RU2684643C1 - Adaptive device for detection and analog-discrete conversion of signals - Google Patents

Abstract

FIELD: measuring equipment.

SUBSTANCE: invention relates to radio engineering and instrumentation and is intended for detection of pulsed signals with background noise interference and analog-discrete conversion (preprocessing) of said signals, in particular for measuring current values of parameters of selected pulses from an additive mixture of signals and interference with a priori uncertainty of its characteristics. Technical result is achieved due to that the device comprises a matching unit, a band-pass controlled filter, three differentiating units, a peak detector, a controlled limiter, a collective circuit in form of an OR element, a delay line, two switches, a controlled integrator, a comparator, two RS flip-flops, a controlled generator of reference pulses, a controller, random-access memory and a digital-to-analogue converter interconnected in a certain manner.

EFFECT: broader functional capabilities.

1 cl, 3 dwg

Description

The invention relates to the field of radio engineering and instrumentation and is designed to detect pulsed signals against noise and analog-to-digital conversion (preprocessing) of these signals, in particular for measuring the current values of the parameters of the selected pulses from the additive mixture of signals and interference with a priori uncertainty characteristics.

Known technical solution "Radar signal detection system", patent RU2262122 G01S13 / 04 (published 10.10. 2005, Bulletin No. 28), intended for use in radar systems for monitoring and controlling air traffic and containing:

- N parallel-connected channels of radar signal processing in range;

- N gating cascades and filter zone filters;

- processing units of the radar signal for speed;

- threshold device;

- a set of reference signal generators with linear frequency modulation.

The disadvantage of this solution is a rigid functional and structural specialization, which leads to a limitation of functionality.

One more technical solution is known: “Device for detecting and transforming video signals”, AC No. 856024 H04B 3/46, G01R 29/00 (published on August 15, 1982, Bulletin No. 30), designed to coordinate the receiving path with the analyzing equipment (for example, with information-measuring system) in the part of detection and selection of video signals in the background of interference. This device contains a matching unit, a key, an integrator, a DC amplifier, a limiter, two delay elements, a peak detector, a shaper of a reference signal, a comparator, two adders (first and second), a potentiometric sensor.

The disadvantage of this device is the limited functionality in terms of controlling the analog-discrete conversion of pulse signals in order to reduce the likelihood of passing weak signals and improve the accuracy of measuring their temporal parameters.

The last of the above technical solutions is the closest to the described technical solution in terms of the functions and use of the connections of individual typical elements.

The technical problem of the invention is to expand the functionality of an adaptive device designed to detect and analog-to-discrete conversion of signals. The solution of the technical problem is that the adaptive device for detection and analog-discrete signal conversion (hereinafter, the adaptive device) contains a matching unit, a band-controlled filter, a controlled limiter (threshold device), first, second and third differentiating units, a collective scheme (“OR "), Peak detector, controlled integrator (storage sampling device), delay line, first and second switches (gates), first and second RS triggers, comparator, controlled pulse reference generator a random access memory (RAM), a digital controller and a D / A converter, the input of the matching unit is connected to the input of the delay line and the signal input of a bandpass filter, the output of the bandpass filter is connected to the input of the first differentiating unit, and with signal input of a controlled integrator; the output of the first differentiating unit is connected to the signal input of the peak detector, the output of which is connected to the control input of the limiter, the output of which is connected to the signal input of the second differentiating unit, the first input of which is connected to the first input of the collecting circuit ("OR") and to the S input of the first RS -trigger, the second output of the second differentiating unit is connected to the second input of the collecting circuit, the output of which is connected to the control input of the peak detector; the output of the delay line is connected to the signal input of the first key, the control input of which is connected to the output of the first RS flip-flop, and the output of the first key is connected to the signal input of the comparator, the control input of which is connected to the output of the controlled integrator, and the output of the comparator is connected to the signal input of the third differentiating unit , the first output of which is connected to the S-output of the second RS-flip-flop and to the clock input of the reference pulse generator, the second input of the third differentiating unit is connected to the R-outputs first and second RS-trigger and to a control input of the integrator; the output of the second RS flip-flop is connected to the control input of the second key and to the first signal input of the controller; the output of the reference pulse generator is connected to the signal input of the second key, the output of which is connected to the second signal input of the controller, the first information input of which (port) is connected to the first output of RAM, the second output of which is connected to the second information input (port) of the controller, the first digital output ( port) of which is connected to the first information input of the RAM, the second information input of which is connected to the second information output (port) of the controller, the third information output of which (port) is parallel but bitwise connected to the input of digital-to-analog converter (DAC), the analog output of which is connected to the control input of the bandpass filter; the fourth information output (port) of the controller is connected to the information I / O bus of the adaptive device.

FIG. 1 is a block diagram of an adaptive device for detecting and analog-to-discrete signal conversion; FIG. 2 is a graph of the amplitude-frequency characteristic of the adjustable band-pass filter; FIG. 3 shows diagrams explaining the principle of operation of the adaptive device.

The structure of the claimed adaptive device includes (Fig. 1) matching unit 1, band-passable filter 2, first, second and third differentiating blocks 3, 6 and 13, respectively, peak detector 4, controlled limiter 5, collecting circuit 7, first and second RS -triggers, respectively, 8 and 14, delay line 9, first and second keys, respectively, 10 and 15, controlled integrator 11, comparator 12, controlled reference pulse generator (UGEI) 16, controller 17, RAM 18 and digital-to-analog converter 19.

Adaptive device works as follows.

(фиг. 3 эпюр а), Input impact

(Fig. 3 plot a),

-шумовая помеха поступающая на согласующий блок 1 и далее на вход управляемого полосового фильтра 2, а также через линию задержки 9 (фиг. 3 эпюр д) на вход первого ключа 10. В исходном состоянии полосовой фильтр 2 согласован с входным потоком λ таким образом, что его полоса пропускания

выбрана из условия (фиг. 2)where t is the time, λ is the density of the input stream, S is the signal,

noise interference coming to the matching unit 1 and further to the input of the controlled bandpass filter 2, as well as through the delay line 9 (Fig. 3 diagrams e) to the input of the first key 10. In the initial state, the bandpass filter 2 is matched with the input stream λ in such a way what is its bandwidth

selected from the condition (Fig. 2)

(1)

(one)

- начальная ширина полосы пропускания фильтра 2, определяемая как разность частот среза

на характеристике

;Where

- the initial bandwidth of the filter 2, defined as the difference in cutoff frequencies

on characteristic

;

- минимальная длительность импульса из потока сигналов

в соответствии с априори заданным диапазоном длительности импульсных сигналов, содержащихся во входном воздействии

;

- minimum pulse duration from signal flow

in accordance with a priori given range of the duration of the pulse signals contained in the input action

;

- максимальная частота в спектре принимаемых сигналов. (фиг. 2)

- The maximum frequency in the spectrum of received signals. (Fig. 2)

для адаптивного устройства, намного шире исходной полосы

. Известно (например, Брюханов Ю.А., Лукашевич Ю.А. Влияние аналого-цифрового преобразования сигналов на нелинейные явления в радиоприемных устройствах // Радиотехника – 2017. - №.2 – С. 31-35), что ширина спектра шумовой помехиIt is assumed that the bandwidth of the external receiver, which forms the input effect

for an adaptive device, much wider than the original band

. It is known (for example, Bryukhanov Yu.A., Lukashevich Yu.A. The influence of analog-digital conversion of signals on non-linear phenomena in radio receivers // Radio Engineering - 2017. - №.2 - P. 31-35), that the width of the noise spectrum

(2)

(2)

- дисперсия (мощность) шума;Where

- dispersion (power) of noise;

- спектральная плотность шума (

).

- spectral noise density (

).

при априорной неопределенности диапазона измененияDynamic adaptation of the adaptive device across the band

with a priori uncertainty of the range of change

(3)

(3)

и

в r-той реализации может быть использована для прогнозирования полосы пропускания фильтра 2 с учетом этих величин для r+1- й реализации входного воздействия в предположении, что оно - стационарный случайный процесс, по крайней мере для интервала

, если длительность реализации выбирается из условия possible given the fact that the information obtained about

and

in the r-th implementation, it can be used to predict the bandwidth of filter 2 with these values taken into account for r + 1-th implementation of the input action under the assumption that it is a stationary random process, at least for the interval

if the duration of the implementation is chosen from the condition

(4)

(four)

- максимальное значение (априорное) интервала (периода) следования импульсов входного воздействия.Where

- the maximum value (a priori) of the interval (period) of the sequence of pulses of the input action.

как информационного колебания, используемого для формирования порога обнаружения сигналов (например, А.А. Бурмака, Ю.В. Цыплаков, Т.Н. Говорухина Обнаружение видеосигналов на фоне аддитивной шумовой помехи при априорной неопределенности характеристик входного воздействия. Радиотехника. 2017. №2. С. 47-52). Это колебание

c выхода первого дифференцирующего блока 3 поступает на сигнальный вход пикового детектора 4, формирующего квазипостоянное (на время r-й реализации входного воздействия) пороговое напряжение

(фиг. 3, эпюры а) и б)), которое поступает на управляющий вход ограничителя 5, реализующего в соответствии с критерием Неймана-Пирсона (вероятность пропуска сигнала -

, вероятность ложной тревоги

) операцию обнаружения импульсных сигналов на фоне помех.From the output of the band-pass filter 2, the input-limited impact (a mixture of signals and noise) is fed to the input of the first differentiating unit 3, to the signal input of the limiter 5 and to the controlled integrator 11, its signal input. The first differentiating unit 3 performs the operation of differentiating the input action in order to highlight the high-frequency noise component

as an information oscillation used to form a threshold for detecting signals (for example, AA Burmaka, Yu.V. Tsyplakov, TN Govorukhina. Detection of video signals against additive noise interference in case of a priori uncertainty of the characteristics of input effects. Radio engineering. 2017. No. 2 . S. 47-52). This is a swing

c the output of the first differentiating unit 3 is fed to the signal input of the peak detector 4, which forms a quasi-permanent (for the time of the r-th realization of the input action) threshold voltage

(Fig. 3, diagrams a) and b)), which is fed to the control input of the limiter 5, which implements in accordance with the criterion of Neumann-Pearson (the probability of missing a signal -

probability of false alarm

a) the operation of detecting pulse signals in the background noise.

(фиг. 3, эпюр в), с выхода ограничителя 5 поступают на сигнальный вход второго дифференцирующего блока 6. При этом на первом выходе блока 6 формируется импульс короткой длительности

(фиг. 3, эпюр г)), соответствующий по времени фронту (переднему) выходного импульса ограничителя. Этот импульс поступает на первый вход собирательной схемы 7 (фиг. 1) и на S-вход первого RS-триггера 8. На второй вход собирательной схемы 7 с выхода второго дифференцирующего блока 6 поступает импульс также короткой длительности

(фиг. 3, эпюр г)), соответствующий спаду (заднему фронту) обнаруженного импульса. С выхода собирательной схемы 7 эти импульсы поступают на управляющий вход пикового детектора 4 для бланкирования его по входу в моменты времени, соответствующие импульсам

и

, присутствующим также на выходе первого дифференцирующего блока 3. Это выполняется для того, чтоб энергия этих импульсов не влияла на формирование импульсным детектором 4 порогового напряжения

. Первый RS-триггер 8 при поступлении на его S-вход импульса

устанавливается в состояние «единица» (фиг. 3, эпюр е)), при котором по управляющему входу открывается первый ключ 10 и импульсный сигнал, задержанный линией 9 (фиг. 3, эпюр д)) через открытый ключ 10 поступает на сигнальный вход (фиг. 3, эпюр ж)), компаратора 12 (фиг. 1). Управляемый интегратор 11 (фиг. 1) выполняет функцию устройства выборки хранения. При этом на его выходе формируется напряжение, уровень которого, в среднем, соответствует уровню выделенных импульсов в измерительном канале ИИС. Это напряжение с выхода интегратора 11 поступает на управляющий вход компаратора 12 (фиг. 3, эпюр з)), который на своем выходе формирует импульс, нормированный по амплитуде, длительность которого соответствует измерительному уровню, установленному в соответствии с выходным напряжением управляемого интегратора 11 (например, на уровне 0,5

эпюры ж) и з)). Этот импульс (фиг. 3, эпюр и)) с выхода компаратора 12 (фиг. 1) поступает на вход третьего дифференцирующего блока 13, с первого выхода которого импульс

, соответствующий фронту выходного i-го импульса компаратора 12 (фиг. 3, эпюр к)), поступает на синхронизирующий вход интегратора эталонных импульсов 16 (фиг. 1) и на S-вход второго RS-триггера 14. Импульс

, соответствующий спаду выходного импульса компаратора 12 (фиг.3, эпюр к)) со второго выхода дифференцирующего блока 13 поступает: на управляющий вход интегратора 11, R–вход первого 8 и второго 14 RS-триггеров, устанавливая все эти устройства в исходное состояние, то есть устанавливаются в уровень «ноль». Импульс

(фиг. 3, эпюр к)), поступающий на вход генератора эталонных импульсов 16, синхронизирует его работу таким образом, что первый импульс длительностью

формируется на входе через эталонный интервал

, причем

. Этим действием синхронизируется начало отсчета эталонных интервалов, чтобы уменьшить среднеквадратичное отклонение погрешности при цифровом представлении временных интервалов как параметров преобразуемых сигналов:

- длительность импульса на заданном уровне,

- период следования импульсов,

- межимпульсный интервал,

- период следования пачек (серий) импульсов. В этом случае среднеквадратическая погрешность равна (Ефимов В.М. Квантование по времени при измерении и контроле. М., Энергия. – 1969. – 88 с.)Amplitude-normalized pulse signals exceeding the threshold level

(Fig. 3, plot c), from the output of the limiter 5 is fed to the signal input of the second differentiating unit 6. At the same time, a pulse of short duration is formed at the first output of block 6

(Fig. 3, plot d)), corresponding in time to the front (front) of the output pulse of the limiter. This impulse goes to the first input of the collecting circuit 7 (Fig. 1) and to the S input of the first RS flip-flop 8. To the second input of the collecting circuit 7 the output of the second differentiating unit 6 also receives a pulse of short duration

(Fig. 3, plot d)), corresponding to the decay (falling front) of the detected pulse. From the output of the collecting circuit 7, these pulses arrive at the control input of the peak detector 4 for blanking it at the input at times corresponding to the pulses

and

present also at the output of the first differentiating unit 3. This is done so that the energy of these pulses does not affect the formation of the threshold voltage by the pulse detector 4

. The first RS-trigger 8 when it arrives at its S-input pulse

set to the state "unit" (Fig. 3, plot e)), in which the first key 10 and a pulse signal delayed by line 9 (fig. 3, plot e) are opened via the control input through the public key 10 to the signal input ( Fig. 3, plot g)), comparator 12 (Fig. 1). Managed integrator 11 (FIG. 1) performs the function of a storage sampling device. In this case, a voltage is formed at its output, the level of which, on average, corresponds to the level of the selected pulses in the measuring channel of IIS. This voltage from the output of the integrator 11 is fed to the control input of the comparator 12 (Fig. 3, Fig. 3)), which at its output generates a pulse, normalized in amplitude, the duration of which corresponds to the measuring level set in accordance with the output voltage of the controlled integrator 11 (for example at level 0.5

diagrams g) and h)). This pulse (Fig. 3, plot and)) from the output of the comparator 12 (Fig. 1) is fed to the input of the third differentiating unit 13, from the first output of which the pulse

corresponding to the front of the output i-th pulse of the comparator 12 (Fig. 3, diagrams k)), is fed to the clock input of the integrator of the reference pulses 16 (Fig. 1) and to the S input of the second RS flip-flop 14. Pulse

corresponding to the decay of the output pulse of the comparator 12 (Fig. 3, diagram c)) from the second output of the differentiating unit 13 enters: the control input of the integrator 11, the R is the input of the first 8 and the second 14 RS-flip-flops, setting all these devices to the initial state, that is, set to "zero". Pulse

(Fig. 3, plot c)), arriving at the input of the reference pulse generator 16, synchronizes its operation in such a way that the first pulse of duration

formed at the entrance through the reference interval

, and

. This action synchronizes the reference point of the reference intervals in order to reduce the standard deviation of the error in the digital representation of the time intervals as parameters of the converted signals:

- pulse duration at a given level,

- the period of the pulse,

- interpulse interval,

- the period of the following packs (series) of pulses. In this case, the mean square error is equal (Efimov VM. Quantization over time in measurement and control. M., Energy. - 1969. - 88 p.)

(5)

(five)

otherwise (in the absence of synchronization), this error is

(6)

(6)

, количество которых пропорционально длительности выходных импульсов триггера 14, поступают на второй сигнальный вход контроллера 17. Таким образом, в контроллере 17 формируется цифровое значение длительности входных импульсов в измерительной части адаптивного устройства. Триггер 14 предназначен для устранения «дребезга» фронтов выходных импульсов компаратора 12 и третьего дифференцирующего блока 13. Выходные импульсы триггера 14 поступают также на первый сигнальный вход контроллера 17, используемый для цифрового представления величин

и

, например, с формированием временного интервала – аналога

(фиг. 3, эпюр л)).those. RMS error without synchronization increases 1.41 times. The reference pulses from the output of the generator 16 are fed to the signal input of the second key 15 (Fig. 1), to the control input of which the pulses come from the output of the second RS flip-flop 14. At the same time, from the output of the second key 15, the packet of reference pulses

, the number of which is proportional to the duration of the output pulses of the trigger 14, is fed to the second signal input of the controller 17. Thus, in the controller 17 a digital value of the duration of the input pulses is formed in the measuring part of the adaptive device. The trigger 14 is designed to eliminate the "chatter" of the fronts of the output pulses of the comparator 12 and the third differentiating unit 13. The output pulses of the trigger 14 also go to the first signal input of the controller 17, used to digitally represent the values

and

For example, with the formation of a time interval - analogue

(Fig. 3, diagrams l)).

в контроллере 17 формируются цифровые значения

и

, которые, соответственно, по первому и второму цифровому выходу (портам) контроллера 17 поступают на первый и второй информационные входы оперативного запоминающего устройства 18.In addition to the formation of numerical values of the time parameters of the detected signals in real time, the controller 17 controls the bandwidth of the filter 2 as follows. In the process of converting implementation signals

digital values are formed in controller 17

and

which, respectively, on the first and second digital output (ports) of the controller 17 are fed to the first and second information inputs of the random access memory 18.

и

соответственно с первого и второго выходов ОЗУ поступает в контроллер, где реализуются алгоритмы поиска величин

и

, которые поочередно параллельно поступают с третьего информационного выхода (порта) контроллера 17 на вход цифро-аналогового преобразователя 19. ЦАП 19, таким образом, на своем выходе формирует аналоговое напряжение, управляющее перестройкой полосы пропускания фильтра 2 (фиг. 1), амплитудно-частотная характеристика

, которого показана на фиг. 2, где на уровне

от максимума определяются частоты среза

и

, определяющие границы полосы пропускания. Эти частоты устанавливаются для r+1-й реализации по аналоговым значениям

и

, определенные при анализе контроллером 17 выборок параметров

и

в пределах r-ой реализации и в предположении, что характеристики шумовых помех в r+1-й реализации соответствуют стационарному случайному процессу. Сама процедура управления полосовым фильтром (например, Лэм Г. Аналоговые и цифровые фильтры, расчет и реализация. М,:Мир. – 1982. – 592 с., с.34-45) может быть реализована с использованием замены катушек индуктивности управляемыми узлами, построенными на основе операционных усилителей (ОУ) и линейных элементов (резисторов и конденсаторов) в цепях обратных связей с тем, чтобы их переходная характеристика соответствовала индуктивности, которой можно управлять в этом случае с помощью изменения напряжения, формируемого цифро-аналоговым преобразователем 19. Если в r+1-й реализации сигнально-параметрическая ситуация не меняется, то подстройки частот среза не происходит. Если поток

во входном воздействии не предполагает коррекции параметров сигналов, то до изменения ситуации настройка фильтра 2 (фиг. 1) осуществляется с учетом априорных данных о

и

. Таким образом, построение адаптивного устройства обнаружения и аналого-дискретного преобразования сигналов, содержащего две цепи обратной связи, решают задачу адаптации устройства к априори неизвестным характеристикам входного воздействия

с целью повышения достоверности обнаружения импульсных сигналов на фоне аддитивных шумовых помех и повышения точности измерения временных параметров этих сигналов. Поскольку все компоненты адаптивного устройства могут быть построены с использованием общедоступной элементной базы, выпускаемой серийно, то серийное изготовление, эксплуатация и модернизация адаптивного устройства не вызывают технологических затруднений.At the expiration of the time for the r-th implementation, the information accumulated in RAM 18 is for

and

respectively, from the first and second outputs of the RAM enters the controller, where the algorithms for finding the values

and

which in turn are received in parallel from the third information output (port) of the controller 17 to the input of the digital-to-analog converter 19. The DAC 19 thus generates an analog voltage at its output that controls the re-adjustment of the passband of the filter 2 (Fig. 1), amplitude-frequency characteristic

which is shown in FIG. 2 where at level

cutoff frequencies are determined from the maximum

and

defining bandwidth limits. These frequencies are set for r + 1 implementation by analog values.

and

as determined by the controller analysis 17 parameter samples

and

within the r-th implementation and assuming that the characteristics of noise interference in the r + 1-th implementation correspond to a stationary random process. The procedure itself for controlling a bandpass filter (for example, Lam G. Analog and digital filters, calculation and implementation. M,: Mir. 1982. - 592 pp., Pp.34-45) can be implemented using the replacement of inductance coils with controlled nodes, built on the basis of operational amplifiers (op-amps) and linear elements (resistors and capacitors) in the feedback circuits so that their transient response corresponds to inductance, which can be controlled in this case by changing the voltage generated by the digital-to-analogue conversion Telem 19. If in the r + 1-th implementation the signal-parametric situation does not change, then no adjustment of the cut-off frequencies occurs. If flow

in the input action does not imply correction of the parameters of the signals, then before the situation changes, the setting of the filter 2 (Fig. 1) is carried out taking into account

and

. Thus, the construction of an adaptive device for detecting and analog-discrete signal conversion, containing two feedback circuits, solves the problem of adapting the device to a priori unknown characteristics of the input action

in order to increase the reliability of the detection of pulsed signals against the background of additive noise interference and improve the accuracy of measuring the temporal parameters of these signals. Since all the components of the adaptive device can be built using the generally available element base, which is mass-produced, serial production, operation and modernization of the adaptive device do not cause technological difficulties.

Claims (2)

Adaptive device for detection and analog-to-discrete signal conversion, containing matching unit, controlled band-pass filter, controlled limiter, first, second and third differentiating units, collecting circuit, peak detector, controlled integrator, delay line, first and second keys, first and second RS -triggers, comparator, controlled generator of reference pulses, random access memory (RAM), digital controller and digital-to-analog converter (DAC), and the output of the matching unit is Inen with the signal input of the bandpass filter and the input of the delay line, the output of the bandpass filter is connected to the input of the first differentiating unit, with the signal input of the controlled limiter and with the signal input of the controlled integrator; the output of the first differentiating unit is connected to the signal input of the peak detector, the output of which is connected to the control input of the limiter, the output of which is connected to the signal input of the second differentiating unit, the first output of which is connected to the first input of the collecting circuit (OR) and to the S input of the first RS -trigger, the second output of the second differentiating unit is connected to the second input of the collecting circuit, the output of which is connected to the control input of the peak detector; the output of the delay line is connected to the signal input of the second key, the control input of which is connected to the output of the first RS flip-flop, and the output of the first key is connected to the signal input of the comparator, the control input of which is connected to the output of the controlled integrator, the control input of which is in turn connected to the second the output of the third differentiating unit and the R-outputs of the first and second RS-flip-flops; the comparator output is connected to the signal input of the third differentiating unit, the first output of which is connected to the S-input of the second RS flip-flop and the synchronizing input of the controlled reference pulse generator, the output of which is connected to the signal input of the second key, the control input of which is connected to the output of the second RS-flip-flop and with the first signal input of the controller, the output of the second key is connected to the second signal input of the controller, the first information input of which (the first digital port) is connected to the first output O The memory, the second output of which is connected to the second information input (second digital port) of the controller, the first digital output of which (digital port) is connected to the first information input of RAM, the second information input of which is connected to the second information output (digital port) of the controller, the third information output which is parallel-bitwise connected to the input of a digital-to-analog converter, the analog input of which is connected to the control input of a band-pass filter; The fourth information output of the controller (digital port) is connected to the information I / O bus of the adaptive device.

Images