output of which is connected to the input of the second BFOS ₂ 19. In turn, the first and second outputs the second BFOS ₂ 19 are connected, respectively, to the first and second inputs of the second BMRS ₂ 20, the first output of which is connected to the first input of the second BMVS ₂ 28, and the second output of the second BMRS ₂ 20 is connected to the input of the second LPF ₂ 21, the input of the second PF ₂ 22 and the input of the second low-pass filter ₂ 23. In this case, the output of the second low-pass filter ₂ 21 is connected to the input of the second expander 24, the output of which is connected to the first input of the second adder 27. The output of the second PF ₂ 22 is connected to the input of the third expander 25, the output of which is connected to the second input of the second adder 27. The output of the second LPF ₂ 23 is connected to the input of the third compressor 26, the output of which is connected to the third input of the second adder 27. In turn, the output of the adder 27 is connected with the second input of the second BMVS ₂ 28, the output of which is connected to the input of the second DAC ₁ 29, the output of which is connected to the input of the first BOK 30, the output of which is the output of the main receiver 31, the output of which is the output of the device. The device is additionally introduced on the transmitting side (Fig. 1) a delay line 32, a third adder 33, an auxiliary transmitter 34, completely identical to the main transmitter 16, as well as an attenuator 35, an auxiliary receiver 36, completely identical to the main receiver 31, as well as a third analogue digital converter (ADC ₃ ) 37, subtraction unit 38 and phase inverter 39. Moreover, the output of the first ADC ₁ 4 is connected to the input of the auxiliary transmitter 34 and the input of the delay line 32, the output of which is connected to the first input of the subtractor 38 and the first input of the third adder 33, the output which is connected to the input of the main transmitter 16, the output of which is the output of the transmitting side. In this case, the output of the auxiliary transmitter 34 is connected to the input of the attenuator 35, the output of which is connected to the input of the auxiliary receiver 36, the output of which is connected to the input of the third ADC ₃ 37, the output of which is connected to the second input of the subtractor 38, the output of which is connected to the input of the phase inverter 39, the output which is connected to the second input of the third adder 33.

При этом вспомогательный передатчик 34, в точности соответствующий основному передатчику 16, содержит (фиг. 1) третий блок формирования ортогонального сигнала (БФОС₃) 40, третий блок модуляционного разложения сигнала (БМРС₃) 41, третий фильтр низких частот (ФНЧ₃) 42, третий полосовой фильтр (ПФ₃) 43, третий фильтр высоких частот (ФВЧ₃) 44, четвертый компрессор 45, пятый компрессор 46, четвертый экспандер 47, четвертый сумматор 48, третий блок модуляционного восстановления сигнала (БМВС₃) 49 и третий цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП₃) 50. При этом вход третьего БФОС₃ 40 является входом вспомогательного передатчика 34, а первый и второй выходы третьего БФОС₃ 40, соединены, соответственно с первым и вторым входами третьего БМРС₃ 41. Первый выход БМРС₃ 41 соединен с первым входом третьего БМВС₃ 49, а второй выход БМРС₃ 41 соединен со входом третьего ФНЧ₃ 42, входом третьего ПФ₃ 43 и входом третьего ФВЧ₃ 44. Причем выход третьего ФНЧ₃ 42 соединен со входом четвертого компрессора 45, выход которого соединен с первым входом четвертого сумматора 48. Выход третьего ПФ₁ 43 соединен со входом пятого компрессора 46, выход которого соединен со вторым входом четвертого сумматора 48. Выход третьего ФВЧ₃ 44 соединен со входом четвертого экспандера 47, выход которого соединен с третьим входом четвертого сумматора 48. В свою очередь, выход четвертого сумматора 48 соединен со вторым входом третьего БМВС₃ 49, выход которого соединен со входом третьего ЦАП₃ 50, выход которого является выходом вспомогательного передатчика 34.In this case, the auxiliary transmitter 34, exactly corresponding to the main transmitter 16, contains (Fig. 1) a third orthogonal signal generating unit (BFOS ₃ ) 40, a third signal modulation decomposition unit (BMRS ₃ ) 41, a third low-pass filter (LPF ₃ ) 42 , the third bandpass filter (PF ₃ ) 43, the third high-pass filter (HPF ₃ ) 44, the fourth compressor 45, the fifth compressor 46, the fourth expander 47, the fourth adder 48, the third modulation signal recovery unit (BMVS ₃ ) 49 and the third digital analog converter (DAC ₃ ) 50. In this case, the input of the third BFOS ₃ 40 is the input of the auxiliary transmitter 34, and the first and second outputs of the third BFOS ₃ 40 are connected, respectively, to the first and second inputs of the third BMRS ₃ 41. The first output of the BMRS ₃ 41 is connected with the first input of the third BMVS ₃ 49, and the second output of the BMRS ₃ 41 is connected to the input of the third LPF ₃ 42, the input of the third PF ₃ 43 and the input of the third HPF ₃ 44. Moreover, the output of the third LPF ₃ 42 is connected to the input of the four the first compressor 45, the output of which is connected to the first input of the fourth adder 48. The output of the third PF ₁ 43 is connected to the input of the fifth compressor 46, the output of which is connected to the second input of the fourth adder 48. The output of the third HPF ₃ 44 is connected to the input of the fourth expander 47, the output of which connected to the third input of the fourth adder 48. In turn, the output of the fourth adder 48 is connected to the second input of the third BMVS ₃ 49, the output of which is connected to the input of the third DAC ₃ 50, the output of which is the output of the auxiliary transmitter 34.

При этом вспомогательный приемник 36, в точности соответствующий основному приемнику 31, содержит (фиг. 1) третий ограничитель 51, четвертый аналого-цифровой преобразователь (АЦП₄) 52, четвертый блок формирования ортогонального сигнала (БФОС₄) 53, четвертый блок модуляционного разложения сигнала (БМРС₄) 54, четвертый фильтр низких частот (ФНЧ₄) 55, четвертый полосовой фильтр (ПФ₄) 56, четвертый фильтр высоких частот (ФВЧ₄) 57, пятый экспандер 58, шестой экспандер 59, шестой компрессор 60, пятый сумматор 61, четвертый блок модуляционного восстановления сигнала (БМВС₄) 62 и последовательно соединенные четвертый цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП₄) 63 и второй блок обратной коррекции (БОК) 64. При этом вход третьего ограничителя 51 является входом вспомогательного приемника 36, а выход третьего ограничителя 51 соединен со входом четвертого АЦП₄ 52, выход которого соединен со входом четвертого БФОС₄ 53. В свою очередь, первый и второй выходы четвертого БФОС₄ 53 соединены, соответственно, с первым и вторым входами четвертого БМРС₄ 54, первый выход которого соединен с первым входом четвертого БМВС₄ 62, а второй выход четвертого БМРС₄ 54 соединен со входом четвертого ФНЧ₄ 55, входом четвертого ПФ₄ 56 и входом четвертого ФВЧ₄ 57. При этом выход четвертого ФНЧ₄ 55 соединен со входом пятого экспандера 58, выход которого соединен с первым входом пятого сумматора 61. Выход четвертого ПФ₄ 56 соединен со входом шестого экспандера 59, выход которого соединен со вторым входом пятого сумматора 61. Выход четвертого ФВЧ₄ 57 соединен со входом шестого компрессора 60, выход которого соединен с третьим входом пятого сумматора 61. В свою очередь, выход пятого сумматора 61 соединен со вторым входом четвертого БМВС₄ 62, выход которого соединен со входом четвертого ЦАП₄ 63, выход которого соединен со входом второго БОК 64, выход которого является выходом вспомогательного приемника 36.In this case, the auxiliary receiver 36, exactly corresponding to the main receiver 31, contains (Fig. 1) a third limiter 51, a fourth analog-to-digital converter (ADC ₄ ) 52, a fourth orthogonal signal generation unit (BFOS ₄ ) 53, a fourth signal modulation decomposition unit (BMRS ₄ ) 54, fourth low-pass filter (LPF ₄ ) 55, fourth band-pass filter (PF ₄ ) 56, fourth high-pass filter (HPF ₄ ) 57, fifth expander 58, sixth expander 59, sixth compressor 60, fifth adder 61 , the fourth block of modulation signal recovery (BMVS ₄ ) 62 and the serially connected fourth digital-to-analog converter (DAC ₄ ) 63 and the second block of reverse correction (BOC) 64. In this case, the input of the third limiter 51 is the input of the auxiliary receiver 36, and the output of the third limiter 51 is connected to the input of the fourth ADC ₄ 52, the output of which is connected to the input of the fourth BFOS ₄ 53. In turn, the first and second outputs of the fourth BFOS ₄ 53 are connected are connected, respectively, with the first and second inputs of the fourth BMRS ₄ 54, the first output of which is connected to the first input of the fourth BMVS ₄ 62, and the second output of the fourth BMRS ₄ 54 is connected to the input of the fourth LPF ₄ 55, the input of the fourth PF ₄ 56 and the input of the fourth HPF ₄ 57. The output of the fourth LPF ₄ 55 is connected to the input of the fifth expander 58, the output of which is connected to the first input of the fifth adder 61. The output of the fourth PF ₄ 56 is connected to the input of the sixth expander 59, the output of which is connected to the second input of the fifth adder 61. Output the fourth HPF ₄ 57 is connected to the input of the sixth compressor 60, the output of which is connected to the third input of the fifth adder 61. In turn, the output of the fifth adder 61 is connected to the second input of the fourth BMVS ₄ 62, the output of which is connected to the input of the fourth DAC ₄ 63, the output of which connected to the input of the second BOK 64, the output of which is the output of the auxiliary receiver 36.

Предлагаемый способ осуществляется при помощи предлагаемого устройства следующим образом (Фиг. 1). На передающей стороне исходный аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи от источника звуковых сигналов 1 поступает на вход первого БК 2, в котором подвергается частотной коррекции. После этого сигнал с выхода первого БК 2 подается на вход первого ограничителя 3, в котором над сигналом осуществляют амплитудное ограничение. Далее сигнал с выхода первого ограничителя 3 поступает на вход первого АЦП₁ 4, в котором производится формирование цифрового вещательного сигнала передачи из аналогового звукового вещательного сигнала передачи. Затем сигнал с выхода первого АЦП₁ 4 подается на вход линии задержки 32, в которой осуществляют задержку этого цифрового вещательного сигнала передачи и на ее выходе получают основной цифровой вещательный сигнал передачи. Кроме того, сигнал с выхода первого АЦП₁ 4 подается на вход вспомогательного передатчика 34, который внутри вспомогательного передатчика 34 поступает с его входа на вход третьего БФОС₃ 40, в котором из цифрового вещательного сигнала передачи формируют сопряженный ему по Гильберту цифровой ортогональный вспомогательный сигнал передачи. После этого цифровой вещательный сигнал передачи и сопряженный ему по Гильберту цифровой ортогональный вспомогательный сигнал передачи, соответственно, с первого и второго выходов третьего БФОС₃ 40 поступают, соответственно, на первый и второй входы третьего БМРС₃ 41, в котором из полученного таким образом вспомогательного комплексного сигнала, состоящего из S(t), поступающего на первый вход третьего БМРС₃ 41 и сигнала S_1в(t), поступающего на второй вход третьего БМРС₃ 41, выделяют пару параметрических сигналов, содержащую вспомогательный сигнал косинуса фазы cosϕ_в(t) передачи, поступающий на первый выход третьего БМРС₃ 41 и вспомогательный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей A_в(t) передачи, поступающий на второй выход третьего БМРС₃ 41. Далее вспомогательный сигнал косинуса фазы cosϕ_в(t) передачи с первого выхода третьего БМРС₃ 41 подается на первый вход третьего БМВС₃ 49, а вспомогательный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей AB(t) передачи со второго выхода третьего БМРС₃ 41 подается на параллельно соединенные входы третьего ФНЧ₃ 42, третьего ПФ₃ 43 и третьего ФВЧ₃ 44, в которых выделяют путем фильтрации соответственно, низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи. Затем низкочастотные составляющие вспомогательного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи с выхода третьего ФНЧ₃ 42 подаются на вход четвертого компрессора 45, в котором их компрессируют с большим коэффициентом сжатия. Среднечастотные составляющие вспомогательного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи с выхода третьего ПФ₃ 43 поступают на вход пятого компрессора 46, в котором их компрессируют с меньшим коэффициентом сжатия. Высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи с выхода третьего ФВЧ₃ 44 подаются на вход четвертого экспандера 47, в котором их экспандируют. После этого сигналы с выходов четвертого компрессора 45, пятого компрессора 46 и четвертого экспандера 47 подаются, соответственно, на первый, второй и третий входы четвертого сумматора 48, в котором они суммируются и получают вспомогательный сигнал обработанной гильбертовской амплитудной огибающей передачи A_во(t). Далее этот вспомогательный сигнал обработанной гильбертовской амплитудной огибающей передачи с выхода четвертого сумматора 48 поступает на второй вход третьего БМВС₃ 49, в котором он умножается на вспомогательный сигнал косинуса фазы передачи cosϕ_в(t), поступающего на первый вход третьего БМВС₃ 49 и получают на выходе третьего БМВС₃ 49 восстановленный после обработки вспомогательный цифровой вещательный сигнал передачи S_вв(t). Затем восстановленный после обработки вспомогательный цифровой вещательный сигнал передачи с выхода третьего БМВС₃ 49 подается на вход третьего ЦАП₃ 50, на выходе которого формируют вспомогательный выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи, содержащий помехи и искажения, вызванные обработками на передающей стороне и являющийся выходным сигналом вспомогательного передатчика 34. Далее вспомогательный выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи с выхода вспомогательного передатчика 34 подают на вход аттенюатора 35 (фиг. 1), в котором он подвергается затуханию, соответствующему затуханию линии связи и формируют, таким образом, на передающей стороне вспомогательный входной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, который подают на вход вспомогательного приемника 36, находящегося на передающей стороне. А внутри вспомогательного приемника 36 этот входной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема подают на вход третьего ограничителя 51, в котором над сигналом осуществляют амплитудное ограничение. Далее сигнал с выхода третьего ограничителя 51 поступает на вход четвертого АЦП₄ 52, в котором осуществляют аналого-цифровое преобразование этого вспомогательного сигнала приема с формированием, таким образом, вспомогательного цифрового вещательного сигнала приема. Затем сигнал с выхода четвертого АЦП₄ 52 подается на вход четвертого БФОС₄ 53, в котором из вспомогательного цифрового вещательного сигнала приема осуществляют формирование сопряженного ему по Гильберту вспомогательного цифрового ортогонального сигнала приема. После этого сигналы с первого и второго выходов четвертого БФОС₄ поступают, соответственно, на первый и второй входы четвертого БМРС₄ 54, в котором из полученного таким образом комплексного сигнала, состоящего из S_в(t), поступающего на первый вход четвертого БМРС₄ 54 и сигнала S_1в(t), поступающего на второй вход четвертого БМРС₄ 54, выделяют пару параметрических сигналов, содержащую вспомогательный сигнал косинуса фазы приема cosϕ_в(t), поступающий на первый выход четвертого БМРС₄ 54 и вспомогательный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей приема A_в(t), поступающий на второй выход четвертого БМРС₄ 54. Далее вспомогательный сигнал косинуса фазы приема cosϕ_в(t) с первого выхода четвертого БМРС₄ 54 подается на первый вход четвертого БМВС₄ 62, а вспомогательный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей приема A_в(t) со второго выхода четвертого БМРС₄ 54 подается на параллельно соединенные входы четвертого ФНЧ₄ 55, четвертого ПФ₄ 56 и четвертого ФВЧ₄ 57, в которых выделяют соответственно, низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала гильбертовской огибающей приема. Затем низкочастотные составляющие вспомогательного сигнала гильбертовской огибающей приема с выхода четвертого ФНЧ₄55 подаются на вход пятого экспандера 58, в котором их экспандируют с большим коэффициентом расширения. Среднечастотные составляющие вспомогательного сигнала гильбертовской огибающей приема с выхода четвертого ПФ₄ 56 поступают на вход шестого экспандера 59, в котором их экспандируют с меньшим коэффициентом расширения. Высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала гильбертовской огибающей приема с выхода четвертого ФВЧ₄ 57 подаются на вход шестого компрессора 60, в котором их компрессируют. После этого сигналы с выходов пятого экспандера 58, шестого экспандера 59 и шестого компрессора 60 подаются, соответственно, на первый, второй и третий входы пятого сумматора 61, в котором они суммируются и получают вспомогательный сигнал обработанной гильбертовской амплитудной огибающей приема A_во(t). Далее этот вспомогательный сигнал обработанной гильбертовской огибающей приема с выхода пятого сумматора 61 поступает на второй вход четвертого БМВС₄ 62, в котором он умножается на вспомогательный сигнал косинуса фазы приема cosϕ_в(t), поступающего на первый вход четвертого БМВС₄ 62 и получают на выходе четвертого БМВС₄ 62 восстановленный после обработки вспомогательный цифровой вещательный сигнал приема S_вв(t). Затем восстановленный после обработки вспомогательный цифровой вещательный сигнал приема с выхода четвертого БМВС₄ 62 подается на вход четвертого ЦАП₄ 63, на выходе которого формируют вспомогательный восстановленный аналоговый звуковой вещательный сигнал приема. После этого вспомогательный восстановленный аналоговый звуковой вещательный сигнал приема с выхода четвертого ЦАП₄ 63 подается на вход второго блока обратной коррекции 64, в котором он подвергается обратной частотной коррекции с небольшим опусканием высокочастотных составляющих сигнала. С выхода второго блока обратной коррекции 64 сигнал поступает на выход вспомогательного приемника 36 и получают на его выходе искаженный вследствие обработок вспомогательный выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, содержащий помехи и искажения передающей и приемной сторон. А затем этот искаженный вследствие обработок вспомогательный выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема подается с выхода вспомогательного приемника 36 на вход третьего АЦД₃ 37 и получают на его выходе искаженный вследствие обработок вспомогательный выходной цифровой вещательный сигнал. Далее этот сигнал с выхода третьего АЦП₃ 37 подается на второй вход блока вычитания 38, на первый вход которого поступает задержанный основной цифровой вещательный сигнал передачи с выхода линии задержки 32. Линия задержки 32 необходима для задержки основного цифрового вещательного сигнала передачи на время, равное времени затраченному на обработку вспомогательного вещательного сигнала во вспомогательном передатчике 34 и вспомогательном приемнике 36, вследствие чего фазы задержанного основного цифрового вещательного сигнала передачи и искаженного вследствие обработок вспомогательного выходного цифрового вещательного сигнала полностью совпадают. В блоке вычитания 38 из искаженного вследствие обработок вспомогательного выходного цифрового вещательного сигнала осуществляют вычитание неискаженного задержанного основного цифрового вещательного сигнала передачи и получают на выходе блока вычитания 38 цифровой предыскажающий сигнал, состоящий из помех и искажений, возникших вследствие обработок во вспомогательном передатчике 34 и вспомогательном приемнике 36. Далее цифровой предыскажающий сигнал с выхода блока вычитания 38 подается на вход фазоинвертора 39 и получают на его выходе инвертированный цифровой предыскажающий сигнал, который подается на второй вход третьего сумматора 33, на первый вход которого поступает задержанный основной цифровой вещательный сигнал передачи с выхода линии задержки 32. На выходе третьего сумматора 33 получают основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал передачи, в котором содержатся инвертированные по фазе помехи и искажения передающей и приемной сторон. Этот основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал передачи поступает затем на вход основного передатчика 16 (фиг. 1), а внутри него - на вход первого БФОС₁ 5, в котором из основного предыскаженного цифрового вещательного сигнала передачи формируют сопряженный ему по Гильберту основной предыскаженный цифровой ортогональный вещательный сигнал передачи. После этого основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал передачи и сопряженный ему по Гильберту основной предыскаженный цифровой ортогональный вещательный сигнал передачи, соответственно, с первого и второго выходов первого БФОС₁ 5 поступают, соответственно, на первый и второй входы первого БMPC₁ 6, в котором из полученного таким образом основного предыскаженного комплексного сигнала передачи выделяют основной предыскаженный сигнал косинуса фазы передачи, который поступает на первый выход первого БMPC₁ 6 и основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи, который поступает на второй выход БMPC₁ 6. Далее, основной предыскаженный сигнал косинуса фазы передачи с первого выхода первого БMPC₁ 6 поступает на первый вход первого БMBC₁ 14, а основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи со второго выхода БMPC₁ 6 поступает на параллельно соединенные входы первого ФНЧ₁ 7, первого ПФ₁ 8 и первого ФВЧ₁ 9, в которых выделяют путем фильтрации соответственно, низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи. Затем низкочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи с выхода первого ФНЧ₁ 7 подаются на вход первого компрессора 10, в котором их компрессируют с большим коэффициентом сжатия. Среднечастотные составляющие основного предыскаженного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи с выхода первого ПФ₁ 8 поступают на вход второго компрессора 11, в котором их компрессируют с меньшим коэффициентом сжатия. Высокочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи с выхода первого ФВЧ₁ 9 подаются на вход первого экспандера 12, в котором их экспандируют. После этого сигналы с выходов первого компрессора 10, второго компрессора 11 и первого экспандера 12 подаются, соответственно, на первый, второй и третий входы первого сумматора 13, в котором они суммируются и получают обработанный основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи. Далее этот обработанный основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи с выхода первого сумматора 13 поступает на второй вход первого БMBC₁ 14, в котором он умножается на основной предыскаженный сигнал косинуса фазы передачи, поступающий на первый вход первого БMBC₁ 14 и получают восстановленный после обработки основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал передачи. Затем восстановленный после обработки основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал передачи с выхода первого БMBC₁ 14 подается на вход первого ЦАП₁ 15, на выходе которого формируют основной выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи, в котором за счет предыскажения были скомпенсированы помехи и искажения, возникшие вследствие обработок в основном вещательном сигнале на передающей стороне. Эта компенсация помех и искажений произошла за счет того, что помехи и искажения, возникшие вследствие обработок в основном вещательном сигнале на передающей стороне имели противоположную фазу по отношению помех и искажений, сформированных в виде предыскажения и введенных в основной вещательный сигнал передачи. Затем основной выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи с выхода первого ЦАП₁ 15 подается на выход основного передатчика 16, выход которого является выходом передающей стороны. Этот сигнал содержит предыскажения, предназначенные для компенсации помех и искажений, возникающих на приемной стороне. Данный основной выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи с выхода основного передатчика 16 поступает на вход линии связи, в которой он подвергается затуханию и формируется, таким образом, основной предыскаженный входной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, который поступает на вход основного приемника 31. Этот основной предыскаженный входной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема внутри основного приемника 31 (фиг. 1) поступает на вход второго ограничителя 17, в котором над сигналом осуществляют амплитудное ограничение. Далее сигнал с выхода второго ограничителя 17 поступает на вход второго АЦП₂ 18, в котором осуществляют аналого-цифровое преобразование этого основного предыскаженного аналогового звукового вещательного сигнала приема с формированием, таким образом, основного предыскаженного цифрового вещательного сигнала приема. Затем сигнал с выхода второго АЦД₂ 18 подается на вход второго БФОС₂ 19, в котором из основного предыскаженного цифрового вещательного сигнала приема осуществляют формирование сопряженного ему по Гильберту основного предыскаженного цифрового ортогонального сигнала приема. Сопряженный по Гильберту основной предыскаженный цифровой ортогональный сигнал приема является точно таким же как и основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал приема, но имеющий поворот фазы всех своих спектральных составляющих на 90°. После этого сигналы с первого и второго выходов второго БФОС₂ 19 поступают, соответственно, на первый и второй входы второго БМРС₂ 20, в котором из полученного таким образом комплексного сигнала, состоящего из основного предыскаженного цифрового вещательного сигнала приема, поступающего на первый вход второго БМРС₂ 20 и основного предыскаженного цифрового ортогонального сигнала приема, поступающего на второй вход второго БМРС₂ 20, выделяют пару параметрических сигналов, содержащую основной предыскаженный сигнал косинуса фазы приема, поступающий на первый выход второго БМРС₂ 20 и основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей приема, поступающий на второй выход второго БМРС₂ 20. Далее основной предыскаженный сигнал косинуса фазы приема с первого выхода второго БМРС₂ 20 подается на первый вход второго БМРС₂ 28, а основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей приема со второго выхода второго БМРС₂ 20 подается на параллельно соединенные входы второго ФНЧ₂ 21, второго ПФ₂ 22 и второго ФНЧ₂ 23, в которых выделяют соответственно, низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей приема. Затем низкочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей приема с выхода второго ФНЧ₂ 21 подаются на вход второго экспандера 24, в котором их экспандируют с большим коэффициентом расширения. Среднечастотные составляющие основного предыскаженного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей приема с выхода второго ПФ₂ 22 поступают на вход третьего экспандера 25, в котором их экспандируют с меньшим коэффициентом расширения. Высокочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей приема с выхода второго ФНЧ₂ 23 подаются на вход третьего компрессора 26, в котором их компрессируют. После этого сигналы с выходов второго экспандера 24, третьего экспандера 25 и третьего компрессора 26 подаются, соответственно, на первый, второй и третий входы второго сумматора 27, в котором они суммируются и получают основной предыскаженный сигнал обработанной гильбертовской амплитудной огибающей приема. Далее этот основной предыскаженный сигнал обработанной гильбертовской амплитудной огибающей приема с выхода второго сумматора 27 поступает на второй вход второго БМРС₂ 28 в котором он умножается на основной предыскаженный сигнал косинуса фазы приема, поступающего на первый вход второго БМРС₂ 28 и получают на выходе второго БМРС₂ 28 восстановленный после обработки основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал приема. Затем восстановленный после обработки основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал приема с выхода второго БМРС₂ 28 подается на вход второго ЦАП₂ 29, на выходе которого формируют восстановленный после обработки основной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема. После этого основной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема с выхода второго ЦАП₂ 29 подается на вход первого блока обратной коррекции 30, в котором он подвергается обратной частотной коррекции с небольшим опусканием высокочастотных составляющих сигнала. С выхода первого блока обратной коррекции 30 сигнал поступает на выход основного приемника 31 и получают выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, в котором за счет предыскажения были скомпенсированы помехи и искажения, возникшие вследствие обработок в основном вещательном сигнале на приемной стороне. Эта компенсация помех и искажений произошла за счет того, что помехи и искажения, возникшие вследствие обработок в основном вещательном сигнале на приемной стороне имели противоположную фазу по отношению помех и искажений, сформированных в виде предыскажения и введенных в основной вещательный сигнал на передающей стороне.The proposed method is carried out using the proposed device as follows (Fig. 1). On the transmitting side, the original analog audio broadcast signal of the transmission from the audio signal source 1 is fed to the input of the first BC 2, in which it is subjected to frequency correction. After that, the signal from the output of the first BC 2 is fed to the input of the first limiter 3, in which amplitude limiting is performed over the signal. Further, the signal from the output of the first limiter 3 is fed to the input of the first ADC ₁ 4, in which the digital broadcast transmission signal is generated from the analog audio broadcast transmission signal. Then the signal from the output of the first ADC ₁ 4 is fed to the input of the delay line 32, in which this digital broadcast transmission signal is delayed and the main digital broadcast transmission signal is obtained at its output. In addition, the signal from the output of the first ADC ₁ 4 is fed to the input of the auxiliary transmitter 34, which, inside the auxiliary transmitter 34, is fed from its input to the input of the third BFOS ₃ 40, in which a digital orthogonal auxiliary transmission signal is formed from the digital broadcast transmission signal ... After that, the digital broadcast transmission signal and the Hilbert-coupled digital orthogonal auxiliary transmission signal, respectively, from the first and second outputs of the third BFOS ₃ 40 are fed, respectively, to the first and second inputs of the third BMRS ₃ 41, in which from the thus obtained auxiliary complex a signal consisting of S (t) arriving at the first input of the third BMRS ₃ 41 and a signal S _1v (t) arriving at the second input of the third BMRS ₃ 41, a pair of parametric signals is selected containing an auxiliary signal of the cosine of the phase cosϕ _in (t) transmission , arriving at the first output of the third BMRS ₃ 41 and an auxiliary signal of the Hilbert amplitude envelope A _in (t) transmission, arriving at the second output of the third BMRS ₃ 41. Further, the auxiliary signal of the cosine phase cosϕ _in (t) transmission from the first output of the third BMRS ₃ 41 is supplied to the first input of the third BMVS ₃ 49, and the auxiliary signal of the Hilbert amplitude envelope AB (t) of the transmission from the second to The output of the third BMRS ₃ 41 is fed to the parallel-connected inputs of the third LPF ₃ 42, the third PF ₃ 43 and the third HPF ₃ 44, in which the low-frequency, mid-frequency and high-frequency components of the auxiliary signal of the Hilbert amplitude transmission envelope are separated by filtering, respectively. Then the low-frequency components of the auxiliary signal of the Hilbert amplitude envelope transmission from the output of the third LPF ₃ 42 are fed to the input of the fourth compressor 45, in which they are compressed with a high compression ratio. The mid-frequency components of the auxiliary signal of the Hilbert amplitude envelope of the transmission from the output of the third PF ₃ 43 are fed to the input of the fifth compressor 46, in which they are compressed with a lower compression ratio. The high-frequency components of the auxiliary signal of the Hilbert amplitude envelope of the transmission from the output of the third HPF ₃ 44 are fed to the input of the fourth expander 47, in which they are expanded. After that, the signals from the outputs of the fourth compressor 45, the fifth compressor 46 and the fourth expander 47 are fed, respectively, to the first, second and third inputs of the fourth adder 48, in which they are summed and an auxiliary signal of the processed Hilbert amplitude envelope of the transmission A _in (t) is obtained. Further, this auxiliary signal of the processed Hilbert amplitude envelope of the transmission from the output of the fourth adder 48 is fed to the second input of the third BMVS ₃ 49, in which it is multiplied by the auxiliary signal of the cosine of the transmission phase cosϕ _in (t) arriving at the first input of the third BMVS ₃ 49 and is obtained at the output of the third BMVS ₃ 49 recovered after processing auxiliary digital broadcast transmission signal S _bv (t). Then the auxiliary digital broadcast transmission signal recovered after processing from the output of the third BMVS ₃ 49 is fed to the input of the third DAC ₃ 50, at the output of which an auxiliary output analog audio broadcast transmission signal is formed, containing interference and distortions caused by processing on the transmitting side and being the output signal of the auxiliary transmitter 34. Next, the auxiliary output analog audio broadcast signal of the transmission from the output of the auxiliary transmitter 34 is fed to the input of the attenuator 35 (Fig. 1), in which it undergoes an attenuation corresponding to the attenuation of the communication line and, thus, an auxiliary input analog audio signal is formed on the transmitting side. the broadcast reception signal, which is fed to the input of the auxiliary receiver 36 located on the transmitting side. And within the auxiliary receiver 36, this analogue audio broadcast reception signal is input to a third limiter 51, in which the signal is clipped. Further, the signal from the output of the third limiter 51 is fed to the input of the fourth ADC ₄ 52, in which the analog-to-digital conversion of this auxiliary reception signal is carried out, thus forming an auxiliary digital broadcast reception signal. Then the signal from the output of the fourth ADC ₄ 52 is fed to the input of the fourth BFOS ₄ 53, in which the auxiliary digital orthogonal reception signal conjugated to it according to Hilbert is formed from the auxiliary digital broadcasting signal. After that, the signals from the first and second outputs of the fourth BFOS ₄ are fed, respectively, to the first and second inputs of the fourth BMRS ₄ 54, in which from the thus obtained complex signal consisting of S _in (t) arriving at the first input of the fourth BMRS ₄ 54 and the signal S _1v (t) arriving at the second input of the fourth BMRS ₄ 54, a pair of parametric signals is selected containing an auxiliary signal of the cosine of the receiving phase cosϕ _in (t), which is fed to the first output of the fourth BMRS ₄ 54 and an auxiliary signal of the Hilbert amplitude envelope of receiving A _in (t), arriving at the second output of the fourth BMRS ₄ 54. Further, the auxiliary signal of the cosine of the receiving phase cosϕ _in (t) from the first output of the fourth BMRS ₄ 54 is fed to the first input of the fourth BMRS ₄ 62, and the auxiliary signal of the Hilbert amplitude envelope of receiving A _in (t) from the second output of the fourth BMRS ₄ 54 is fed to the parallel-connected inputs of the fourth LPF ₄ 55, the fourth LPF ₄ 56 and the fourth HPF ₄ 57, in which s are allocated, respectively, low-frequency, mid-frequency and high-frequency components of the auxiliary signal of the Hilbert envelope of the reception. Then the low-frequency components of the auxiliary signal of the Hilbert receiving envelope from the output of the fourth LPF ₄ 55 are fed to the input of the fifth expander 58, in which they are expanded with a large expansion coefficient. The mid-frequency components of the auxiliary signal of the Hilbert envelope of reception from the output of the fourth PF ₄ 56 are fed to the input of the sixth expander 59, in which they are expanded with a lower expansion coefficient. The high-frequency components of the auxiliary signal of the Hilbert receiving envelope from the output of the fourth HPF ₄ 57 are fed to the input of the sixth compressor 60, in which they are compressed. After that, the signals from the outputs of the fifth expander 58, the sixth expander 59 and the sixth compressor 60 are fed, respectively, to the first, second and third inputs of the fifth adder 61, in which they are summed and receive an auxiliary signal of the processed Hilbert amplitude envelope of reception A _in (t). Further, this auxiliary signal of the processed Hilbert envelope of reception from the output of the fifth adder 61 is fed to the second input of the fourth BMVS ₄ 62, in which it is multiplied by the auxiliary signal of the cosine of the receiving phase cosϕ _in (t) arriving at the first input of the fourth BMVS ₄ 62 and is obtained at the output fourth BMVS ₄ 62 recovered after processing auxiliary digital broadcast reception signal S _bv (t). Then the auxiliary digital broadcast reception signal recovered after processing from the output of the fourth BMVS ₄ 62 is fed to the input of the fourth DAC ₄ 63, at the output of which an auxiliary recovered analog audio broadcast reception signal is generated. Thereafter, the auxiliary reconstructed analogue audio broadcasting signal of reception from the output of the fourth DAC ₄ 63 is fed to the input of the second inverse correction unit 64, in which it is subjected to inverse frequency correction with a slight decrease in the high-frequency components of the signal. From the output of the second inverse correction unit 64, the signal enters the output of the auxiliary receiver 36 and receives at its output an auxiliary output analogue audio broadcast reception signal, distorted due to processing, containing interference and distortions of the transmitting and receiving sides. And then this auxiliary output analog audio broadcast signal of reception, distorted due to processing, is fed from the output of the auxiliary receiver 36 to the input of the third ADC ₃ 37 and an auxiliary output digital broadcast signal distorted due to processing is obtained at its output. Further, this signal from the output of the third ADC ₃ 37 is fed to the second input of the subtractor 38, the first input of which receives the delayed main digital broadcast transmission signal from the output of the delay line 32. The delay line 32 is needed to delay the main digital broadcast transmission signal for a time equal to the time spent on processing the auxiliary broadcast signal in the auxiliary transmitter 34 and the auxiliary receiver 36, as a result of which the phases of the delayed main digital broadcast signal transmission and the distorted due to the processing of the auxiliary output digital broadcast signal completely coincide. In the subtractor 38 from the auxiliary output digital broadcast signal distorted due to processing, the undistorted delayed main digital broadcast signal of the transmission is subtracted and a digital predistortion signal is obtained at the output of the subtractor 38, which consists of interference and distortions arising from the processing in the auxiliary transmitter 34 and the auxiliary receiver 36 Further, the digital predistortion signal from the output of the subtractor 38 is fed to the input of the phase inverter 39 and an inverted digital predistortion signal is obtained at its output, which is fed to the second input of the third adder 33, the first input of which receives the delayed main digital broadcast transmission signal from the output of the delay line 32 At the output of the third adder 33, the main predistorted digital broadcast transmission signal is obtained, which contains phase-inverted interference and distortion of the transmitting and receiving sides. This main predistorted digital broadcast transmission signal is then fed to the input of the main transmitter 16 (Fig. 1), and inside it - to the input of the first BFOS ₁ 5, in which the main predistorted digital broadcast transmission signal is used to form the Hilbert-coupled main predistorted digital orthogonal broadcast transmission signal. After that, the main predistorted digital broadcast transmission signal and the Hilbert-coupled main predistorted digital orthogonal broadcast transmission signal, respectively, from the first and second outputs of the first BFOS ₁ 5 are fed, respectively, to the first and second inputs of the first BMPC ₁ 6, in which from the received Thus, the main predistorted complex transmission signal, the main predistorted signal of the transmit phase cosine, which is fed to the first output of the first BMPC ₁ 6 and the main predistorted signal of the Hilbert amplitude envelope of the transmission, which is fed to the second output of the BMPC ₁ 6. Further, the main predistorted signal of the transmit phase cosine from the first output of the first BMPC ₁ 6 is fed to the first input of the first BMBC ₁ 14, and the main predistorted signal of the Hilbert amplitude envelope of the transmission from the second output of the BMPC ₁ 6 is fed to the parallel-connected inputs of the first LPF ₁ 7, the first PF ₁ 8 and the first HPF ₁ 9, in which highlight They filter, respectively, the low-frequency, mid-frequency and high-frequency components of the main predistortion signal of the Hilbert amplitude envelope of the transmission. Then the low-frequency components of the main predistorted signal of the Hilbert amplitude envelope of the transmission from the output of the first LPF ₁ 7 are fed to the input of the first compressor 10, in which they are compressed with a high compression ratio. The mid-frequency components of the main predistorted signal of the Hilbert amplitude envelope of the transmission from the output of the first PF ₁ 8 are fed to the input of the second compressor 11, in which they are compressed with a lower compression ratio. The high-frequency components of the main predistorted signal of the Hilbert amplitude transmission envelope from the output of the first HPF ₁ 9 are fed to the input of the first expander 12, in which they are expanded. After that, the signals from the outputs of the first compressor 10, the second compressor 11 and the first expander 12 are fed, respectively, to the first, second and third inputs of the first adder 13, in which they are summed and the processed main predistorted signal of the Hilbert amplitude envelope of the transmission is obtained. Further, this processed main predistorted signal of the Hilbert amplitude envelope of the transmission from the output of the first adder 13 is fed to the second input of the first BMBC ₁ 14, in which it is multiplied by the main predistorted signal of the transmit phase cosine supplied to the first input of the first BMBC ₁ 14 and is recovered after processing the main predistorted digital broadcast transmission signal. Then the main predistorted digital broadcast transmission signal recovered after processing from the output of the first BMBC ₁ 14 is fed to the input of the first DAC ₁ 15, at the output of which the main output analog audio broadcast transmission signal is formed, in which, due to predistortion, the interference and distortions arising from the processing were compensated in the main broadcast signal on the transmitting side. This compensation for interference and distortion occurred due to the fact that the interference and distortion resulting from the processing in the main broadcast signal on the transmitting side had the opposite phase in relation to the interference and distortion generated in the form of predistortion and introduced into the main broadcast transmission signal. Then the main output analog audio broadcast transmission signal from the output of the first DAC ₁ 15 is fed to the output of the main transmitter 16, the output of which is the output of the transmitting side. This signal contains pre-emphasis to compensate for interference and distortion occurring on the receiving side. This main output analogue broadcast audio signal from the output of the main transmitter 16 is fed to the input of the communication line, in which it is attenuated and thus the main predistorted input analogue broadcast audio signal is formed, which is fed to the input of the main receiver 31. This main predistorted the input analogue audio broadcasting signal of reception inside the main receiver 31 (Fig. 1) is fed to the input of the second limiter 17, in which amplitude limiting is performed on the signal. Further, the signal from the output of the second limiter 17 is fed to the input of the second ADC ₂ 18, in which the analog-to-digital conversion of this main predistorted analog audio broadcast reception signal is performed, thus forming the main predistorted digital broadcast reception signal. Then the signal from the output of the second ADC ₂ 18 is fed to the input of the second BFOS ₂ 19, in which the main predistorted digital broadcast signal of the reception is formed from the main predistorted digital orthogonal reception signal conjugated to it according to Hilbert. The Hilbert conjugate main predistorted digital orthogonal receive signal is exactly the same as the main predistorted digital broadcast receive signal, but with a 90 ° phase rotation of all its spectral components. After that, the signals from the first and second outputs of the second BFOS ₂ 19 are fed, respectively, to the first and second inputs of the second BMRS ₂ 20, in which from the thus obtained complex signal consisting of the main predistorted digital broadcast reception signal arriving at the first input of the second BMRS ₂ 20 and the main predistorted digital orthogonal reception signal arriving at the second input of the second BMRS ₂ 20, a pair of parametric signals is selected, containing the main predistorted signal of the cosine of the reception phase, arriving at the first output of the second BMRS ₂ 20 and the main predistorted signal of the Hilbert amplitude envelope of reception, arriving to the second output of the second BMRS ₂ 20. Next, the main predistorted signal of the receiving phase cosine from the first output of the second BMRS ₂ 20 is fed to the first input of the second BMRS ₂ 28, and the main predistorted signal of the Hilbert amplitude envelope of reception from the second output of the second BMRS ₂ 20 is fed to the parallel connected in moves the second LPF ₂₁ February, the second PD ₂₂ February and ₂₃ February second LPF, which emit respectively low, medium and high frequency components of the main signal predistorted amplitude envelope Hilbert reception. Then the low-frequency components of the main predistorted signal of the Hilbert amplitude envelope of the reception from the output of the second LPF ₂ 21 are fed to the input of the second expander 24, in which they are expanded with a large expansion coefficient. The mid-frequency components of the main predistorted signal of the Hilbert amplitude envelope of the reception from the output of the second PF ₂ 22 are fed to the input of the third expander 25, in which they are expanded with a lower expansion coefficient. The high-frequency components of the main predistorted signal of the Hilbert amplitude envelope of the reception from the output of the second LPF ₂ 23 are fed to the input of the third compressor 26, in which they are compressed. After that, the signals from the outputs of the second expander 24, the third expander 25 and the third compressor 26 are fed, respectively, to the first, second and third inputs of the second adder 27, in which they are summed and receive the main predistorted signal of the processed Hilbert amplitude envelope of the reception. Further, this main predistorted signal of the processed Hilbert amplitude envelope of the reception from the output of the second adder 27 is fed to the second input of the second BMRS ₂ 28 in which it is multiplied by the main predistorted signal of the receiving phase cosine arriving at the first input of the second BMRS ₂ 28 and is obtained at the output of the second BMRS ₂ 28 the main predistorted digital broadcast reception signal recovered after processing. Then the main predistorted digital broadcast reception signal recovered after processing from the output of the second BMRS ₂ 28 is fed to the input of the second DAC ₂ 29, at the output of which the main analog audio broadcast reception signal recovered after processing is formed. After that, the main analog audio broadcast signal of reception from the output of the second DAC ₂ 29 is fed to the input of the first inverse correction unit 30, in which it is subjected to inverse frequency correction with a slight decrease in the high-frequency components of the signal. From the output of the first inverse correction unit 30, the signal enters the output of the main receiver 31 and receives an output analog audio broadcast signal of reception, in which, due to predistortion, the interference and distortions arising from the processing in the main broadcast signal at the receiving side have been compensated. This compensation for interference and distortion occurred due to the fact that the interference and distortion resulting from the processing in the main broadcast signal on the receiving side had the opposite phase in relation to the interference and distortions generated in the form of predistortion and introduced into the main broadcast signal on the transmitting side.

Особенностью предлагаемого устройства компандирования с предыскажением звуковых вещательных сигналов является то, что нестандартными в нем являются: блок формирования ортогонального сигнала (БФОС), блок модуляционного разложения сигнала (БМРС) и блок модуляционного восстановления сигнала (БМВС).A feature of the proposed device for companding with predistortion of audio broadcasting signals is that non-standard in it are: an orthogonal signal generation unit (BFOS), a modulation signal decomposition unit (BMDS) and a modulation signal recovery unit (BMVS).

Пример реализации блока формирования ортогонального сигнала (БФОС) 5, 19, 40, 53 показан на фиг. 2. Данный блок содержит последовательно соединенные: схему сегментации и наложения оконной функции Наттолла (ССНОФН), схему прямого дискретного преобразования Фурье (СПДПФ) схему поворота фазы коэффициентов преобразования (СПФКП), схему обратного дискретного преобразования Фурье (СОДПФ), схему перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла (СПСКНОФН). Кроме того БФОС 5, 19, 40, 53 содержит схему удвоения частоты импульсов дискретизации (СУЧИД) и линию задержки. Первый (кодовый) вход ССНОФН соединен со входом (кодовым) БФОС 5, 19, 40,53 и первым (кодовым) входом линии задержки, а кодовый выход ССНОФН подключен через последовательно соединенные СПДПФ, СПФКП, СОДПФ к кодовому входу СПСКНОФН, кодовый выход которой соединен со вторым (кодовым) выходом БФОС 5, 19, 40, 53. Вход дискретизирующих импульсов БФОС 5, 19, 40,53 (не показан на фиг. 1) соединен со вторым входом ССНОФН, вторым входом СПСКНОФН, вторым входом линии задержки и входом СУЧИД, выход которой соединен с третьим входом ССНОФН, третьим входом СПСКНОФН, вторым входом СПДПФ, вторым входом СПФКП и вторым входом СОДПФ. Кодовый выход линии задержки соединен с первым (кодовым) выходом БФОС 5, 19, 40, 53.An example of an implementation of an orthogonal signal generating unit (BFOS) 5, 19, 40, 53 is shown in FIG. 2. This block contains serially connected: a Nuttall window function segmentation and overlay circuit (SSNOFN), a direct discrete Fourier transform (SPDFT) circuit of the phase rotation of the transformation coefficients (SPDFT), an inverse discrete Fourier transform (SDFT) circuit, a segment overlap and compensation circuit non-uniformity of the Nuttall window function (SPKNOFN). In addition, BFOS 5, 19, 40, 53 contains a circuit for doubling the frequency of sampling pulses (SUCHID) and a delay line. The first (code) input of SSNOFN is connected to the input (code) of BFOS 5, 19, 40.53 and the first (code) input of the delay line, and the code output of SSNOFN is connected through series-connected SPDPF, SPFKP, SODPF to the code input of SPSKNOFN, the code output of which connected to the second (code) output of BFOS 5, 19, 40, 53. The input of sampling pulses BFOS 5, 19, 40, 53 (not shown in Fig. 1) is connected to the second input of SSNOFN, the second input of SPSKNOFN, the second input of the delay line and the input of the SPSHID, the output of which is connected to the third input of the SPSNOF, the third input of the SPSKNOFN, the second input of the SPSTF, the second input of the SPSS and the second input of the SPSS. The code output of the delay line is connected to the first (code) output of BFOS 5, 19, 40, 53.

Работа блока формирования ортогонального сигнала (БФОС) 5, 19, 40, 53 основана на выражении для прямого и обратного дискретного преобразования Фурье (ДПФ)The operation of the orthogonal signal generating unit (BFOS) 5, 19, 40, 53 is based on the expression for the direct and inverse discrete Fourier transform (DFT)

где x(n) - последовательность из В временных отсчетов, Х(k) - последовательность из В частотных отсчетов.where x (n) is a sequence of B time samples, X (k) is a sequence of B frequency samples.

Блок БФОС 5, 19, 40, 53 функционирует следующим образом (фиг. 2). На вход (кодовый) БФОС 5, 19, 40, 53 поступают параллельные кодовые комбинации, соответственно, с выхода третьего сумматора 33, выхода второго АЦД₂ 18, выхода первого АЦП₁ 4, выхода четвертого АЦП₄ 52 (фиг. 1). Эти кодовые комбинации внутри БФОС 5, 19, 40, 53 подаются на первый (кодовый) вход линии задержки и на первый (кодовый) вход ССНОФН, на второй и третий входы которой поступают, соответственно, импульсы частоты дискретизации и импульсы с удвоенной частотой дискретизации со входа и выхода СУЧИД. Импульсы частоты дискретизации (ДИ от АЦП на фиг. 2) поступают на вход БФОС 5, 19 и далее на вход СУЧИД от первого АЦП₁ 4, а на вход БФОС 40, 53 от, соответственно, второго АЦП₂ 18 и четвертого АЦП₅ 52 и далее на вход СУЧИД (на фиг. 1 цепь для импульсов частоты дискретизации от АЦП к БФОС 5, 19, 40, 53 не показана). В ССНОФН осуществляют формирование сегментов, состоящих из В параллельных кодовых комбинаций в каждом сегменте, соответствующих В временным дискретным отсчетам звукового сигнала. На каждый сегмент далее налагают оконную функцию Наттолла. Цифровой сигнал в виде сегментов из В параллельных кодовых комбинаций в каждом сегменте с кодового выхода ССНОФН поступает на кодовый вход СПДПФ, где осуществляют В точечное прямое дискретное преобразование Фурье этих В параллельных кодовых комбинаций в каждом сегменте.Block BFOS 5, 19, 40, 53 operates as follows (Fig. 2). The input (code) BFOS 5, 19, 40, 53 receives parallel code combinations, respectively, from the output of the third adder 33, the output of the second ADC ₂ 18, the output of the first ADC ₁ 4, the output of the fourth ADC ₄ 52 (Fig. 1). These code combinations inside BFOS 5, 19, 40, 53 are fed to the first (code) input of the delay line and to the first (code) input of the SSNOFN, to the second and third inputs of which, respectively, pulses of the sampling frequency and pulses with a doubled sampling frequency are received. input and output of SUCHID. The sampling rate pulses (DI from the ADC in Fig. 2) are fed to the BFOS input 5, 19 and then to the SUCHID input from the first ADC ₁ 4, and to the BFOS 40, 53 input from, respectively, the second ADC ₂ 18 and the fourth ADC ₅ 52 and then to the SUCHID input (in Fig. 1, the circuit for the sampling frequency pulses from the ADC to the BFOS 5, 19, 40, 53 is not shown). In SSNOFN, the segments are formed, consisting of B parallel code combinations in each segment, corresponding to B time discrete samples of the audio signal. A Nuttall window function is then imposed on each segment. A digital signal in the form of segments from B parallel code combinations in each segment from the code output SSNOFN is fed to the code input of the SPDFT, where the B point direct discrete Fourier transform of these B parallel code combinations is performed in each segment.

Необходимость наложения оконной функции Наттолла вызвана тем, что при дискретном преобразовании Фурье (ДПФ) используется прямоугольное окно без перекрытия, что приводит к появлению разрывов анализируемых функций. Возникающие вследствие этого в спектре боковые лепестки преобразования окна, называемые просачиванием, будут искажать амплитуды соседних спектральных составляющих. Для снижения уровня искажений и помех необходимо минимизировать такое просачивание энергии боковых лепестков в основные компоненты сигнала. Очевидно, что чем ниже уровень боковых лепестков функции окна в частотной области, тем выше точность прямого дискретного преобразования Фурье. Наименьшим уровнем боковых лепестков, из существующих оконных функций, обладает именно окно Наттолла.The need to overlay the Nuttall window function is due to the fact that the discrete Fourier transform (DFT) uses a rectangular window without overlapping, which leads to the appearance of discontinuities in the analyzed functions. The resulting window transform side lobes in the spectrum, called leakage, will distort the amplitudes of adjacent spectral components. To reduce the level of distortion and interference, it is necessary to minimize such leakage of side lobe energy into the main signal components. It is obvious that the lower the level of the side lobes of the window function in the frequency domain, the higher the accuracy of the direct discrete Fourier transform. The Nuttall window has the lowest level of sidelobes among the existing window functions.

В результате В точечного прямого дискретного преобразования Фурье В кодовых комбинаций в СПДПФ формируют В пар коэффициентов, соответствующих представлению цифрового звукового сигнала в спектральной области, согласно [7]. Далее цифровой сигнал с кодового выхода СПДПФ подается на кодовый вход СПФКП, где осуществляют поворот фазы коэффициентов преобразования путем изменения в каждой паре коэффициентов знака коэффициента при jsin 2πnk/В, что соответствует повороту фазы на 90° всех спектральных составляющих во временной области в исходном аналоговом звуковом сигнале.As a result, B point direct discrete Fourier transform B code combinations in SPDFT form B pairs of coefficients corresponding to the representation of a digital audio signal in the spectral domain, according to [7]. Next, the digital signal from the code output of the SPDFT is fed to the code input of the SPFKP, where the phase of the transform coefficients is rotated by changing the sign coefficient of the coefficient at jsin 2πnk / V in each pair of coefficients, which corresponds to a 90 ° phase rotation of all spectral components in the time domain in the original analog audio signal.

Затем цифровой сигнал с кодового выхода СПФКП подается на кодовый вход СОДПФ, где осуществляется В точечное обратное дискретное преобразование Фурье из В пар коэффициентов в В кодовых комбинаций в каждом сегменте, согласно [8].Then the digital signal from the code output of the SPFKP is fed to the code input of the SODPF, where the In point inverse discrete Fourier transform from B pairs of coefficients to B code combinations in each segment is carried out, according to [8].

После этого цифровой сигнал с кодового выхода СОДПФ поступает на кодовый вход СПСКНОФН. Данная схема более качественного восстановления сигнала в случае использования окна Наттолла, для чего дополнительно осуществляют сложение с 50% перекрытием. С этой целью в СПСКНОФН осуществляют сложение с 50% перекрытием каждого сегмента с предыдущим ему сегментом, задержанным на длительность, равную половине длительности сегмента. Поскольку окно Наттолла не относиться к числу окон обеспечивающих единичный коэффициент передачи при использовании 50% перекрытий, то дополнительное увеличение точности восстановленного цифрового звукового сигнала осуществляют путем компенсации неравномерности оконной функции Наттолла. Такая компенсация позволяет увеличить защитное отношение, характеризующее уровень помех и искажений в сигнале, до 92 дБ, что существенно для повышения точности формирования ортогонального сигнала и качества обработки сигналов в устройстве в целом.After that, the digital signal from the code output SODPF is fed to the code input SPSKNOFN. This scheme is of better signal reconstruction in the case of using the Nuttall window, for which addition is performed additionally with 50% overlap. For this purpose, in SPSKNOFN, addition is performed with 50% overlap of each segment with the previous segment delayed by a duration equal to half the duration of the segment. Since the Nuttall window is not one of the windows providing a unit transmission coefficient when using 50% overlap, an additional increase in the accuracy of the reconstructed digital audio signal is carried out by compensating for the unevenness of the Nuttall window function. Such compensation makes it possible to increase the protection ratio, which characterizes the level of interference and distortion in the signal, up to 92 dB, which is essential for improving the accuracy of the formation of the orthogonal signal and the quality of signal processing in the device as a whole.

Цифровой сигнал с кодового выхода СПСКНОФН подается далее на второй (кодовый) выход БФОС 5, 19, 40, 53.The digital signal from the code output SPKNOFN is fed further to the second (code) output of BFOS 5, 19, 40, 53.

Таким образом, в БФОС 5, 19, 40, 53 было осуществлено гильбертовское ортогональное преобразование цифрового сигнала, соответствующее повороту фазы всех спектральных составляющих аналогового звукового сигнала на 90°. Однако данный цифровой сигнал после прохождения через ССНОФН, СПДПФ, СПФКП, СОДПФ и СПСКНОФН прибрел временную задержку. Для нормальной работы блока модуляционного разложения сигнала (БМРС) 6, 20, 41, 54 необходимо, чтобы цифровой сигнал, поступивший на (кодовый) вход БФОС 5, 19, 40, 53, имел бы на первом (кодовом) выходе данного блока точно такую же временную задержку, как и цифровой сигнал на его втором (кодовом) выходе. Для этой цели в БФОС 5, 19, 40, 53 служит линия задержки.Thus, in BFOS 5, 19, 40, 53, Hilbert's orthogonal transformation of the digital signal was carried out, corresponding to the phase rotation of all spectral components of the analog audio signal by 90 °. However, this digital signal after passing through SSNOFN, SPDPF, SPFKP, SODPF and SPSKNOFN acquired a time delay. For the normal operation of the modulation signal decomposition unit (BMDS) 6, 20, 41, 54, it is necessary that the digital signal received at the (code) input of the BFOS 5, 19, 40, 53 would have exactly the same at the first (code) output of this unit the same time delay as the digital signal at its second (code) output. For this purpose, a delay line is used in BFOS 5, 19, 40, 53.

Особенностью БФОС 5, 19, 40, 53 является то, что нестандартными в нем являются ССНОФН и СПСКНОФН, которые требуют дополнительного раскрытия. Данные блоки и временные диаграммы их работы показаны на фиг. 5 - фиг. 8.A feature of BFOS 5, 19, 40, 53 is that SSNOFN and APSNOFN are non-standard in it, which require additional disclosure. These blocks and timing diagrams of their operation are shown in FIG. 5 to FIG. 8.

Схема удвоения частоты импульсов дискретизации (СУЧИД), входящей в БФОС 5, 19, 40, 53, может быть выполнена в виде последовательно включенных: формирователя меандра, дифференциальной схемы, двухполупериодного выпрямителя и формирователя коротких импульсов.The circuit for doubling the sampling pulse frequency (SUCHID), included in the BFOS 5, 19, 40, 53, can be made in the form of series-connected: a square wave shaper, a differential circuit, a full-wave rectifier and a short pulse shaper.

Пример реализации блока модуляционного разложения сигнала (БМРС) 6, 20, 41, 54 показан на фиг. 3. БМРС 6, 20, 41, 54 состоит из первой и второй схем возведения в квадрат, сумматора, схемы извлечения квадратного корня, схемы деления и линии задержки. Первый (кодовый) вход БМРС 6, 20, 41, 54 соединен с первым (кодовым) входом схемы деления и с кодовым входом первой схемы возведения в квадрат (CBK₁), а кодовый вход второй схемы возведения в квадрат (СВК₂) подключен ко второму (кодовому) входу БМРС 6, 20, 41, 54. Кодовые выходы CBK₁ и СВК₂ соединены, соответственно, с первым и вторым (кодовыми) входами сумматора. Кодовый выход сумматора соединен с (кодовым) входом схемы извлечения квадратного корня (СИКК), кодовый выход которой подключен ко второму (кодовому) выходу БМРС 6, 20, 41, 54 и ко второму (кодовому) входу схемы деления. Кодовый выход схемы деления соединен с кодовым входом линии задержки, кодовый выход которой соединен с первым (кодовым) выходом БМРС 6, 20, 41, 54.An example of the implementation of the modulation signal decomposition unit (BMDS) 6, 20, 41, 54 is shown in FIG. 3. BMRS 6, 20, 41, 54 consists of the first and second squaring circuits, adder, square root extraction circuit, division circuit and delay line. The first (code) input of the BMRS 6, 20, 41, 54 is connected to the first (code) input of the division circuit and to the code input of the first squaring circuit (CBK ₁ ), and the code input of the second squaring circuit (SVK ₂ ) is connected to the second (code) input of the BMRS 6, 20, 41, 54. Code outputs CBK ₁ and SVK _{2 are} connected, respectively, with the first and second (code) inputs of the adder. The code output of the adder is connected to the (code) input of the square root extraction circuit (SIKK), the code output of which is connected to the second (code) output of the BMRS 6, 20, 41, 54 and to the second (code) input of the division circuit. The code output of the dividing circuit is connected to the code input of the delay line, the code output of which is connected to the first (code) output of the BMRS 6, 20, 41, 54.

Функционирование БМРС 6, 20, 41, 54 (фиг. 3), с выделением гильбертовской амплитудной огибающей осуществляется в соответствии с выражением A(t)=[s²(t)+s₁ ²(t)]^1/2. Для этого используется цифровой сигнал, с первого (кодового) выхода БФОС 5, 19, 40, 53 (фиг. 1), соответствующий аналоговому звуковому сигналу s(t) и цифровой сигнал со второго (кодового) выхода БФОС 5, 19, 40, 53, соответствующий аналоговому звуковому сигналу, но со сдвинутыми на 90° спектральными составляющими s₁(t). В первой и второй СВК (фиг. 3) осуществляется в цифровом виде возведение в квадрат числовых значений каждой параллельной кодовой комбинации (соответствующих отсчетам мгновенных амплитуд аналогового звукового сигнала). Далее цифровой сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с кодовых выходов первой CBK₁ и второй СВК₂подаются на, соответственно, первый и второй (кодовые) входы сумматора. В данной схеме в цифровом виде осуществляется суммирование числовых значений кодовых комбинаций, поступающих на 1 кодовый вход сумматора с соответствующими им кодовыми комбинациями, поступающими на 2 кодовый вход сумматора. Эта операция соответствует выражению s²(t)+s₁ ²(t). После этого цифровой сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с кодового выхода сумматора поступает на кодовый вход СИКК. В данной схеме в цифровом виде осуществляется операция извлечения квадратного корня из числовых значений кодовых комбинаций, полученных после суммирования. Эта операция соответствует выражению [s²(t)+s₁ ²(t)]^1/2. Цифровой сигнал, соответствующий выделенной гильбертовской амплитудной огибающей аналогового звукового сигнала A(t), с кодового выхода СИКК поступает на второй (кодовый) выход БМРС 6, 20, 41, 54 и на второй (кодовый) вход схемы деления. Операция деления соответствует выражению cosϕ(t)=s(t)/A(t)=s(t)/[s²(t)+s₁ ²(t)]^1/2. Цифровой сигнал, соответствующий выделенному сигналу косинуса фазы аналогового звукового сигнала cosϕ(t), с кодового выхода схемы деления поступает на кодовый вход линии задержки. Линия задержки необходима вследствие того, что цифровой сигнал с первого и второго (кодовых) входов БМРС 6, 20, 41, 54 после прохождения через CBK₁ и СВК₂, сумматор и СИКК прибрел временную задержку. Кроме того цифровой сигнал со второго (кодового) выхода БМРС 6, 20, 41, 54 (фиг. 1) далее проходит в основном передатчике 16, основном приемнике 31, вспомогательном передатчике 34 и вспомогательном приемнике 36 через ФНЧ, ПФ и ФВЧ, а также через соответствующие компрессоры и экспандеры, а также через сумматоры, то для нормальной работы блока модуляционного восстановления сигнала (БМВС) 14, 28, 49, 62 (фиг. 1) необходимо, чтобы цифровой сигнал, поступивший на первый (кодовый) вход БМВС 14, 28, 49, 62 имел бы точно такую же временную задержку, как и цифровой сигнал на втором (кодовом) входе БМВС 14, 28, 49, 62. Для этой цели в БМРС 6, 20, 41, 54 (фиг. 3) служит линия задержки.The functioning of the BMRS 6, 20, 41, 54 (Fig. 3), with the selection of the Hilbert amplitude envelope is carried out in accordance with the expression A (t) = [s ² (t) + s ₁ ² (t)] ^1/2 . For this, a digital signal is used, from the first (code) output of BFOS 5, 19, 40, 53 (Fig. 1), corresponding to an analog sound signal s (t) and a digital signal from the second (code) output of BFOS 5, 19, 40, 53, corresponding to an analog audio signal, but with spectral components s ₁ (t) shifted by 90 °. In the first and second ICS (Fig. 3), the numerical values of each parallel code combination (corresponding to the samples of the instantaneous amplitudes of the analog audio signal) are digitally squared. Further, a digital signal in the form of parallel code combinations from the code outputs of the first CBK ₁ and the second CMC _{2 is} fed to the first and second (code) inputs of the adder, respectively. In this scheme, in digital form, the numerical values of the code combinations are added to the 1 code input of the adder with the corresponding code combinations arriving at the 2 code input of the adder. This operation corresponds to the expression s ² (t) + s ₁ ² (t). After that, the digital signal in the form of parallel code combinations from the code output of the adder is fed to the code input of the SIKK. In this scheme, in digital form, the operation of extracting the square root of the numerical values of the code combinations obtained after summation is carried out. This operation corresponds to the expression [s ² (t) + s ₁ ² (t)] ^1/2 . The digital signal corresponding to the selected Hilbert amplitude envelope of the analog audio signal A (t) is fed from the SIKK code output to the second (code) output of the BMRS 6, 20, 41, 54 and to the second (code) input of the division circuit. The division operation corresponds to the expression cosϕ (t) = s (t) / A (t) = s (t) / [s ² (t) + s ₁ ² (t)] ^1/2 . The digital signal corresponding to the selected signal of the cosine of the phase of the analog audio signal cosϕ (t) is fed from the code output of the dividing circuit to the code input of the delay line. The delay line is necessary due to the fact that the digital signal from the first and second (code) inputs of the BMRS 6, 20, 41, 54, after passing through CBK ₁ and SVK ₂ , the adder and SIKK acquired a time delay. In addition, the digital signal from the second (code) output of the BMRS 6, 20, 41, 54 (Fig. 1) then passes in the main transmitter 16, the main receiver 31, the auxiliary transmitter 34 and the auxiliary receiver 36 through the LPF, PF and HPF, as well as through the appropriate compressors and expanders, as well as through the adders, then for the normal operation of the modulation signal recovery unit (BMVS) 14, 28, 49, 62 (Fig. 1), it is necessary that the digital signal received at the first (code) input of the BMVS 14, 28, 49, 62 would have exactly the same time delay as the digital signal at the second (code) input of the BMVS 14, 28, 49, 62. For this purpose, the BMRS 6, 20, 41, 54 (Fig. 3) serves delay line.

Пример реализации блока модуляционного восстановления сигнала (БМВС) 14, 28, 49, 62 показан на фиг. 4. БМВС 14, 28, 49, 62 состоит из схемы умножения. Первый (кодовый) вход БМВС 14, 28, 49, 62 соединен с первым (кодовым) входом схемы умножения, а второй (кодовый) вход БМВС 14, 28, 49, 62 соединен со вторым (кодовым) входом схемы умножения, кодовый выход которой соединен с (кодовым) выходом БМВС 14, 28,49, 62.An example of the implementation of the modulation signal recovery unit (BMVS) 14, 28, 49, 62 is shown in FIG. 4. BMW 14, 28, 49, 62 consists of a multiplication circuit. The first (code) input of the BMVS 14, 28, 49, 62 is connected to the first (code) input of the multiplication circuit, and the second (code) input of the BMVS 14, 28, 49, 62 is connected to the second (code) input of the multiplication circuit, the code output of which connected to the (code) output of the BMW 14, 28, 49, 62.

Функционирование БМВС 14, 28, 49, 62 (фиг. 4), с формированием восстановленного после обработки цифрового вещательного сигнала, осуществляется в соответствии с выражением [5]: S_в(t)=A_o(t)⋅cosϕ(t). Для этого используется цифровой сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций, с первого (кодового) выхода БМРС 6, 20, 41, 54 (фиг. 1), соответствующий сигналу косинуса фазы cosϕ(t), который поступает на первый (кодовый) вход БМВС 14, 28, 49, 62. А внутри БМВС 14, 28, 49, 62 (фиг. 4) цифровой сигнал с его первого (кодового) входа поступает на первый (кодовый) вход схемы умножения. Кроме того, здесь используется цифровой сигнал виде параллельных кодовых комбинаций с (кодового) выхода сумматора 13, 27, 48, 61 (фиг. 1), соответствующий сигналу обработанной гильбертовской амплитудной огибающей A_o(t), который поступает на второй (кодовый) вход БМВС 14, 28, 49, 62. А внутри БМВС 14, 28, 49, 62 (фиг. 4) цифровой сигнал с его второго (кодового) входа поступает на второй (кодовый) вход схемы умножения. После умножения в БМВС 14, 28, 49, 62 этих двух цифровых сигналов на его кодовом выходе формируется восстановленный после обработки цифровой вещательный сигнал S_в(t), который поступает на кодовый выход БМВС 14, 28, 49, 62.The functioning of the BMVS 14, 28, 49, 62 (Fig. 4), with the formation of a digital broadcast signal recovered after processing, is carried out in accordance with the expression [5]: S _in (t) = A _o (t) ⋅cosϕ (t). For this, a digital signal is used in the form of parallel code combinations, from the first (code) output of the BMRS 6, 20, 41, 54 (Fig. 1), corresponding to the signal of the phase cosine cosϕ (t), which is fed to the first (code) input of the BMVS 14 , 28, 49, 62. And inside the BMVS 14, 28, 49, 62 (Fig. 4) the digital signal from its first (code) input is fed to the first (code) input of the multiplication circuit. In addition, a digital signal is used here in the form of parallel code combinations from the (code) output of the adder 13, 27, 48, 61 (Fig. 1), corresponding to the signal of the processed Hilbert amplitude envelope A _o (t), which is fed to the second (code) input BMVS 14, 28, 49, 62. And inside the BMVS 14, 28, 49, 62 (Fig. 4) the digital signal from its second (code) input goes to the second (code) input of the multiplication circuit. After multiplying these two digital signals in the BMVS 14, 28, 49, 62, a digital broadcast signal S _in (t), recovered after processing, is formed at its code output, which is fed to the code output of the BMVS 14, 28, 49, 62.

Пример реализации схемы сегментации и наложения оконной функции Наттолла (ССНОФН), входящей в состав БФОС 5, 19, 40, 53, показан на фиг. 5. Данная схема содержит первую и вторую буферные памяти, схему умножения, счетчик и схему памяти. Первый (кодовый) вход ССНОФН соединен с первым (кодовым) входом первой буферной памяти, кодовый выход которой соединен через вторую буферную память с кодовым входом схемы умножения, второй (кодовый) вход которой соединен с кодовым выходом схемы памяти, а выход подключен к кодовому выходу ССНОФН. Второй вход ССНОФН соединен со вторым входом первой буферной памяти и со входом счетчика, выход которого подключен к третьему входу первой буферной памяти, ко второму входу второй буферной памяти и к первому входу схемы памяти. Третий вход ССНОФН соединен с третьим входом второй буферной памяти и со вторым входом схемы памяти.An example of the implementation of the Nuttall Window Function Segmentation and Overlay Scheme (SSNOFN) included in BFOS 5, 19, 40, 53 is shown in FIG. 5. This circuit contains the first and second buffer memory, multiplication circuit, counter and memory circuit. The first (code) input of SSNOFN is connected to the first (code) input of the first buffer memory, the code output of which is connected through the second buffer memory to the code input of the multiplication circuit, the second (code) input of which is connected to the code output of the memory circuit, and the output is connected to the code output SSNOFN. The second input SSNOFN is connected to the second input of the first buffer memory and to the input of the counter, the output of which is connected to the third input of the first buffer memory, to the second input of the second buffer memory and to the first input of the memory circuit. The third input SSNOFN is connected to the third input of the second buffer memory and to the second input of the memory circuit.

Схема сегментации и наложения оконной функции Наттолла (фиг. 5) работает следующим образом. В исходном состоянии первая и вторая буферные памяти и счетчик обнулены. Схема памяти также находится в исходном состоянии, когда на ее кодовом выходе присутствует кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из В кодовых комбинаций (дискретных отсчетов) цифрового сигнала в сегменте.The Nuttall window function segmentation and overlay scheme (Fig. 5) works as follows. In the initial state, the first and second buffer memories and the counter are zeroed. The memory circuit is also in its initial state when at its code output there is a codeword corresponding to the Natall window gain for the first of the B codewords (discrete samples) of the digital signal in the segment.

На первый (кодовый) вход ССНОФН с (кодового) входа БФОС 5, 19, 40, 53 (фиг. 2) поступают параллельные кодовые комбинации, которые подаются на первый (кодовый) вход первой буферной памяти (фиг. 5). Одновременно на второй вход ССНОФН со входа схемы удвоения частоты импульсов дискретизации, входящей в БФОС 5, 19, 40, 53 (фиг. 2) поступают импульсы частоты дискретизации, которые подаются на вход счетчика и второй вход первой буферной памяти (фиг. 5). На третий вход ССНОФН с выхода схемы удвоения частоты импульсов дискретизации, входящей в состав БФОС 5, 19, 40, 53 (фиг. 2), поступают импульсы с удвоенной частотой дискретизации, которые подаются на третий вход второй буферной памяти и второй вход схемы памяти (фиг. 5). При этом счетчик в ССНОФН предназначен для подсчета количества кодовых комбинаций, равных половине длительности сегмента (полусегмента), на который затем накладывается оконная функция Наттолла. Например, из цифрового сигнала, имеющего частоту дискретизации 48 кГц нужно сформировать последовательность полусегментов, каждый из которых должен содержать В/2=480 дискретных отсчетов (кодовых комбинаций). При этом каждый дискретный отсчет представляет из себя, например, 16 разрядную кодовую комбинацию. Тогда на длительности каждого полусегмента будет умещаться 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций. Именно после данного количества импульсов частоты дискретизации на выходе счетчика появляется короткий импульс, свидетельствующий об окончании данного полусегмента и начале следующего (фиг. 6 а,б). Импульсы с выхода счетчика подаются на третий вход первой буферной памяти, на второй вход второй буферной памяти и на первый вход схемы памяти.Parallel code combinations are fed to the first (code) input SSNOFN from the (code) input BFOS 5, 19, 40, 53 (Fig. 2), which are fed to the first (code) input of the first buffer memory (Fig. 5). At the same time, the sampling rate pulses are fed to the second input of the SSNOFN from the input of the sampling pulse frequency doubling circuit included in the BFOS 5, 19, 40, 53 (Fig. 2), which are fed to the counter input and the second input of the first buffer memory (Fig. 5). Pulses with doubled sampling frequency are fed to the third input of SSNOFN from the output of the sampling pulse frequency doubling circuit, which is part of BFOS 5, 19, 40, 53 (Fig. 2), which are fed to the third input of the second buffer memory and the second input of the memory circuit ( Fig. 5). In this case, the counter in SSNOFN is designed to count the number of code combinations equal to half the duration of a segment (half-segment), which is then superimposed on the Nuttall window function. For example, from a digital signal with a sampling rate of 48 kHz, it is necessary to form a sequence of half-segments, each of which should contain B / 2 = 480 discrete samples (code combinations). In this case, each discrete sample is, for example, a 16-bit codeword. Then, on the duration of each half-segment, 480 sixteen-bit code combinations will fit. It is after a given number of pulses of the sampling frequency that a short pulse appears at the output of the counter, indicating the end of this half-segment and the beginning of the next one (Fig. 6 a, b). The pulses from the counter output are fed to the third input of the first buffer memory, to the second input of the second buffer memory and to the first input of the memory circuit.

Первая буферная память в ССНОФН вмещает в себя В/2=480 кодовых комбинаций (полусегмент), а вторая буферная память состоит из двух половин и вмещает в себя В=960 кодовых комбинаций (два полусегмента по 480 кодовых комбинаций).The first buffer memory in SSNOFN contains B / 2 = 480 code combinations (half-segment), and the second buffer memory consists of two halves and contains B = 960 code combinations (two half-segments of 480 code combinations).

По мере поступления параллельных кодовых комбинаций на 1 кодовый вход первой буферной памяти, они записываются в нее под действием импульсов с частотой дискретизации. Эти кодовые комбинации появляются на кодовом выходе первой буферной памяти и прикладываются к кодовому входу второй буферной памяти, но не записываются в нее.As parallel code combinations arrive at 1 code input of the first buffer memory, they are written into it under the action of pulses with a sampling frequency. These codewords appear at the code output of the first buffer memory and are applied to the code input of the second buffer memory, but are not written to it.

В это же время из второй буферной памяти считываются В=960 нулевых кодовых комбинаций под действием импульсов с удвоенной частотой дискретизации. Эти нулевые 16 разрядные кодовые комбинации последовательно поступают на первый кодовый вход схемы умножения. На второй кодовый вход данной схемы в это время подаются 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие коэффициентам передачи окна Натолла. После перемножения кодовых комбинаций, поданных на 1 и 2 кодовые входы схемы умножения, на ее выходе также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинации,At the same time, B = 960 zero code combinations are read from the second buffer memory under the action of pulses with a doubled sampling frequency. These zero 16-bit codewords are sequentially fed to the first code input of the multiplication circuit. At this time, 16-bit code combinations are fed to the second code input of this circuit, corresponding to the Natall window transmission coefficients. After multiplying the code combinations fed to the 1 and 2 code inputs of the multiplication circuit, its output will also be zero 16-bit code combinations,

Т.о., в период заполнения первой буферной памяти кодовыми комбинациями, соответствующими первому полусегменту (1 п. с. на фиг. 6а) на выходе схемы умножения осуществляется формирование первого по счету сегмента (0₁-0₀ сегм. на фиг. 6в) из нулевых кодовых комбинаций.Thus, during the period when the first buffer memory is filled with code combinations corresponding to the first half-segment ( ₁ p.s. in Fig.6a), the first segment is formed at the output of the multiplication circuit (0 ₁ -0 ₀ segm. In Fig. 6c ) from zero code combinations.

После заполнения 480 шестнадцатиразрядными кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется первый короткий импульс (фиг. 6б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации из первой буферной памяти записываются в первую половину второй буферной памяти (1 п. с. на фиг. 6а). Под действием этого же короткого импульса 480 нулевых кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти (0 п. с. на фиг. 6а). Таким образом, из нулевого и первого полусегментов формируется первый сегмент (1 сегм. на фиг. 6а).After filling 480 sixteen-bit code combinations of the first buffer memory at the output of the counter, the first short pulse appears (Fig.6b) under the action of the leading edge of which these codewords from the first buffer memory are written into the first half of the second buffer memory (1 p.s. in Fig. 6a ). Under the action of the same short pulse, 480 zero codewords from the first half of the second buffer memory are shifted and written into the second half of this buffer memory (0 p.s. in Fig. 6a). Thus, from the zero and the first half-segments, the first segment is formed (1 segment in Fig. 6a).

Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Наттолла для первой из В=960 кодовых комбинаций в первом сегменте (1 сегм. на фиг. 6а). Следует заметить, что коэффициенты передачи окна Натолла (и соответствующие им кодовые комбинации) для первой половины сегмента (например 0 п. с. в 1 сегм. на фиг. 6а) являются возрастающими, а для второй половины сегмента (например 1 п. с. в 1 сегм. на фиг. 6а) являются уменьшающимися.Under the influence of the decay of the same short pulse, the first buffer memory and the memory circuit are reset to their initial state. In this case, a code combination appears at the code output of the memory circuit, corresponding to the Nuttall window transmission coefficient for the first of B = 960 code combinations in the first segment (1 segment in Fig. 6a). It should be noted that the Natall window gains (and their corresponding codewords) for the first half of the segment (for example, 0 pp in 1 segment in Fig. 6a) are increasing, and for the second half of the segment (for example, 1 pp. in 1 segment in Fig. 6a) are decreasing.

Параллельные кодовые комбинации, продолжающие поступать на 1 кодовый вход первой буферной памяти, записываются в данную память под действием импульсов с частотой дискретизации. В это же время под действием импульсов с удвоенной частотой дискретизации на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются нулевые кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) нулевого полусегмента первого сегмента (1 сегм. на фиг. 6а), поэтому на кодовом выходе схемы умножения появляются только нулевые 16 разрядные кодовые комбинации.Parallel code combinations continuing to arrive at 1 code input of the first buffer memory are written into this memory under the action of pulses with a sampling frequency. At the same time, under the action of pulses with a doubled sampling rate at the third input of the second buffer memory and the second input of the memory circuit, 16-bit code combinations from their code outputs are fed to the first and second code inputs of the multiplication circuit, respectively. The first are multiplied zero codewords (from the second half of the second buffer memory) of the zero half-segment of the first segment (1 segment in Fig. 6a), therefore, only zero 16-bit codewords appear at the code output of the multiplication circuit.

Далее начинают умножаться информационные кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) первого полусегмента первого сегмента (1 сегм. на фиг. 6а), поэтому на кодовом выходе схемы умножения появляются перемноженные 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие исходным кодовым комбинациям, но с наложенными на них коэффициентами передачи окна Натолла.Next, the information code combinations (from the first half of the second buffer memory) of the first half-segment of the first segment (1 segment in Fig. 6a) begin to be multiplied, therefore multiplied 16-bit code combinations appear at the code output of the multiplication circuit, corresponding to the original code combinations, but with superimposed on them by the Natall window transmission coefficients.

Т.о. в период заполнения первой буферной памяти кодовыми комбинациями, соответствующими второму по счету полусегменту (1 п. с. на фиг. 6а) на выходе схемы умножения осуществляется формирование второго по счету сегмента (1₁-0₂ сегм. на фиг. 6в), состоящего из второй раз используемого нулевого полусегмента и первый раз используемого первого полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися).So during the period when the first buffer memory is filled with code combinations corresponding to the second half-segment (1 p.s. in Fig. 6a) at the output of the multiplication circuit, the second segment is formed (1 ₁ -0 ₂ segments. in Fig. 6c), consisting of from the second time used the zero half-segment and the first time used the first half-segment (in which the Natall window gains are decreasing).

После заполнения следующими 480 кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется второй короткий импульс (фиг. 6б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации записываются в первую половину второй буферной памяти. Под действием этого же короткого импульса 480 ранее записанных кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти.After filling with the next 480 code combinations of the first buffer memory, a second short pulse appears at the counter output (Fig. 6b) under the action of the leading edge of which these code combinations are written into the first half of the second buffer memory. Under the action of the same short pulse, 480 previously recorded code combinations from the first half of the second buffer memory are shifted and written into the second half of this buffer memory.

Таким образом, из первого и второго полусегментов формируется второй сегмент (2 сегм. на фиг. 6а).Thus, the second segment is formed from the first and second half-segments (2 segments in Fig. 6a).

Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из В=960 кодовых комбинаций во втором сегменте (2 сегм. на фиг. 6а).Under the influence of the decay of the same short pulse, the first buffer memory and the memory circuit are reset to their initial state. In this case, a code combination appears at the code output of the memory circuit, corresponding to the Natall window transmission coefficient for the first of B = 960 code combinations in the second segment (2 segments in Fig. 6a).

Под действием импульсов на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) первого полусегмента второго сегмента (2 сегм. на фиг. 6а). Эти перемноженные кодовые комбинации появляются на выходе схемы умножения. Далее начинают умножаться кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) второго полусегмента второго сегмента (2 сегм. на фиг. 6а). Эти перемноженные кодовые комбинации также появляются на выходе схемы умножения.Under the action of pulses at the third input of the second buffer memory and the second input of the memory circuit, 16-bit code combinations from their code outputs are fed to the first and second code inputs of the multiplication circuit, respectively. The code combinations (from the second half of the second buffer memory) of the first half-segment of the second segment (2 segments in Fig. 6a) are multiplied first. These multiplied codewords appear at the output of the multiplication circuit. Next, the code combinations (from the first half of the second buffer memory) of the second half-segment of the second segment (2 segments in Fig. 6a) are multiplied. These multiplied codewords also appear at the output of the multiplication circuit.

Т.о. на выходе схемы умножения осуществляется формирование третьего по счету сегмента (2₁-1₂ сегм. на фиг. 6в), состоящего из второй раз используемого первого полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) и первый раз используемого второго полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися).So at the output of the multiplication circuit, the third segment is formed (2 ₁ -1 ₂ segm. the Natall window gains are decreasing).

Пока из второй буферной памяти осуществляется считывание 16 разрядных кодовых комбинаций, в первую буферную память записываются кодовые комбинации, соответствующие третьему полусегменту (3 п. с. на фиг. 6а).While 16-bit codewords are read from the second buffer memory, codewords corresponding to the third half-segment are written into the first buffer memory (3 p.s. in Fig. 6a).

После заполнения очередными 480 кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется третий короткий импульс (фиг. 6б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации записываются в первую половину второй буферной памяти. Под действием этого же короткого импульса 480 ранее записанных кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти. Таким образом, из второго и третьего полусегментов формируется третий сегмент (3 сегм. на фиг. 6а).After filling with the next 480 code combinations of the first buffer memory, a third short pulse appears at the counter output (Fig. 6b) under the action of the leading edge of which these code combinations are written into the first half of the second buffer memory. Under the action of the same short pulse, 480 previously recorded code combinations from the first half of the second buffer memory are shifted and written into the second half of this buffer memory. Thus, the third segment is formed from the second and third half-segments (3 segments in Fig. 6a).

Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из В=960 кодовых комбинаций в третьем сегменте (3 сегм. на фиг. 6а).Under the influence of the decay of the same short pulse, the first buffer memory and the memory circuit are reset to their initial state. In this case, a code combination appears at the code output of the memory circuit, corresponding to the Natall window transmission coefficient for the first of B = 960 code combinations in the third segment (3 segments in Fig. 6a).

Под действием импульсов на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) второго полусегмента третьего сегмента (3 сегм. на фиг. 6а). Эти перемноженные кодовые комбинации появляются на выходе схемы умножения. Далее начинают умножаться кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) третьего полусегмента третьего сегмента (3 сегм. на фиг. 6а). Эти перемноженные кодовые комбинации также появляются на выходе схемы умножения..Under the action of pulses at the third input of the second buffer memory and the second input of the memory circuit, 16-bit code combinations from their code outputs are fed to the first and second code inputs of the multiplication circuit, respectively. The code combinations (from the second half of the second buffer memory) of the second half-segment of the third segment (3 segments in Fig. 6a) are multiplied first. These multiplied codewords appear at the output of the multiplication circuit. Next, the code combinations (from the first half of the second buffer memory) of the third half-segment of the third segment (3 segments in Fig. 6a) are multiplied. These multiplied codewords also appear at the output of the multiplication circuit.

Т.о. на выходе схемы умножения осуществляется формирование четвертого по счету сегмента (3₁-2₂ сегм. на фиг. 6в), состоящего из второй раз используемого второго полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) и первый раз используемого третьего полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися). Далее работа ССНОФН происходит аналогичным образом.So at the output of the multiplication circuit, the fourth segment is formed (3 ₁ -2 ₂ segm. the Natall window gains are decreasing). Further, the work of SSNOFN occurs in a similar way.

Пример реализации схемы перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла (СПСКНОН), входящей в состав БФОС 5, 19, 40, 53 показан на фиг. 7. Данная схема содержит: первую, вторую, третью и четвертую буферные памяти (БП), сумматор, схему памяти (СП), схему умножения (СУ), счетчик, триггер, формирователь, элемент задержки (ЭЗ). Первый (кодовый) вход первой буферной памяти (БП₁) соединен с первым (кодовым) входом СПСКНОН, а его кодовый выход - с первым (кодовым) входом второй буферной памяти (БП₂) и с первым (кодовым) входом третьей буферной памяти (БП₃). Второй вход БП₁ подключен к выходу элемента задержки ЭЗ, а третий вход БП₁ соединен со вторым входом СПСКНОН, к которому также подключен вход счетчика, выход которого соединен со входом триггера, входом ЭЗ и со вторым входом БП₂, кодовый выход которой соединен с первым (кодовым) входом БП₄. Третий вход СПСКНОН соединен со вторым входом схемы памяти (СП), вторым входом БП₃ и вторым входом БП₄. Выход триггера подключен ко входу формирователя, выход которого соединен с первым входом СП, с третьим входом БП₃ и с третьим входом БП₄. Кодовые выходы БП₃ и БП₄ соединены, соответственно, с первым и вторым кодовыми входами сумматора, кодовый выход которого соединен с первым кодовым входом схемы умножения (СУ), второй кодовый вход которой подключен к кодовому выходу СП, а кодовый выход СУ соединен с выходом СПСКНОН.An example of the implementation of the scheme of overlapping segments and compensation of unevenness of the Nuttall window function (SPSCNON), which is part of BFOS 5, 19, 40, 53 is shown in Fig. 7. This circuit contains: the first, second, third and fourth buffer memories (BP), adder, memory circuit (SP), multiplication circuit (MS), counter, trigger, shaper, delay element (EZ). The first (code) input of the first buffer memory (BP ₁ ) is connected to the first (code) input of SPSKNON, and its code output is connected to the first (code) input of the second buffer memory (BP ₂ ) and to the first (code) input of the third buffer memory ( BP ₃ ). The second input of PSU _{1 is} connected to the output of the delay element EZ, and the third input of PSU _{1 is} connected to the second input of SPSKNON, to which the input of the counter is also connected, the output of which is connected to the input of the trigger, the input of EZ and to the second input of the PSU ₂ , the code output of which is connected to the first (code) input of the power supply unit ₄ . The third input of SPSCNON is connected to the second input of the memory circuit (SP), the second input of the BP ₃ and the second input of the BP ₄ . The trigger output is connected to the input of the shaper, the output of which is connected to the first input of the joint venture, to the third input of the power supply unit ₃ and to the third input of the power supply unit ₄ . The code outputs of BP ₃ and BP _{4 are} connected, respectively, with the first and second code inputs of the adder, the code output of which is connected to the first code input of the multiplication circuit (MS), the second code input of which is connected to the code output of the SP, and the code output of the CS is connected to the output SPSCNON.

СПСКНОН (фиг. 7) работает следующим образом. В исходном состоянии БП₁, БП₂, БП₃, БП₄, счетчик, а также триггер обнулены. СП также находится в исходном состоянии, когда на ее кодовом выходе присутствует кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой из В кодовых комбинаций в первом сегменте.SPSCNON (Fig. 7) works as follows. In the initial state, BP ₁ , BP ₂ , BP ₃ , BP ₄ , the counter, as well as the trigger are reset. The SP is also in the initial state when at its code output there is a codeword corresponding to the gain to compensate for the unevenness of the Nuttall window function for the first of the B codewords in the first slot.

На первый (кодовый) вход СПСКНОН (фиг. 7) и далее на первый (кодовый) вход БП₁ поступают параллельные кодовые комбинации с кодового выхода схемы обратного дискретного преобразования Фурье, входящей в состав БФОС 5, 19, 40, 53 (фиг. 2). Одновременно на второй вход СПСКНОН с выхода схемы удвоения частоты импульсов дискретизации, входящей в состав БФОС 5, 19, 40, 53 (фиг. 2), поступают импульсы с удвоенной частотой дискретизации, которые далее подаются на третий вход БП₁ (фиг. 7). Под действием данных импульсов кодовые комбинации, поступающие на вход БП₁, записываются в нее и появляются на кодовом выходе БП₁. Эти кодовые комбинации прикладываются к первым (кодовым) входам БП₂ и БП₃, но не записываются в них.Parallel code combinations from the code output of the inverse discrete Fourier transform circuit included in the BFOS 5, 19, 40, 53 (Fig. 2) are fed to the first (code) input of the SPSCNON (Fig. 7) and then to the first (code) input of the BP ₁ ). At the same time, pulses with a doubled sampling rate arrive at the second input of the SPSCNON from the output of the sampling pulse frequency doubling circuit, which is part of the BFOS 5, 19, 40, 53 (Fig. 2), which are then fed to the third input of the BP ₁ (Fig. 7) ... Under the influence of these pulses, the code combinations arriving at the input of BP ₁ are written into it and appear at the code output of BP ₁ . These code combinations are applied to the first (code) inputs of BP ₂ and BP ₃ , but are not recorded in them.

Одновременно счетчик начинает подсчет импульсов с удвоенной частотой дискретизации. Данный счетчик предназначен для подсчета количества кодовых комбинаций, равных половине длительности сегмента (полусегмента). Например, из цифрового сигнала, имеющего удвоенную частоту дискретизации нужно сформировать последовательность полусегментов, каждый из которых должен содержать В/2=480 дискретных отсчетов (кодовых комбинаций). При этом каждый дискретный отсчет представляет из себя 16 разрядную кодовую комбинацию. Тогда на длительности каждого полусегмента будет умещаться 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций. Именно после данного количества импульсов с удвоенной частотой дискретизации на выходе счетчика появляется короткий импульс, свидетельствующий об окончании данного полусегмента и начале следующего (фиг. 8а,б).At the same time, the counter starts counting pulses at twice the sampling rate. This counter is designed to count the number of code combinations equal to half the duration of a segment (half segment). For example, from a digital signal having a doubled sampling rate, it is necessary to form a sequence of half-segments, each of which must contain B / 2 = 480 discrete samples (code combinations). Moreover, each discrete sample is a 16-bit code combination. Then, on the duration of each half-segment, 480 sixteen-bit code combinations will fit. It is after a given number of pulses with a doubled sampling rate that a short pulse appears at the output of the counter, indicating the end of this half-segment and the beginning of the next (Fig. 8a, b).

БП₁, БП₂, БП₃, БП₄ в нашем примере, вмещают в себя каждый по 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций (т.е. каждый - по полусегменту), Кодовые комбинации с кодовых выходов сумматора, СУ и СП также являются 16 разрядными.BP ₁ , BP ₂ , BP ₃ , BP ₄ in our example, each contain 480 sixteen-bit code combinations (that is, each - in a half-segment), Code combinations from the code outputs of the adder, SU and SP are also 16-bit.

СПСКНОН предназначена для формирования сегментов цифрового сигнала из В кодовых комбинаций в каждом сегменте и сложение с 50% перекрытием каждого сегмента с предыдущим ему сегментом. С целью избежания разрывов в последовательности цифрового сигнала, формирующегося после перекрытия сегментов, необходимо, чтобы запись кодовых комбинаций в БП₁ производилась с удвоенной частотой дискретизации, а считывание кодовых комбинаций из БП₃ и БП₄ производилась с частотой дискретизации. Эти импульсы с частотой дискретизации поступают на третий вход СПСКНОН со входа схемы удвоения частоты импульсов дискретизации, входящей в состав БФОС 5, 19, 40, 53 (фиг. 2).SPSCNON is designed to form digital signal segments from B code combinations in each segment and add each segment with 50% overlap with the previous segment. In order to avoid discontinuities in the sequence of the digital signal formed after overlapping the segments, it is necessary that the code combinations are written to the BP ₁ with a doubled sampling rate, and the code combinations from the BP ₃ and BP ₄ are read with the sampling frequency. These pulses with a sampling rate are fed to the third input of the SPSCNON from the input of the sampling pulse frequency doubling circuit included in the BFOS 5, 19, 40, 53 (Fig. 2).

Одновременно с записью кодовых комбинаций в БП₁, из БП₃ и БП₄ происходит считывание нулевых кодовых комбинаций под действием импульсов на их вторых входах (фиг. 7). Эти нулевые 16 разрядные кодовые комбинации поступают на первый и второй кодовые входы сумматора, на выходе которого также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинации, которые подаются на первый кодовый вход СУ. На второй кодовый вход данной схемы с кодового выхода СП в это время подаются 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие коэффициентам передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла. После перемножения кодовых комбинаций, поданных на 1 и 2 кодовые входы СУ, на ее кодовом выходе также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинацииSimultaneously with the writing of the code combinations in the power supply unit ₁ , from the power supply unit ₃ and the power supply unit ₄ , zero code combinations are read under the action of pulses at their second inputs (Fig. 7). These zero 16-bit codewords are fed to the first and second code inputs of the adder, the output of which will also be zero 16-bit codewords, which are fed to the first code input of the SD. At this time, 16-bit code combinations are supplied to the second code input of this circuit from the code output of the SP, corresponding to the transmission coefficients to compensate for the unevenness of the Nuttall window function. After multiplying the code combinations applied to the 1 and 2 code inputs of the SU, its code output will also have zero 16-bit code combinations

Т.о. в период заполнения БП₁ кодовыми комбинациями, соответствующими первому полусегменту (0₀ п. с. на фиг. 8а) на кодовом выходе СУ осуществляется формирование полусегмента (0_н на фиг. 8г) из нулевых кодовых комбинаций.So during the filling of BP _{1 with} code combinations corresponding to the first half-segment (0 ₀ p. s. in Fig. 8a), a half-segment (0 _n in Fig. 8d) from zero code combinations is formed at the code output of the CS.

После заполнения 480 шестнадцатиразрядными нулевыми кодовыми комбинациями БП₁, соответствующими 0₀ - полусегменту (фиг. 8а), на выходе счетчика появляется первый короткий импульс (фиг. 8б) от которого срабатывает триггер, а на выходе формирователя также появляется короткий импульс.After filling 480 sixteen-bit zero code combinations BP ₁ , corresponding to 0 ₀ - half-segment (Fig.8a), the first short pulse appears at the output of the counter (Fig.8b) from which the trigger is triggered, and a short pulse also appears at the output of the shaper.

Под действием переднего фронта импульса с выхода формирователя нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₀-полусегменту, с выхода БП₁ записываются в БП₃, а в БП₄, записываются тоже нулевые кодовые комбинации, которые присутствовали в БП₂. Таким образом, из 0 и 0₀ полусегментов (фиг. 8а) формируется первый сегмент (1 сегм. на фиг. 8а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса с выхода формирователя осуществляется установка СП в исходное состояние, когда на ее кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в сегменте.Under the action of the leading edge of the pulse from the output of the shaper, zero code combinations corresponding to the 0 ₀ half-segment from the output of BP _{1 are} written into BP ₃ , and in BP ₄ , also zero code combinations that were present in BP _{2 are} recorded. Thus, from 0 and 0 ₀ half-segments (Fig. 8a) the first segment is formed (1 segment in Fig. 8a - below). At the same time, under the action of the same short pulse from the output of the shaper, the SP is set to its initial state, when a code combination appears at its code output, corresponding to the transmission coefficient to compensate for the unevenness of the Nuttall window function for the first codeword in the segment.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₀-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 0₁-полусегменту (фиг. 8а).After that, under the influence of the decay of the pulse from the counter output, the code combinations from the code output of the BP ₁ corresponding to the 0 ₀ half-segment are written into the BP ₂ and appear at its code output. In addition, under the action of a short pulse delayed in the EZ, the BP ₁ is reset to zero and starts writing the code combinations corresponding to the next 0 ₁ half-segment (Fig. 8a).

Под действием импульсов на вторых входах БП₃ и БП₄, 16-разрядные нулевые кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. Далее нулевые кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (0₀ п. с. + 0 п. с. на фиг. 8а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которой поступают кодовые комбинации с выхода СП. Т.о. на выходе СУ осуществляется формирование первого сегмента (0₀+0 сегм. на фиг. 8в).Under the action of pulses at the second inputs of the BP ₃ and BP ₄ , 16-bit zero code combinations from their code outputs are fed to the first and second code inputs of the adder, respectively. Further, zero codewords from the code output of the adder (0 ₀ p. S. + 0 p. S. In Fig. 8a) are fed to the first code input of the CS, the second code input of which receives the code combinations from the output of the SP. So at the output of the SU, the formation of the first segment is carried out (0 ₀ + ₀ segm. in Fig. 8c).

Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется замедленное в 2 раза (по сравнению со скоростью записи в БПО считывание 16 разрядных кодовых комбинаций, в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие 0₁ полусегменту.While from BP ₃ and BP ₄ is slowed down 2 times (compared to the write speed in BPO reading of 16-bit code combinations, code combinations corresponding to 0 ₁ half-segment are written into BP ₁ .

После заполнения 480 нулевыми кодовыми комбинациями БП₁ на выходе счетчика появляется второй короткий импульс (фиг. 8б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «логический 0» («лог.0»), от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП₃ и БП₄ параллельных кодовых комбинаций из БП₁ и БП₂ не происходит. В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение нулевых кодовых комбинаций, соответствующих 0₀ и 0 полусегментам и формируется 0₀ - 0 сегмент (фиг. 8в).After filling 480 with zero code combinations of the power supply unit ₁ , a second short pulse appears at the output of the counter (Fig. 8b), under the action of which the trigger is triggered and a "logical 0"("log.0") appears at its output, from which no signal, and hence the recording in BP ₃ and BP _{4 of} parallel code combinations from BP ₁ and BP ₂ does not occur. At this time, reading, addition and multiplication of zero code combinations corresponding to 0 ₀ and 0 half-segments continues from BP ₃ and BP ₄ and 0 ₀ - 0 segment is formed (Fig. 8c).

Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₁-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 0₂-полусегменту (фиг. 8а).Under the influence of the decay of the pulse from the counter output, the code combinations from the code output of the BP ₁ corresponding to the 0 ₁ half-segment are written into the BP ₂ and appear at its code output. In addition, under the action of a short pulse delayed in the EZ, the BP ₁ is reset to zero and starts writing the code combinations corresponding to the next 0 ₂ half-segment (Fig. 8a).

После заполнения нулевыми кодовыми комбинациями БП₁ (0₂ п. с. на фиг. 8а) на выходе счетчика появляется третий короткий импульс (фиг. 8б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «логическая 1» («лог.1»), от которого на выходе формирователя появляется второй короткий импульс (фиг. 8в). Под действием переднего фронта импульса с выхода формирователя нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₂ полусегменту, с выхода БП) записываются в БП₃, а в БП₄, записываются тоже нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₁ и которые присутствовали в БП₂. Таким образом, из 0₂ и 0₁ полусегментов формируется второй сегмент (2 сегм. на фиг. 8а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса с выхода формирователя осуществляется установка СП в исходное состояние, когда на ее кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в сегменте.After filling with zero code combinations BP ₁ (0 ₂ p.s. in Fig. 8a), a third short pulse appears at the output of the counter (Fig. 8b), under the action of which the trigger is triggered and a "logical 1" appears at its output ("log.1 "), From which a second short pulse appears at the output of the shaper (Fig. 8c). Under the action of the leading edge of the pulse from the shaper output, zero code combinations corresponding to the 0 ₂ half-segment, from the BP output) are written to BP ₃ , and in BP ₄ , zero code combinations are also written corresponding to 0 ₁ and which were present in BP ₂ . Thus, from 0 ₂ and 0 ₁ half-segments the second segment is formed (2 segments in Fig. 8a - below). At the same time, under the action of the same short pulse from the output of the shaper, the SP is set to its initial state, when a code combination appears at its code output, corresponding to the transmission coefficient to compensate for the unevenness of the Nuttall window function for the first codeword in the segment.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₂-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 1₁-полусегменту (фиг. 8а).After that, under the influence of the decay of the pulse from the counter output, the code combinations from the code output of the BP ₁ corresponding to the 0 ₂ half-segment are written into the BP ₂ and appear at its code output. In addition, under the action of a short pulse delayed in the EZ, the BP ₁ is reset to zero and starts recording the code combinations corresponding to the next 1 ₁ half-segment (Fig. 8a).

Под действием импульсов на вторых входах БП₃ и БП₄, 16-разрядные нулевые кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. Далее нулевые кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (0₂ п. с. + 0₁ п. с. на фиг. 8а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. На кодовом выхода СУ появляются нулевые 16 разрядные кодовые комбинации. Т.о. на выходе СУ осуществляется формирование второго сегмента (0₂+0₁ сегм. на фиг. 8г).Under the action of pulses at the second inputs of the BP ₃ and BP ₄ , 16-bit zero code combinations from their code outputs are fed to the first and second code inputs of the adder, respectively. Further, zero codewords from the code output of the adder (0 ₂ p. S. + 0 ₁ p. S. In Fig. 8a) are fed to the first code input of the CS, the second code input of which receives the code combinations from the output of the SP. At the code output of the control system, zero 16-bit code combinations appear. So at the output of the control system, the formation of the second segment is carried out (0 ₂ + 0 ₁ segm. in Fig. 8d).

Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется считывание 16 разрядных кодовых комбинаций (0₂ п. с. и 0₁ п. с. на фиг. 8а), в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие 11 полусегменту (1₁ п. с. на фиг. 8а).While from PD ₃ and PD ₄ reads 16-bit codewords (0 ₂ n. S. And 0 ₁ n. S. Fig. 8a) in the BS ₁ is recorded codewords corresponding to 11 half portion (1 ₁ n. S. in Fig.8a).

После заполнения кодовыми комбинациями (1₁ п. с на фиг. 8а) на выходе счетчика появляется четвертый короткий импульс (фиг. 8б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.0», от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП₃ и БП₄ кодовых комбинаций из БП₁ и БП₂ не происходит.After filling with code combinations (1 ₁ p. C in Fig. 8a), a fourth short pulse appears at the output of the counter (Fig. 8b) under the action of which the trigger is triggered and "log.0" appears at its output, from which the output of the shaper does not occur no signal, and therefore no writing to BP ₃ and BP _{4 of} code combinations from BP ₁ and BP ₂ does not occur.

В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение нулевых кодовых комбинаций, соответствующих 0₂ и 0₁ полусегментам и формируется 0₂-0₁ сегмент (фиг. 8г).At this time, reading, addition and multiplication of zero code combinations corresponding to 0 ₂ and 0 ₁ half-segments continues from BP ₃ and BP ₄ , and 0 ₂ -0 ₁ segment is formed (Fig. 8d).

Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 1₁ полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 1₂-полусегменту (фиг. 8а).Under the influence of the decay of the pulse from the counter output, the code combinations from the code output BP ₁ , corresponding to 1 ₁ half-segment are written into the BP ₂ and appear at its code output. In addition, under the action of a short pulse delayed in the EZ, the BP ₁ is reset to zero and starts writing the code combinations corresponding to the next 1 ₂ half-segment (Fig. 8a).

После заполнения кодовыми комбинациями БП₁ (1₂ п. с. на фиг. 8а) на выходе счетчика появляется пятый короткий импульс (фиг. 8б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.1», от которого на выходе формирователя появляется третий короткий импульс (фиг. 8в). Под действием данного импульса кодовые комбинации с кодовых выходов БП₁ и БП₂ записываются, соответственно, в БП₃ и БП₄. Таким образом, из 1₂ и 1₁ полусегментов формируется третий сегмент (3 сегм. на фиг. 8а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса осуществляется установка блока памяти в исходное состояние, когда на его кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в третьем сегменте.After filling with the code combinations BP ₁ (1 ₂ p.s. in Fig. 8a), a fifth short pulse appears at the output of the counter (Fig. 8b) under the action of which the trigger is triggered and "log.1" appears at its output, from which at the output shaper appears a third short pulse (Fig. 8c). Under the action of this pulse, the code combinations from the code outputs BP ₁ and BP _{2 are} written, respectively, in BP ₃ and BP ₄ . Thus, from 1 ₂ and 1 ₁ half-segments the third segment is formed (3 segments in Fig. 8a - below). At the same time, under the action of the same short pulse, the memory block is reset to its initial state, when a code combination appears at its code output, corresponding to the transmission coefficient to compensate for the unevenness of the Nuttall window function for the first codeword in the third segment.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 1₂-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 2₁-полусегменту (фиг. 8а).After that, under the influence of the decay of the pulse from the counter output, the code combinations from the code output of the BP ₁ corresponding to the 1 ₂ half-segment are written into the BP ₂ and appear at its code output. In addition, under the action of a short pulse delayed in the EZ, the BP ₁ is reset to zero and starts writing the code combinations corresponding to the next 2 ₁ half-segment (Fig. 8a).

Под действием импульсов с частотой дискретизации на вторых входах БП₃ и БП₄, 16-разрядные информационные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. При суммировании происходит сложение кодовых комбинаций, входящих в 1₂ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) с теми же кодовыми комбинациями, входящими в 1₁ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися), поэтому на выходе сумматора коэффициенты передачи окна Натолла выравниваются (становятся близкими к 1), хотя и остается некоторая неравномерность.Under the action of pulses with a sampling rate at the second inputs of the BP ₃ and BP ₄ , 16-bit information code combinations from their code outputs are fed to the first and second code inputs of the adder, respectively. When summing, the code combinations included in the 1 ₂ half-segment (in which the Natall window transmission coefficients are increasing) are added with the same code combinations included in the 1 ₁ half-segment (in which the Natall window transmission coefficients are decreasing), therefore, at the output of the adder, the transmission coefficients Nutall windows flatten out (close to 1), although some unevenness remains.

Далее после суммирования кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (1₂ п. с. + 1₁ п. с. на фиг. 8а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. После перемножения кодовых комбинаций оказывается скомпенсированной неравномерность оконной функции Наттолла. Если сравнить (1₁ - 0₂) сегмент и (2₁ - 1₂) сегмент (вверху фиг. 8а) на входе СПСКНОН с 3 сегментом (3 сегм. на фиг. 8а или 1₂+1₁ сегм. на фиг. 8 г) на выходе сумматора, то видно, что имеет место сложение с 50% перекрытием сегмента с предыдущим ему сегментом.Further, after summation, the code combinations from the code output of the adder (1 ₂ p. S. + 1 ₁ p. S. In Fig. 8a) are fed to the first code input of the CS, the second code input of which receives the code combinations from the SP output. After multiplying the code combinations, the unevenness of the Nuttall window function is compensated. If we compare (1 ₁ - 0 ₂ ) segment and (2 ₁ - 1 ₂ ) segment (at the top of Fig.8a) at the input of SPSCNON with 3 segments (3 segments in Fig.8a or 1 ₂ +1 ₁ segments in Fig. 8 d) at the output of the adder, it can be seen that there is an addition with 50% overlap of the segment with the previous segment.

На кодовый выход СУ поступают 16-разрядные кодовые комбинации с компенсированной неравномерностью оконной функции Наттолла. Т.о. на выходе СУ осуществляется формирование третьего сегмента (1₂+1₁ сегм. на фиг. 8 г).The code output of the control system receives 16-bit code combinations with compensated non-uniformity of the Nuttall window function. So at the output of the SU, the third segment is formed (1 ₂ +1 ₁ segment in Fig. 8 d).

Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется считывание 16-разрядных кодовых комбинаций (1₂ п. с. и 1₁ п. с. на фиг. 8а), в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие 2₁ полусегменту (2₁ п. с. на фиг. 8а).While from PD ₃ and PD ₄ reads 16-bit codewords (1 ₂ n. S., 1 ₁ n. S. Fig. 8a) in the BS ₁ is recorded codewords corresponding 2 _one half portion (2 ₁ n. c. in Fig.8a).

После заполнения кодовыми комбинациями (2₁ п. с на фиг. 8а) БП₁ на выходе счетчика появляется шестой короткий импульс (фиг. 8б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.0», от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП₃ и БП₄ параллельных кодовых комбинаций с кодовых выходов БП₁ и БП₂ не происходит.After filling with code combinations (2 ₁ p. C in Fig. 8a) BP ₁ at the output of the counter appears a sixth short pulse (Fig. 8b) under the action of which the trigger is triggered and at its output appears "log.0", from which at the output of the shaper there is no signal, and therefore no parallel code combinations are written to BP ₃ and BP ₄ from the code outputs of BP ₁ and BP ₂ .

В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение кодовых комбинаций, соответствующих 1₂ и 1₁ полусегментам и формируется 1₂ - 1₁ сегмент (фиг. 8г).At this time, reading, addition and multiplication of code combinations corresponding to 1 ₂ and 1 ₁ half-segments continues from BP ₃ and BP ₄ , and 1 ₂ - 1 ₁ segment is formed (Fig. 8d).

Под действием спада импульса с выхода счетчика, кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 2₁ полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 2 г-полусегменту (фиг. 8а).Under the influence of the decay of the pulse from the counter output, the code combinations from the code output BP ₁ corresponding to the 2 ₁ half-segment are written to the BP ₂ and appear at its code output. In addition, under the action of a short pulse delayed in the EZ, the BP ₁ is reset to zero and starts recording the code combinations corresponding to the next 2 r-half-segment (Fig. 8a).

После заполнения БП₁ кодовыми комбинациями, соответствующими 2₂-полусегменту (2₂ п. с. на фиг. 8а) на выходе счетчика появляется седьмой короткий импульс (фиг. 8б), под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.1», от которого на выходе формирователя появляется четвертый короткий импульс (фиг. 8в).After filling PD ₁ codewords corresponding -polusegmentu February ₂ (2 _2n. S. Fig. 8a) appears at the output of the counter seventh short pulse (Fig. 8b), which is triggered by the action of a trigger and its output appears on the "log. 1 ", from which a fourth short pulse appears at the output of the shaper (Fig. 8c).

Под действием данного импульса кодовые комбинации с кодовых выходов БП₁ и БП₂ записываются в БП₃ и БП₄. Таким образом, из 2₂ и 2₁ полусегментов формируется четвертый сегмент (4 сегм. на фиг. 8а внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса осуществляется установка блока памяти в исходное состояние, когда на его кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в четвертом сегменте.Under the action of this pulse, the code combinations from the code outputs of BP ₁ and BP _{2 are} written to BP ₃ and BP ₄ . Thus, from 2 ₂ and 2 ₁ half-segments, the fourth segment is formed (4 segments in Fig. 8a below). At the same time, under the action of the same short pulse, the memory block is reset to the initial state when a code combination appears at its code output, corresponding to the transmission coefficient to compensate for the unevenness of the Nuttall window function for the first codeword in the fourth segment.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 2₂-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 3₁-полусегменту (фиг. 8а).After that, under the influence of the decay of the pulse from the counter output, the code combinations from the code output BP ₁ , corresponding to the 2 ₂ half-segment are written into the BP ₂ and appear at its code output. In addition, under the action of a short pulse delayed in the EZ, the PSU ₁ is reset to zero and starts writing the code combinations corresponding to the next 3 ₁ half-segment (Fig. 8a).

Под действием импульсов на вторых входах БП₃ и БП₄, 16-разрядные информационные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. При суммировании происходит сложение кодовых комбинаций, входящих в 2₂ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) с теми же кодовыми комбинациями, входящими в 2₁ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися), поэтому на выходе сумматора коэффициенты передачи окна Натолла выравниваются (становятся близкими к 1), хотя и остается некоторая неравномерность.Under the action of pulses at the second inputs of the BP ₃ and BP ₄ , 16-bit information code combinations from their code outputs are fed to the first and second code inputs of the adder, respectively. During the summation, the code combinations included in the 2 ₂ half-segment (in which the Natall window transmission coefficients are increasing) are added with the same code combinations included in the 2 ₁ half-segment (in which the Natall window transmission coefficients are decreasing), therefore, at the output of the adder, the transmission coefficients Nutall windows flatten out (close to 1), although some unevenness remains.

Далее после суммирования кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (2₂ п. с. + 2₁ п. с. на фиг. 8а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. После перемножения кодовых комбинаций оказывается скомпенсированной неравномерность оконной функции Наттолла. Если сравнить (2₁ - 1₂) сегмент и (3₁ - 2₂) сегмент (вверху фиг. 8а) на входе СПСКНОН с 4 сегментом (4 сегм. на фиг. 8а внизу или 2₂+2₁ сегм. на фиг. 8г) на выходе сумматора, то видно, что имеет место сложение с 50% перекрытием сегмента с предыдущим ему сегментом.Further, after summation, the code combinations from the code output of the adder (2 ₂ p. S. + 2 ₁ p. S. In Fig. 8a) are fed to the first code input of the CS, the second code input of which receives the code combinations from the output of the SP. After multiplying the code combinations, the unevenness of the Nuttall window function is compensated. If we compare (2 ₁ - 1 ₂ ) segment and (3 ₁ - 2 ₂ ) segment (at the top of Fig.8a) at the SPSCNON input with 4 segments (4 segments in Fig.8a below or 2 ₂ +2 ₁ segments in Fig. 8d) at the output of the adder, it can be seen that there is an addition with 50% overlap of the segment with the previous segment.

На кодовый выход СУ поступают 16-разрядные кодовые комбинации с компенсированной неравномерностью оконной функции Наттолла. Т.о. на выходе СУ осуществляется формирование четвертого сегмента (2₁+2₁ сегм. на фиг. 8г). Далее работа БПСКНОН происходит аналогичным образом.The code output of the control system receives 16-bit code combinations with compensated non-uniformity of the Nuttall window function. So at the exit of the SU, the fourth segment is formed (2 ₁ +2 ₁ segm. in Fig. 8d). Further, the work of BPSKNON proceeds in a similar way.

Благодаря такому решению задачи предлагаемый способ и устройство компандирования с предыскажением звуковых вещательных сигналов, в отличие от прототипа, позволяет не только избежать искажения формы звукового сигнала, снизить модуляцию переменным коэффициентом передачи высокочастотных составляющих сигнала и шумов, а также снизить заметность шума не только в паузе но и в сигнале, но за счет предыскажения скомпенсировать помехи и искажения, возникающие из-за многочисленных обработок звукового вещательного сигнала как на передающей так и на приемной сторонах. Вследствие такой компенсации помех и искажений удается существенно повысить качество передачи звуковых вещательных сигналовThanks to this solution of the problem, the proposed method and device for companding with predistortion of audio broadcast signals, in contrast to the prototype, allows not only to avoid distortion of the audio signal shape, to reduce modulation by the variable transmission coefficient of high-frequency signal and noise components, and also to reduce the visibility of noise not only in a pause but and in the signal, but at the expense of predistortion to compensate for interference and distortions arising from multiple processing of the audio broadcast signal both at the transmitting and receiving sides. Due to such compensation of interference and distortion, it is possible to significantly improve the quality of transmission of audio broadcast signals.

Особенностью современных каналов передачи является то, что вследствие многочисленных обработок существующими компандерами, в передаваемые звуковые вещательные сигналы вносятся дополнительные помехи и искажения, вследствие чего форма этих передаваемых сигналов изменяется и поэтому данные сигналы не могут качественно контролироваться имеющимся метрологическим обеспечением, ориентированным на измерение формы. Предлагаемый же способ и устройство с предыскажением осуществляет компенсацию упомянутых дополнительных помех и искажений и тем самым сохраняет форму сигнала, что позволяет использовать существующее метрологическое обеспечение при оценке качества передачи (по форме сигнала). Повышение качества передаваемых звуковых вещательных сигналов за счет использования предыскажения позволяет снизить скорость передачи или объем сигнала при его передаче и хранении в обмен на незначительное ухудшении этого качества, соответствующего качеству при обработке существующими компандерами.A feature of modern transmission channels is that, due to numerous processing by existing companders, additional interference and distortions are introduced into the transmitted audio broadcast signals, as a result of which the shape of these transmitted signals changes and therefore these signals cannot be qualitatively controlled by the available metrological software oriented to shape measurement. The proposed method and device with predistortion compensates for the mentioned additional interference and distortions and thereby preserves the signal shape, which makes it possible to use the existing metrological assurance when assessing the transmission quality (by the signal shape). Improving the quality of transmitted audio broadcast signals through the use of predistortion allows to reduce the transmission rate or the volume of the signal during its transmission and storage in exchange for a slight deterioration in this quality, which corresponds to the quality when processed by existing companders.

С помощью предлагаемого способа и устройства с предыскажением могут передаваться как звуковые вещательные сигналы, так и речевые сигналы, а также любые аналоговые сигналы.With the help of the proposed method and device with predistortion, both audio broadcast signals and voice signals, as well as any analog signals, can be transmitted.

Предлагаемые способ и устройство с предыскажением могут найти применение в существующих аналоговых и цифровых каналах передачи, а также в системах хранения информации. Их использование позволит повысить качество передачи информационных сообщений и снизить скорость передачи или объем сигнала в канале связи.The proposed method and device with predistortion can be used in existing analog and digital transmission channels, as well as in information storage systems. Their use will improve the quality of transmission of information messages and reduce the transmission rate or signal volume in the communication channel.

Экономический эффект от использования предлагаемого способа и устройства с предыскажением предполагается получить за счет обеспечения высокого качества передачи и приема информационных аналоговых сигналов. Компенсация дополнительных помех и искажений и сохранение формы сигнала позволяет использовать существующее метрологическое обеспечение, а не разрабатывать новые измерительные приборы при оценке качества передачи. Экономический эффект может быть получен также за счет снижения скорости передачи или объема сигнала при его передаче и хранении и увеличения вследствие этого количества каналов.The economic effect from the use of the proposed method and device with predistortion is expected to be obtained by ensuring high quality of transmission and reception of information analog signals. Compensation of additional noise and distortion and preservation of the signal shape allows using the existing metrological support, rather than developing new measuring instruments when assessing the transmission quality. The economic effect can also be obtained by reducing the transmission rate or the volume of the signal during its transmission and storage, and as a result of this increase in the number of channels.

Claims

1. A method of companding with predistortion of audio broadcast signals, including on the transmitting side frequency equalization of an analog audio broadcast signal of the transmission, clipping of the signal, analog-to-digital conversion, thus forming a digital broadcast signal of transmission, the formation of a Hilbert-coupled orthogonal transmission signal, extraction of the signal of the cosine of the transmission phase and the signal of the Hilbert amplitude envelope of the transmission, extraction of the low-frequency, mid-frequency and high-frequency components of the envelope of the transmission signal, compression of the low-frequency components of the envelope with a large compression ratio, compression of the mid-frequency components of the envelope with a lower compression ratio, expansion of the high-frequency components of the gber envelope, summing transmission envelope, multiplication of the processed Hilbert amplitude transmission envelope by the signal of the cosine of the transmission phase, digital-analog analogue transformation of the transmission recovered after processing the digital broadcast signal, and on the receiving side - the amplitude limitation of the analogue audio broadcasting signal of the reception, analog-to-digital conversion, the formation of the Hilbert-conjugated orthogonal reception signal, the extraction of the cosine signal of the reception phase and the signal of the Hilbert amplitude envelope of the reception, the extraction of low-frequency , mid-frequency and high-frequency components of the receiving signal envelope, expanding the low-frequency components of the envelope with a large expansion coefficient, expanding the mid-frequency components of the envelope with a lower expansion coefficient, compressing the high-frequency components of the envelope, summing the three components of the Hilbert receiving envelope, multiplying the processed Hilbert receiving phase by the amplitude envelope , digital-to-analog conversion of a digital broadcast signal recovered after processing, inverse station correction of the reconstructed analogue audio broadcasting signal of reception, characterized in that on the transmitting side, after the analog-to-digital conversion of the signal with the formation of a digital broadcasting signal of the transmission, this digital broadcasting signal of the transmission is delayed and thus the main digital broadcasting signal of the transmission is obtained, in addition, a Hilbert-conjugated orthogonal auxiliary transmission signal is formed from the digital broadcast transmission signal, and thus an auxiliary complex transmission signal is obtained, from which the auxiliary signal of the cosine of the transmission phase and the auxiliary signal of the Hilbert amplitude envelope of the transmission are extracted, from which the low-frequency, mid-frequency and the high-frequency components of the auxiliary envelope, and then the low-frequency components of the auxiliary envelope are compressed at a high compression ratio, the mid-frequency the components of the auxiliary envelope signal are compressed with a lower compression ratio, and the high-frequency components of the auxiliary envelope signal are expanded, after which all three components of the auxiliary signal of the Hilbert transmission envelope are summed and an auxiliary signal of the processed Hilbert amplitude envelope of the transmission is obtained, which is multiplied by the auxiliary signal of the cosine of the transmission phase and the recovered after processing, an auxiliary digital broadcast transmission signal, from which, by means of digital-to-analog conversion, an auxiliary output analog audio broadcast transmission signal is formed, containing interference and distortions caused by processing on the transmitting side, after which this auxiliary output analog audio broadcast transmission signal is subjected to attenuation corresponding to the attenuation communication lines, and thus form on the transmitting side an auxiliary input analogue audio broadcast the reception signal, then the amplitude limiting of this auxiliary analogue audio broadcasting signal of reception is carried out, the analog-to-digital conversion of this auxiliary signal of reception is thus formed, the auxiliary digital broadcasting signal of reception is generated, the auxiliary digital orthogonal reception signal is coupled to it, and thus obtained , the auxiliary complex reception signal, from which the auxiliary signal of the reception phase cosine and the auxiliary signal of the Hilbert amplitude envelope of the reception are extracted, from which the low-frequency, mid-frequency and high-frequency components of the auxiliary signal of the reception envelope are separated by filtering, and then the low-frequency components of the auxiliary signal of the envelope are expanded with a large expansion coefficient , the mid-frequency components of the auxiliary envelope signal are expanded with a lower expansion coefficient, and the high-frequency components components of the auxiliary signal of the envelope are compressed, after which all three components of the auxiliary signal of the Hilbert reception envelope are summed and an auxiliary signal of the processed Hilbert amplitude envelope of the reception is obtained, which is multiplied by the auxiliary signal of the cosine of the reception phase and the auxiliary digital broadcasting signal of reception is recovered after processing, from which, by digital -analog conversion, an auxiliary reconstructed analogue audio broadcast signal of reception is formed, over which an inverse frequency correction is performed and an auxiliary output analogue audio broadcast reception signal, containing interference and distortions of the transmitting and receiving sides, is obtained on the transmitting side due to processing on transmission and reception analog-to-digital conversion and receive an auxiliary output digital broadcast signal distorted due to processing, from which the delay is subtracted the main digital broadcast transmission signal, and a digital predistortion signal is obtained, consisting of interference and distortion of the transmitting and receiving sides, which is then phase inverted, and then added by summation to the undistorted delayed main digital broadcast transmission signal, and the main predistorted digital broadcast transmission signal is obtained. from which the Hilbert-conjugated orthogonal main predistorted transmission signal is formed, and thus the main predistorted complex transmission signal is obtained, from which the main predistorted signal of the transmission phase cosine and the main predistorted signal of the Hilbert amplitude envelope of the transmission are extracted, from which low-frequency, mid-frequency and the high-frequency components of the predistorted main transmission signal, and then the low-frequency components of the main predistorted envelope signal are compressed with a high compression ratio, the mid-frequency states the main predistorted envelope signal components are compressed with a lower compression ratio, and the high-frequency components of the main predistorted envelope signal are expanded, after which all three components of the main predistorted signal of the Hilbert transmission envelope are summed to obtain the processed main predistorted signal of the Hilbert amplitude envelope of the transmission, which is multiplied by the cosine of the main predistorted signal transmission phases and receive the main predistorted digital broadcast transmission signal recovered after processing, from which, by means of digital-to-analog conversion, the main output analog audio broadcast transmission signal is obtained, in which, due to predistortion, the interference and distortions arising during processing in the main broadcast signal on the transmitting side are compensated , but which contains predistortions designed to compensate for interference and distortion arising from processing in the main broadcast signal and on the receiving side, and on the receiving side - the amplitude limitation of the main predistorted input analogue audio broadcasting signal of reception, analog-to-digital conversion of this signal, thus forming the main predistorted digital broadcasting signal of reception, the formation of its Hilbert-paired orthogonal main predistorted digital reception signal and obtaining , thus, the main predistorted complex reception signal, from which the main predistorted signal of the receiving phase cosine and the main predistorted signal of the Hilbert amplitude reception envelope are extracted, from which the low-frequency, mid-frequency and high-frequency components of the main predistorted reception signal are extracted by filtering, and then the low-frequency components of the main predistorted the envelope signal is expanded with a large expansion coefficient, the mid-frequency components of the main predistorted envelope signal are expanded with a change higher expansion coefficient, and the high-frequency components of the main predistorted signal of the envelope are compressed, after which all three components of the main predistorted signal of the receiving Hilbert envelope are summed up and a processed main predistorted signal of the Hilbert amplitude envelope of receiving is obtained, which is multiplied by the main predistorted signal of the cosine of the receiving phase and is recovered after processing the main predistorted digital broadcast signal of reception, from which, by means of digital-to-analog conversion, the main reconstructed analog audio broadcast signal of reception is formed, over which an inverse frequency correction is carried out and an output analog audio broadcast signal of reception is obtained, in which, due to predistortion, interference and distortions arising from processing in the main broadcast signal on the receiving side.

2. A device for implementing the method of companding with predistortion of audio broadcast signals, comprising on the transmitting side a serially connected source of audio signals, a correction unit, a first limiter, a first analog-to-digital converter, and also blocks: a first block for generating an orthogonal signal, a first block for modulation signal decomposition , the first low-pass filter, the first band-pass filter, the first high-pass filter, the first compressor, the second compressor, the first expander, the first adder, the first modulation signal reconstruction unit and the first digital-to-analog converter, of which the main transmitter is formed, while the input of the first unit generating an orthogonal signal is the input of the main transmitter, and the first and second outputs of the first block for generating an orthogonal signal are connected respectively to the first and second inputs of the first block of modulation signal decomposition, the first output of which is connected to the first input the first block of modulation signal recovery, and its second output is connected to the input of the first low-pass filter, the input of the first band-pass filter and the input of the first high-pass filter, and the output of the first low-pass filter is connected to the input of the first compressor, the output of which is connected to the first input of the first adder, the output of the first bandpass filter is connected to the input of the second compressor, the output of which is connected to the second input of the first adder, and the output of the first high-pass filter is connected to the input of the first expander, the output of which is connected to the third input of the first adder, the output of which is connected to the second input of the first modulation recovery unit signal, the output of which is connected to the input of the first digital-to-analog converter, the output of which is the output of the main transmitter, the output of which is the output of the transmitting side of the device, and on the receiving side containing the second limiter, the second analog-to-digital converter, the second an orthogonal signal generating unit, a second signal modulation decomposition unit, a second low-pass filter, a second bandpass filter, a second high-pass filter, a second expander, a third expander, a third compressor, a second adder, a second modulation signal recovery unit, a second digital-to-analog converter and a first an inverse correction unit, and the main receiver is formed from the listed blocks of the receiving side, while the input of the second limiter is the input of the main receiver, the input of which is the input of the receiving side of the device, and the output of the second limiter is connected to the input of the second analog-to-digital converter, the output of which is connected to the input the second block for generating an orthogonal signal, the first and second outputs of which are connected, respectively, to the first and second inputs of the second block of modulation signal decomposition, the first output of which is connected to the first input of the second block of modulation signal recovery, and its second to The output is connected to the input of the second low-pass filter, the input of the second band-pass filter and the input of the second high-pass filter, and the output of the second low-pass filter is connected to the input of the second expander, the output of which is connected to the first input of the second adder, the output of the second band-pass filter is connected to the input of the third expander , the output of which is connected to the second input of the second adder, and the output of the second high-pass filter is connected to the input of the third compressor, the output of which is connected to the third input of the second adder, the output of which is connected to the second input of the second block of modulation signal recovery, the output of which is connected to the input of the second digital -an analog converter, the output of which is connected to the input of the first inverse correction unit, the output of which is the output of the main receiver, the output of which is the output of the receiving side of the device, characterized in that an auxiliary transmitter and an auxiliary the receiver, completely identical to the main transmitter and the main receiver, respectively, and also introduced an attenuator, a delay line, a third adder, a third analog-to-digital converter, a subtractor and a phase inverter, while the output of the first analog-to-digital converter is connected to the input of the delay line and the input of the auxiliary a transmitter, the output of which through a series-connected attenuator, an auxiliary receiver and a third analog-to-digital converter is connected to the first input of the subtractor, the second input of which is connected to the output of the delay line and the first input of the third adder, and the output of the subtractor is connected through a phase inverter to the second input of the third adder , the output of which is connected to the input of the main transmitter, the output of which is the output of the transmitting side of the device, and the auxiliary transmitter, exactly corresponding to the main transmitter, contains a third unit for generating an orthogonal signal, a third unit for modulation signal decomposition, third low-pass filter, third band-pass filter, third high-pass filter, fourth compressor, fifth compressor, fourth expander, fourth adder, third modulation signal recovery unit and third digital-to-analog converter, while the input of the third orthogonal signal generating unit is the input of the auxiliary transmitter, and the first and second outputs of the third block for generating an orthogonal signal are connected respectively to the first and second inputs of the third block of modulation signal decomposition, the first output of which is connected to the first input of the third block of modulation signal recovery, and its second output is connected to the input of the third low-pass filter, the input of the third band-pass filter and the input of the third high-pass filter, and the output of the third low-pass filter is connected to the input of the fourth compressor, the output of which is connected to the first input of the fourth adder, the output of the third band filter connected to the input of the fifth compressor, the output of which is connected to the second input of the fourth adder, and the output of the third high-pass filter is connected to the input of the fourth expander, the output of which is connected to the third input of the fourth adder, the output of which is connected to the second input of the third block of modulation signal recovery, the output of which connected to the input of the third digital-to-analog converter, the output of which is the output of the auxiliary transmitter, and the auxiliary receiver, exactly corresponding to the main receiver, contains a third limiter, a fourth analog-to-digital converter, a fourth orthogonal signal generating unit, a fourth signal modulation decomposition unit, a fourth filter low-pass, fourth band-pass filter, fourth high-pass filter, fifth expander, sixth expander, sixth compressor, fifth adder, fourth modulation signal recovery block and fourth digits connected in series o-analog converter and the second block of inverse correction, while the input of the third limiter is the input of the auxiliary receiver, and the output of the third limiter is connected to the input of the fourth analog-to-digital converter, the output of which is connected to the input of the fourth block of the formation of an orthogonal signal, the first and second outputs of which are connected respectively with the first and second inputs of the fourth block of modulation decomposition of the signal, the first output of which is connected to the first input of the fourth block of modulation signal recovery, and its second output is connected to the input of the fourth low-pass filter, the input of the fourth band-pass filter and the input of the fourth high-pass filter, while the output of the fourth low-pass filter is connected to the input of the fifth expander, the output of which is connected to the first input of the fifth adder, the output of the fourth bandpass filter is connected to the input of the sixth expander, the output of which is connected to the second input of the fifth adder, and out One of the fourth high-pass filter is connected to the input of the sixth compressor, the output of which is connected to the third input of the fifth adder, the output of which is connected to the second input of the fourth block of modulation signal recovery, the output of which is connected to the input of the fourth digital-to-analog converter, the output of which is connected to the input of the second block reverse correction, the output of which is the output of the auxiliary receiver.