RU2685972C1 - Method and device for filtering frequency-modulated signals - Google Patents
Method and device for filtering frequency-modulated signals Download PDFInfo
- Publication number
- RU2685972C1 RU2685972C1 RU2017142004A RU2017142004A RU2685972C1 RU 2685972 C1 RU2685972 C1 RU 2685972C1 RU 2017142004 A RU2017142004 A RU 2017142004A RU 2017142004 A RU2017142004 A RU 2017142004A RU 2685972 C1 RU2685972 C1 RU 2685972C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- signal
- copy
- spectrum
- block
- unit
- Prior art date
Links
Images
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
- G01R23/16—Spectrum analysis; Fourier analysis
- G01R23/165—Spectrum analysis; Fourier analysis using filters
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
Description
Область техники, к которой относится изобретениеThe technical field to which the invention relates.
Изобретение относится к области цифровой согласованной фильтрации (сжатии) сигналов с внутриимпульсной модуляцией и может быть применено в любых отраслях техники, использующих частотно-модулированные (ЧМ) сигналы.The invention relates to the field of digital matched filtering (compression) of signals with intrapulse modulation and can be applied in all branches of technology that use frequency-modulated (FM) signals.
Уровень техникиThe level of technology
В технике широко известен способ цифровой фильтрации частотно-модулированных сигналов, осуществляющий сжатие входного сигнала в частотной области путем перемножения его спектра на спектр комплексно сопряженного сигнала (копии) с последующим преобразованием произведения во временную область.A technique of digital filtering of frequency-modulated signals is widely known in the art. It compresses an input signal in the frequency domain by multiplying its spectrum by the spectrum of a complex conjugate signal (copy) and then transforming the product into a time domain.
Известная процедура дискретной свертки ЧМ сигнала в частотной области описывается выражением (1):The known procedure of discrete convolution of the FM signal in the frequency domain is described by the expression (1):
где g(m) - дискретный сжатый сигнал, n - индекс спектра сигналов в частотной области, m-индекс сигнала во временной области (m=0,1,2…М-1), N - число отсчетов спектров сигнала Ss(n) и копии Sk(n), М - число отсчетов сигнала g(m) во временной области, Ss(n) - дискретный спектр эха, описываемый формулой (2),where g (m) is a discrete compressed signal, n is the index of the spectrum of signals in the frequency domain, m-index of the signal in the time domain (m = 0,1,2 ... M-1), N is the number of samples of the spectra of the signal Ss (n) and copies Sk (n), M is the number of samples of the signal g (m) in the time domain, Ss (n) is the discrete echo spectrum described by formula (2),
где s(m) - дискретный входной ЧМ сигнал, Sk(n) - дискретный спектр копии, вычисляемый по формуле (3),where s (m) is a discrete FM input signal, Sk (n) is a discrete copy spectrum, calculated by the formula (3),
где k(m) - дискретная копия ЧМ сигнала.where k (m) is a discrete copy of the FM signal.
Для преобразования сигналов в спектральную и временную область обычно используется быстрое преобразование Фурье (БПФ) и обратное быстрое преобразование Фурье (ОБПФ) и в этом случае М равно N.The fast Fourier transform (FFT) and the inverse fast Fourier transform (IFFT) are usually used to transform signals into the spectral and temporal domain, and in this case M is equal to N.
При согласованной фильтрации сигналы s(m) и k(m) являются комплексно сопряженными. Однако в этом случае сжатый сигнал g(m) имеет существенные боковые лепестки (БЛ). Так для линейно-частотно-модулированного сигнала (ЛЧМ) первый боковой лепесток на 13 дБ ниже пикового значения сжатого сигнала, а уровень следующих БЛ уменьшается от лепестка к лепестку приблизительно на 4 дБ, что выше требуемых значений. Для снижения уровня боковых лепестков (УБЛ) ЛЧМ сигналов применяется весовая обработка копии во временной k(m) или в частотной Sk(n) области. Использование весовой функции Хемминга для сигналов с большим коэффициентом сжатия (Ксж>100) позволяет снизить УБЛ до минус 42 дБ, при Ксж≤50 весовая обработка становится менее эффективна и УБЛ≈-(26÷30) дБ.With matched filtering, the s (m) and k (m) signals are complex conjugate. However, in this case, the compressed signal g (m) has significant side lobes (BL). So for a linear frequency-modulated signal (chirp), the first side lobe is 13 dB below the peak value of the compressed signal, and the level of the next BL decreases from lobe to lobe by about 4 dB, which is higher than the required values. To reduce the level of side lobes (LB) of the chirp signals, copy processing is applied in the time k (m) or in the frequency Sk (n) domain. The use of the Hamming weight function for signals with a high compression ratio (Ксж> 100) makes it possible to reduce UBL to minus 42 dB, with Kszh≤50, weight processing becomes less effective and UBL≈- (26 ÷ 30) dB.
В силу применяемой формулы (1) устройство цифровой фильтрации ЧМ сигналов имеет следующие недостатки:By virtue of the formula (1) used, the digital filtering system for FM signals has the following disadvantages:
- при относительно небольших коэффициентах сжатия при обработке ЧМ сигналов УБЛ становится выше ожидаемых значений;- with relatively small compression ratios when processing FM signals, UBL becomes higher than the expected values;
- при дискретизации, квантовании и фильтрации входной сигнал претерпевает искажения, что также может снизить эффективность весовой обработки.- when sampling, quantizing and filtering, the input signal undergoes distortions, which can also reduce the efficiency of weight processing.
Раскрытие изобретенияDISCLOSURE OF INVENTION
Техническая проблема, на решение которой направлено заявляемое техническое решение, заключается в расчете копии сигнала с внутриимпульсной модуляцией, позволяющей более эффективно снижать УБЛ при сжатии сигнала, а также учитывать влияние приемного тракта (АЦП, преобразователей частоты, фильтров) на входной сигнал и его копию.The technical problem addressed by the claimed technical solution is the calculation of a copy of the signal with intrapulse modulation, which makes it possible to more effectively reduce UBL during signal compression, and also take into account the influence of the receiving path (ADC, frequency converters, filters) on the input signal and its copy.
Техническим результатом заявляемого изобретения является более эффективная обработка реальных ЧМ сигналов, обеспечивающая по сравнению с традиционной обработкой требуемый УБЛ сжатых сигналов в заданном диапазоне доплеровских частот.The technical result of the claimed invention is a more efficient processing of real FM signals, providing compared with traditional processing required UBL compressed signals in a given range of Doppler frequencies.
Заявленный технический результат обеспечивается способом фильтрации частотно-модулированных сигналов, заключающийся в том, что после дискретизации в АЦП, фильтрации и преобразования в частотную область отсчеты дискретного спектра входного ЧМ сигнала поступают на умножитель, на второй вход которого поступают отсчеты спектра скорректированной копии ЧМ сигнала, формирование которой осуществляется следующим образом: рассчитывают эталонный ЧМ сигнал во временной области с учетом преобразования в АЦП и фильтрации по аналогии с преобразованиями входного сигнала и типовую копию, согласованную с рассчитанным эталонным ЧМ сигналом (для ЛЧМ сигнала еще осуществляют взвешивание огибающей копии в соответствии с выбранной весовой функцией, например, функцией Хемминга), затем вычисляют свертку преобразованного эталонного ЧМ сигнала и его копии, получая сжатый ЧМ сигнал, который далее корректируют, умножая его в области боковых лепестков на корректирующую функцию, снижающую БЛ до требуемого уровня, после чего рассчитанные сжатый и эталонный сигналы преобразуют в частотную область, вычисляют частное от деления вычисленных спектров, которое соответствует новому скорректированному спектру копии ЧМ сигнала, - затем спектры входного сигнала и скорректированной копии перемножают, получая спектр сжатого сигнала, который далее преобразуют во временную область с использованием обратного быстрого преобразования Фурье (ОБПФ).The claimed technical result is provided by a method of filtering frequency-modulated signals, which consists in the following: after sampling in the ADC, filtering and converting the discrete spectrum of the input FM signal to the frequency domain goes to a multiplier, the second input of which receives samples of the spectrum of the corrected FM signal which is carried out as follows: calculate the reference FM signal in the time domain taking into account the conversion to the ADC and filtering, by analogy with the conversion the input signal and the sample copy matched with the calculated reference FM signal (for the chirp signal, the copy envelope is weighed in accordance with the chosen weight function, for example, Hamming), then the convolution of the converted reference FM signal and its copy are calculated, obtaining a compressed FM signal which is then corrected by multiplying it in the side-lobe region by a correction function that reduces the BL to the required level, after which the calculated compressed and reference signals are converted into the frequency domain Part, calculate the quotient of the calculated spectra, which corresponds to the new corrected spectrum of the copy of the FM signal, then the spectra of the input signal and the corrected copy are multiplied to obtain the spectrum of the compressed signal, which is then transformed into the time domain using the inverse fast Fourier transform (IFFT).
Указанный технический результат обеспечивается устройством фильтрации частотно-модулированных сигналов, содержащим последовательно соединенные блок дискретной обработки входного сигнала, содержащий блок АЦП, фильтрации и преобразования, и блок БПФ, сигнал с которого поступает на вход блока перемножения двух спектров, на его второй вход поступает сигнал из блока вычисления скорректированной копии, выход блока перемножения спектров входного сигнала и скорректированной копии соединен с блоком ОБПФ; при этом блок вычисления скорректированной копии содержит последовательно соединенные блок формирования эталонного ЧМ сигнала, блок дискретной обработки и блок свертки, на первый вход которого поступает отфильтрованный эталонный сигнал, а на второй вход - сигнал с блока формировании копии, комплексно сопряженной с эталонным ЛЧМ сигналом, и блока весовой обработки копии, при этом с выхода блока свертки сигнал поступает на блок коррекции сжатого сигнала, на второй вход которого поступает сигнал с блока формирования сигнала, корректирующего УБЛ сжатого сигнала, с выхода блока коррекции сжатого сигнала сигнал подается на блок вычисления скорректированной копии через блок БПФ, при этом на второй вход блока вычисления скорректированной копии поступает прошедший блок БПФ отфильтрованный эталонный сигнал из упомянутого блока дискретной обработки.This technical result is provided by a filtering device for frequency-modulated signals containing a serially connected block of discrete processing of the input signal, containing an ADC block, filtering and conversion, and an FFT unit, the signal from which is fed to the input of the two spectra multiplication unit, to its second input the unit for calculating the corrected copy, the output of the multiplier of the spectra of the input signal and the corrected copy are connected to the OBPF block; the unit for calculating the corrected copy contains a series-connected unit for generating a reference FM signal, a discrete processing unit and a convolution unit, the first input of which receives a filtered reference signal, and the second input is a signal from a copy-forming unit integrated with the reference chirp signal, and the copy weighting unit, the output from the convolution unit’s output is fed to the compressed signal correction unit, the second input of which receives a signal from the signal conditioning unit, UBL th despread signal, outputted from the block correction signal despread signal is fed to calculating unit corrected copy through FFT unit, wherein the second input unit for calculating the corrected copy arrives last FFT filtered reference signal of said discrete processing unit.
Работа заявленного устройства сжатия ЧМ сигнала заключается в вычислении копии ЧМ сигнала, скорректированной по сравнению с типовой копией.The job of the claimed FM signal compression device is to calculate a copy of the FM signal, corrected in comparison with a typical copy.
Для расчета скорректированной копии первоначально вычисляется сжатый сигнал. Он может быть вычислен в соответствии с алгоритмом, представленным на фиг. 1, или с помощью свертки во временной области по формуле (4).A compressed signal is initially calculated to calculate the corrected copy. It can be calculated in accordance with the algorithm shown in FIG. 1, or using convolution in the time domain by the formula (4).
где se(n) - рассчитанный эталонный ЧМ сигнал.where se (n) is the calculated reference FM signal.
В качестве эталонного сигнала используется первоначально рассчитанный ЧМ сигнал с учетом дискретизации, квантования в АЦП и фильтрации. Копия является комплексно сопряженной с эталонным сигналом, а для ЛЧМ сигналов с использованием весовой обработки. Традиционную весовую обработку целесообразно осуществлять путем модуляции огибающей копии ЛЧМ сигнала, т.к. в этом случае френелевские пульсации спектра копии будут меньше, чем при взвешивании спектра копии.As a reference signal, the originally calculated FM signal is used, taking into account the sampling, quantization in the ADC and filtering. The copy is complex conjugate with the reference signal, and for chirp signals using weighting processing. Traditional weight processing is advisable to carry out by modulating the envelope of the copy of the chirp signal, because in this case, the Fresnel ripple spectrum of the copy will be less than when weighting the spectrum of the copy.
Затем сжатый сигнал во временной области умножается на корректирующую функцию, снижающую УБЛ до требуемых значений. В качестве корректирующей функции cor(k) может быть использована любая функция, снижающая боковые лепестки в требуемом интервале времени: вблизи пика, в области возможных «парных эхо» сжатого сигнала или, например, равномерная вне пика сжатого сигнала (формула (5)):Then the compressed signal in the time domain is multiplied by the correction function, reducing the LLL to the desired values. As a correction function cor (k), any function can be used to reduce side lobes in the required time interval: near the peak, in the region of possible “pair echoes” of the compressed signal or, for example, uniform outside the peak of the compressed signal (formula (5)):
где koef - коэффициент, учитывающий во сколько раз необходимо снизить УБЛ сжатогоwhere koef - coefficient taking into account how many times it is necessary to reduce the compressed UBL
сигнала, M1 - начальный индекс пика сжатого сигнала, М2 - конечный индекс пика сжатого сигнала, М - количество отсчетов копии.signal, M1 - the initial index of the peak of the compressed signal, M2 - the final index of the peak of the compressed signal, M - the number of copies of the copy.
Сжатый сигнал корректируется в соответствии с формулой (6), затем по формуле (7) вычисляется его спектр, а по формуле (2) спектр Sse(n) рассчитанного эталонного сигнала с учетом преобразований в тракте ЧМ сигнала.The compressed signal is corrected in accordance with formula (6), then its spectrum is calculated using formula (7), and the spectrum Sse (n) of the calculated reference signal is calculated using formula (2), taking into account the transformations in the FM signal path.
Спектр скорректированной копии Skcor(n) вычисляется по формуле (8) как отношение спектра скорректированного сжатого сигнала Sgcor(n) к спектру рассчитанного эталонного сигнала Sse(n):The spectrum of the corrected copy Skcor (n) is calculated by the formula (8) as the ratio of the spectrum of the corrected compressed signal Sgcor (n) to the spectrum of the calculated reference signal Sse (n):
Рассчитанная скорректированная копия используется в формуле (1) при обработке (сжатии) реальных входных сигналов с внутриимпульсной модуляцией.The calculated corrected copy is used in formula (1) in the processing (compression) of real input signals with intrapulse modulation.
Краткое описание чертежейBrief Description of the Drawings
На фиг. 1 представлена схема алгоритма цифрового устройства фильтрации ЧМ сигналов со сверткой в частотной области.FIG. 1 shows a flow chart of a digital device for filtering FM signals with convolution in the frequency domain.
На фиг. 2 - схема алгоритма заявленного цифрового устройства фильтрации ЧМ сигналов с вычислением скорректированной копии.FIG. 2 is a flow chart of the claimed digital device for filtering FM signals with the calculation of the corrected copy.
На фиг. 3 - Блок-схема цифрового устройства фильтрации ЧМ сигналов, в которой: 1 - блок БПФ копии; 2 - блок весовой обработки копии; 3 - блок формирования копии, комплексно сопряженной с эталонным ЛЧМ сигналом; 4 - блок БПФ входного сигнала; 5 - блок цифровой обработки входного сигнала в приемном тракте; 6 - блок АЦП; 7 - блок перемножения спектров копии и входного сигнала; 8 - блок ОБПФ спектра сжатого сигнала; 9 - блок вычисления модуля сжатого сигнала.FIG. 3 is a block diagram of a digital device for filtering FM signals, in which: 1 is a copy FFT unit; 2 - copy weight processing unit; 3 - a unit for generating a copy, complexly associated with a reference chirp signal; 4 - block FFT input signal; 5 is a block of digital processing of the input signal in the receiving path; 6 - ADC block; 7 is a block multiplying the spectra of the copy and the input signal; 8 - OBPF block of the compressed signal spectrum; 9 is a block calculation module of the compressed signal.
На фиг. 4 - Блок-схема предлагаемого цифрового устройства фильтрации ЧМ сигналов, в котором: 101 - блок формирования сигнала, корректирующего УБЛ сжатого сигнала; 102 - блок весовой обработки копии ЛЧМ сигнала; 103 - блок формирования типовой копии, комплексно сопряженной с эталонным сигналом; 104 - блок цифровой обработки, имитирующий преобразования входного сигнала в приемном тракте; 105 - блок формирования эталонного ЧМ сигнала; 106 - блок цифровой обработки входного сигнала в приемном тракте; 107 - блок АЦП; 108 - блок свертки копии и эталонного сигнала; 109 - блок коррекции сжатого сигнала; 110 - блок БПФ сжатого сигнала; 111-блок вычисления спектра скорректированной копии; 112 - блок БПФ эталонного сигнала; 113 - блок БПФ входного сигнала; 114 - блок перемножения спектров скорректированной копии и входного сигнала; 115 - блок ОБПФ спектра скорректированного сжатого сигнала; 116 - блок вычисления модуля сжатого сигнала.FIG. 4 is a block diagram of the proposed digital device for filtering FM signals, in which: 101 is a signal conditioning unit that corrects the compressed signal UBL; 102 — weight processing unit for the copy of the chirp signal; 103 - unit for forming a typical copy, complexly conjugated with a reference signal; 104 is a digital processing unit that simulates the conversion of the input signal in the receiving path; 105 —the unit for generating a reference FM signal; 106 - block digital input processing in the receiving path; 107 - ADC block; 108 - block convolution of a copy and a reference signal; 109 - block correction of the compressed signal; 110 - FFT block of the compressed signal; 111-unit calculating the spectrum of the corrected copy; 112 - block FFT reference signal; 113 - input FFT block; 114 —an multiplication unit of the spectra of the corrected copy and the input signal; 115 — OBPF block of the corrected compressed signal spectrum; 116 - unit calculation module of the compressed signal.
Блок-схема, приведенная на фиг. 3, используется для обработки ЧМ сигналов и, в частности, ЛЧМ сигналов. В блоке 3 вычисляется копия ЧМ сигнала. При использовании ЛЧМ сигнала огибающая копии взвешивается в соответствии с традиционной весовой функцией, например, функцией Хемминга (блок 2), а затем вычисляется спектр взвешенной копии (блок 1). В блоке 6 входной эхо-сигнал дискретизируется и квантуется в АЦП, в блоке 5 преобразуется и фильтруется, а в блоке 4 вычисляется спектр входного сигнала с помощью БПФ. Перемножение спектров копии с выхода блока 1 и входного сигнала с выхода блока 4 осуществляется в блоке 7. В блоке 8 спектр сигнала с выхода блока 7 с помощью процедуры ОБПФ преобразуется во временную область. В блоке 9 оценивается модуль сжатого сигнал для дальнейшей сигнальной обработки.The block diagram shown in FIG. 3, is used to process FM signals and, in particular, chirp signals. In
Блок-схема, приведенная на фиг. 4, используется для обработки ЧМ сигналов и, в частности, ЛЧМ сигналов. Для этого в блоке 105 формируется эталонный дискретный ЧМ сигнал, который в блоке 104 преобразуется и фильтруется в соответствии с преобразованием и фильтрацией эхо-сигналов в приемном тракте. В блоке 103 вычисляется типовая копия ЧМ сигнала. При использовании ЛЧМ сигнала его огибающая копии в блоке 102 взвешивается в соответствии с традиционной весовой функцией, например, функцией Хемминга. В блоке 108 вычисляется свертка взвешенной типовой копии и эталонного ЛЧМ сигнала, т.е. формируется сжатый сигнал, который в блоке 109 умножается на корректирующий сигнал, поступающий из блока 101 и снижающий УБЛ сжатого сигнала в заданном интервале времени до требуемого уровня. Далее в блоках 110 и 112 вычисляются спектры сигналов соответственно с выхода блоков 104 и 109. В блоке 111 рассчитывается спектр новой скорректированной копии равный частному от деления спектра сжатого сигнала с выхода блока 110 на спектр эталонного сигнала с выхода блока 112. В блоке 114 спектр скорректированной копии с блока 111 умножается на спектр входного сигнала, преобразованного в блоках 107 (блок АЦП) и 106 (блок преобразования и фильтрации). В блоке 115 спектр сигнала с выхода блока 114 с помощью процедуры ОБПФ преобразуется во временную область. В блоке 116 оценивается модуль сжатого сигнал для дальнейшей сигнальной обработки.The block diagram shown in FIG. 4, is used to process FM signals and, in particular, chirp signals. To do this, in
Таким образом, использование скорректированной копии, учитывающей особенности спектра ЧМ сигнала (френелевские пульсации), а также возникшие в приемном тракте искажения, позволяет, не изменяя длительность пика, снизить УБЛ сжатого сигнала. Для ЛЧМ сигналов с небольшими коэффициентами сжатия Ксж=(26÷50) при минимальной частоте дискретизации (fДИСКР), в 1,2 раза превышающей девиацию частоты (W), УБЛ может составлять минус (42÷49) дБ. Дополнительные потери на обработку будут не более 0,9 дБ. При коэффициентах сжатия Ксж>50 средний УБЛ будет еще меньше. Увеличив частоту дискретизации сигналов в два раза (fДИСКР=2W), в небольшом диапазоне доплеровских частот можно снизить УБЛ до минус (60-80) дБ.Thus, the use of a corrected copy, which takes into account the characteristics of the spectrum of the FM signal (Fresnel pulsations), as well as distortions in the receiving path, makes it possible, without changing the peak duration, to reduce the compressed signal UBL. For chirp signals with small compression ratios, Ксж = (26 ÷ 50) with a minimum sampling frequency (f DISCR ) 1.2 times the frequency deviation (W), UBL can be minus (42 ÷ 49) dB. Additional processing losses will be no more than 0.9 dB. With compression ratios of KSH> 50, the average UBL will be even smaller. By doubling the sampling frequency of the signals (f DISCR = 2W), in a small Doppler frequency range, you can reduce the EEL to minus (60-80) dB.
Claims (8)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2017142004A RU2685972C1 (en) | 2017-12-01 | 2017-12-01 | Method and device for filtering frequency-modulated signals |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2017142004A RU2685972C1 (en) | 2017-12-01 | 2017-12-01 | Method and device for filtering frequency-modulated signals |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2685972C1 true RU2685972C1 (en) | 2019-04-23 |
Family
ID=66314851
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU2017142004A RU2685972C1 (en) | 2017-12-01 | 2017-12-01 | Method and device for filtering frequency-modulated signals |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU2685972C1 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2726188C1 (en) * | 2019-08-21 | 2020-07-09 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of determining parameters of frequency-coded signals in an autocorrelation receiver |
Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2212683C2 (en) * | 2001-09-20 | 2003-09-20 | Федеральное государственное унитарное предприятие "Челябинский радиозавод "Полет" | Method of radar signal processing |
US20090006016A1 (en) * | 2007-06-26 | 2009-01-01 | Canh Ly | System and method for detecting a weak signal in a noisy environment |
RU2447455C1 (en) * | 2010-10-20 | 2012-04-10 | Федеральное государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г.Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Reduction method for side-lobe level of lfm signal |
US20120112952A1 (en) * | 2009-03-04 | 2012-05-10 | Honeywell International Inc. | Systems and methods for suppressing ambiguous peaks from stepped frequency techniques |
RU2503028C2 (en) * | 2011-09-13 | 2013-12-27 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Device for transmitting and receiving information using nonlinear frequency-modulated signals |
SU1840993A1 (en) * | 1983-03-29 | 2014-12-10 | Государственное Предприятие "Научно-Исследовательский Институт "Квант" | Device for discrimination between chirp signals, phase-shift keyed signal and normal signal |
RU2549163C1 (en) * | 2013-10-22 | 2015-04-20 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of suppressing side lobes of noise-like signal auto correlation functions |
RU2611102C1 (en) * | 2015-12-14 | 2017-02-21 | Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский государственный электротехнический университет "ЛЭТИ" им. В.И. Ульянова (Ленина)" | Method for spectral analysis of polyharmonic signals |
-
2017
- 2017-12-01 RU RU2017142004A patent/RU2685972C1/en active
Patent Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
SU1840993A1 (en) * | 1983-03-29 | 2014-12-10 | Государственное Предприятие "Научно-Исследовательский Институт "Квант" | Device for discrimination between chirp signals, phase-shift keyed signal and normal signal |
RU2212683C2 (en) * | 2001-09-20 | 2003-09-20 | Федеральное государственное унитарное предприятие "Челябинский радиозавод "Полет" | Method of radar signal processing |
US20090006016A1 (en) * | 2007-06-26 | 2009-01-01 | Canh Ly | System and method for detecting a weak signal in a noisy environment |
US20120112952A1 (en) * | 2009-03-04 | 2012-05-10 | Honeywell International Inc. | Systems and methods for suppressing ambiguous peaks from stepped frequency techniques |
RU2447455C1 (en) * | 2010-10-20 | 2012-04-10 | Федеральное государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г.Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Reduction method for side-lobe level of lfm signal |
RU2503028C2 (en) * | 2011-09-13 | 2013-12-27 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Device for transmitting and receiving information using nonlinear frequency-modulated signals |
RU2549163C1 (en) * | 2013-10-22 | 2015-04-20 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of suppressing side lobes of noise-like signal auto correlation functions |
RU2611102C1 (en) * | 2015-12-14 | 2017-02-21 | Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский государственный электротехнический университет "ЛЭТИ" им. В.И. Ульянова (Ленина)" | Method for spectral analysis of polyharmonic signals |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2726188C1 (en) * | 2019-08-21 | 2020-07-09 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of determining parameters of frequency-coded signals in an autocorrelation receiver |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
EP3144701A1 (en) | Method and device for generating non-linear frequency modulation signal | |
US8937993B2 (en) | Crest factor reduction for brand-limited multi-carrier signals | |
CN109765528B (en) | Real-time generation method and device of nonlinear frequency modulation signal | |
US20050197831A1 (en) | Device and method for generating a complex spectral representation of a discrete-time signal | |
US7880672B1 (en) | Generating nonlinear FM chirp radar signals by multiple integrations | |
JP5369350B2 (en) | Transmission waveform generation method in pulse compression, transmission waveform generation program, and pulse compression apparatus manufactured by transmission waveform generation method | |
JPS6273378A (en) | Device for calculating moving wndow recurrence discrete fourier conversion | |
TW201427347A (en) | Apparatus for low complexity sub-nyquist sampling of sparse wideband signals | |
JP2005085167A (en) | Correlation processing device and method, and pulse compression processing device and method | |
RU2685972C1 (en) | Method and device for filtering frequency-modulated signals | |
CN112526458A (en) | Broadband NLFM (non-line-of-sight) emission beam forming method based on parameter fraction time delay extraction | |
CN109525215B (en) | Empirical wavelet transform method for determining subband boundary by using kurtosis spectrum | |
US9983295B2 (en) | Direct sampling of received signals in radar | |
RU2447455C1 (en) | Reduction method for side-lobe level of lfm signal | |
US10393865B2 (en) | Phase retrieval algorithm for generation of constant time envelope with prescribed fourier transform magnitude signal | |
RU2439601C1 (en) | Apparatus for detecting composite broad-band frequency-modulated signals with filtration in scale-time domain based on discrete wavelet transform | |
Vizitiu | Sidelobes reduction using synthesis of some NLFM laws | |
Ding et al. | Generalized linear canonical transform with higher order phase | |
CN105790769B (en) | Random demodulation method based on discrete ellipsoid sequence | |
Prager et al. | Arbitrary nonlinear FM waveform construction and ultra-wideband synthesis | |
CN106842146B (en) | Engineering implementation method for phase coding signal sidelobe suppression | |
CN110673100A (en) | Pulse compression method based on real-time spectrum estimation | |
CN105099461A (en) | Multi-band signal quadrature compressive sampling method and system | |
JP2001312289A (en) | Filter circuit for band division, and signal analyzing device and signal processing device using the same | |
RU2347318C2 (en) | Method for transmission and reception of signals |