RU2671377C1 - Method of increasing stability of scale factor of fiber optic gyroscope - Google Patents

Method of increasing stability of scale factor of fiber optic gyroscope Download PDF

Info

Publication number
RU2671377C1
RU2671377C1 RU2017146014A RU2017146014A RU2671377C1 RU 2671377 C1 RU2671377 C1 RU 2671377C1 RU 2017146014 A RU2017146014 A RU 2017146014A RU 2017146014 A RU2017146014 A RU 2017146014A RU 2671377 C1 RU2671377 C1 RU 2671377C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
voltage
phase
phase difference
signal
demodulator
Prior art date
Application number
RU2017146014A
Other languages
Russian (ru)
Inventor
Александр Михайлович Курбатов
Роман Александрович Курбатов
Original Assignee
Федеральное государственное унитарное предприятие "Центр эксплуатации объектов наземной космической инфраструктуры"
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Федеральное государственное унитарное предприятие "Центр эксплуатации объектов наземной космической инфраструктуры" filed Critical Федеральное государственное унитарное предприятие "Центр эксплуатации объектов наземной космической инфраструктуры"
Priority to RU2017146014A priority Critical patent/RU2671377C1/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2671377C1 publication Critical patent/RU2671377C1/en

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
    • G01C19/00—Gyroscopes; Turn-sensitive devices using vibrating masses; Turn-sensitive devices without moving masses; Measuring angular rate using gyroscopic effects
    • G01C19/58—Turn-sensitive devices without moving masses
    • G01C19/64—Gyrometers using the Sagnac effect, i.e. rotation-induced shifts between counter-rotating electromagnetic beams
    • G01C19/72—Gyrometers using the Sagnac effect, i.e. rotation-induced shifts between counter-rotating electromagnetic beams with counter-rotating light beams in a passive ring, e.g. fibre laser gyrometers
    • G01C19/721—Details

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Optics & Photonics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Gyroscopes (AREA)

Abstract

FIELD: fiber optics.SUBSTANCE: invention relates to the field of fiber optics and relates to a method for improving the stability of the scale factor of a fiber optic gyroscope. Gyroscope includes an integrated optical phase modulator, a photodetector, a photodetector current amplifier, analog-to-digital converters, a programmable logic integrated circuit and an operational amplifier. For the linearization of the output characteristic, ensuring the stability of the scale factor, and compensating the DC component of the signal at the output of the photodetector current amplifier, three feedback loops are organized on the basis of three demodulators. To eliminate the false mismatch signal, a fourth feedback loop is used based on the fourth demodulator and the first additional low-efficiency phase modulator, to which a special shape voltage is applied to compensate for the phase difference distortion of the optical beams of the auxiliary phase modulation introduced by the main phase modulator. In this case, with the help of the regulator, the voltage amplitude of the special shape is changed on the electrodes of the first additional modulator in order to reset the signal at the output of the fourth demodulator.EFFECT: technical result consists in increasing the stability of the scale factor of the gyroscope.1 cl, 18 dwg

Description

Изобретение относится к области волоконной оптики и может быть использовано при конструировании волоконно-оптических гироскопов и других датчиков физических величин на основе одномодовых световодов.The invention relates to the field of fiber optics and can be used in the design of fiber-optic gyroscopes and other sensors of physical quantities based on single-mode optical fibers.

Волоконно-оптический гироскоп (далее по тексту - ВОГ) содержит в своем составе оптический блок, который представляет собой волоконный кольцевой интерферометр (ВКИ) и электронный блок обработки информации. Оптический блок содержит источник оптического излучения, волоконный делитель мощности излучения, интегрально-оптическую схему (далее по тексту - ИОС), многовитковую чувствительную катушку и фотоприемник. ИОС содержит в своем составе Y-делитель мощности оптического излучения на основе поляризующих канальных волноводов и фазовый модулятор, располагающийся на выходных плечах Y-делителя. Канальные волноводы Y- делителя сформированы в подложке ниобата лития по протонно-обменной технологии, которая позволяет приобретать волноводам поляризующие свойства. На выходных канальных волноводах располагается фазовый модулятор оптических лучей, проходящих по канальным волноводам. Фазовый модулятор представляет собой канальные волноводы, сформированные в подложке ниобата лития и металлические электроды, нанесенные по обе стороны канальных волноводов. При подаче на электроды электрического напряжения за счет электрооптического эффекта в материале канальных волноводов изменяется показатель преломления, что приводит к эффекту фазовой модуляции оптических лучей, распространяющихся по канальным волноводам. К выходным волноводам Y- делителя пристыкованы концы световодов чувствительной катушки гироскопа.The fiber-optic gyroscope (hereinafter referred to as FOG) contains an optical unit, which is a fiber ring interferometer (FRI) and an electronic information processing unit. The optical unit contains an optical radiation source, a fiber radiation power divider, an integrated optical circuit (hereinafter - IOS), a multi-turn sensitive coil and a photodetector. IOS contains in its composition a Y-divider of the power of optical radiation based on polarizing channel waveguides and a phase modulator located on the output arms of the Y-divider. Channel waveguides of the Y-splitter are formed in a lithium niobate substrate using proton-exchange technology, which allows the waveguides to acquire polarizing properties. On the output channel waveguides is a phase modulator of optical rays passing through the channel waveguides. The phase modulator is a channel waveguide formed in a lithium niobate substrate and metal electrodes deposited on both sides of the channel waveguide. When an electric voltage is applied to the electrodes due to the electro-optical effect in the material of the channel waveguides, the refractive index changes, which leads to the effect of phase modulation of the optical rays propagating along the channel waveguides. To the output waveguides of the Y-divider, the ends of the optical fibers of the sensitive gyro coil are docked.

На фотоприемнике ВКИ наблюдается интерференционная картина, образованная двумя оптическими лучами, прошедшими чувствительную катушку гироскопа в двух взаимно-противоположных направлениях. При вращении кольцевого интерферометра между этими двумя лучами, вследствие эффекта Саньяка, возникает разность фаз, которая выражается следующим образом:An interference pattern is formed at the FRI photodetector, formed by two optical beams that have passed the sensitive coil of the gyroscope in two mutually opposite directions. When the ring interferometer rotates between these two beams, due to the Sagnac effect, a phase difference arises, which is expressed as follows:

Figure 00000001
Figure 00000001

где R - радиус чувствительной катушки гироскопа;where R is the radius of the sensitive coil of the gyroscope;

L - длина световода катушки;L is the fiber length of the coil;

λ - центральная длина волны излучения источника;λ is the central wavelength of the radiation source;

с - скорость света в вакууме;c is the speed of light in vacuum;

Ω - угловая скорость вращения гироскопа.Ω is the angular velocity of rotation of the gyroscope.

Таким образом, на фотоприемнике мощность оптического излучения можно представить в виде:Thus, the optical radiation power at the photodetector can be represented as:

Figure 00000002
Figure 00000002

где Р0 - мощность интерферирующих на фотоприемнике лучей.where P 0 is the power of the rays interfering at the photodetector.

Для повышения чувствительности ВОГ вблизи нулевых угловых скоростей используется вспомогательная фазовая модуляция. Для достижения эффекта фазовой модуляции лучей в кольцевом интерферометре с помощью фазового модулятора ИОС, используется временное запаздывание интерферирующих на фотоприемнике фронтов лучей при прохождении фазового модулятора ИОС. Это временное запаздывание равно времени пробега световых лучей ВКИ по световоду чувствительной катушки и составляет величину:To increase the sensitivity of VOG near zero angular velocities, auxiliary phase modulation is used. To achieve the effect of phase modulation of rays in a ring interferometer using an IOS phase modulator, we use the time delay of the ray fronts interfering on the photodetector while passing through the IOS phase modulator. This time delay is equal to the travel time of the light rays of the FRI along the fiber of the sensitive coil and is:

Figure 00000003
Figure 00000003

где n0 - показатель преломления материала световода чувствительной катушки.where n 0 is the refractive index of the material of the fiber of the sensitive coil.

При подаче на фазовый модулятор импульсов напряжения следующих с частотой 1/2τ и вносящими разность фаз между лучами ВКИ в виде импульсной последовательности с амплитудами ±π/2 радиан и ±3π/2 радиан [1,2] ток фотоприемника можно представить в виде:When applying voltage pulses to the phase modulator of the following with a frequency of 1 / 2τ and introducing a phase difference between the FRI beams in the form of a pulse sequence with amplitudes of ± π / 2 radians and ± 3π / 2 radians [1,2], the photodetector current can be represented as:

Figure 00000004
Figure 00000004

ηф - токовая чувствительность фотоприемника;η f - current sensitivity of the photodetector;

Далее сигнал с фотоприемника поступает на вход усилителя тока фотоприемника, на выходе которого присутствует напряжение пропорциональное величине:Next, the signal from the photodetector is fed to the input of the photodetector current amplifier, at the output of which there is a voltage proportional to:

Figure 00000005
Figure 00000005

где Rн - сопротивление нагрузки усилителя тока фотоприемника.where R n - load resistance of the current amplifier of the photodetector.

В работе [1] предложен способ линеаризации выходной характеристики ВОГ. На фазовый модулятор одновременно с напряжением вспомогательной фазовой модуляции (ВФМ) подается ступенчатое пилообразное напряжение для компенсации разности фаз Саньяка. Работа ВОГ подробно описана в [2]. С помощью пилообразного напряжения, подаваемого на фазовый модулятор, вносится управляемая разность фаз между лучами ВКИ, с помощью которой осуществляется компенсация разности фаз Санька. С этой целью организуется закрытый контур обратной связи (ВОГ с закрытым контуром обратной связи ОС-1) по обнулению сигнала на выходе синхронного детектора сигнала вращения гироскопа. Сигнал на выходе синхронного детектора автоматически обнуляется за счет подбора величины ступеньки напряжения пилообразного ступенчатого напряжения (СПН). За счет этого выходная характеристика ВОГ становится линейной. Сигнал на выходе усилителя тока фотоприемника в этом случае можно представить в виде:In [1], a method for linearizing the output characteristic of VOG is proposed. At the same time as the auxiliary phase modulation voltage (VFM), a step-like sawtooth voltage is applied to the phase modulator to compensate for the Sagnac phase difference. The work of VOG is described in detail in [2]. Using a sawtooth voltage supplied to the phase modulator, a controlled phase difference between the FRI beams is introduced, with which the Sanka phase difference is compensated. For this purpose, a closed feedback loop (FOG with a closed feedback loop OS-1) is organized to reset the signal at the output of the synchronous gyro rotation signal detector. The signal at the output of the synchronous detector is automatically reset by selecting the voltage step value of the sawtooth step voltage (SPN). Due to this, the output characteristic of the VOG becomes linear. The signal at the output of the photodetector current amplifier in this case can be represented as:

Figure 00000006
Figure 00000006

где ψк - регулируемая разность фаз, которая вносится между лучами ВКИ с помощью СПН при подаче его на фазовый модулятор.where ψ k is the adjustable phase difference, which is introduced between the FRI rays using the SPN when it is fed to the phase modulator.

Для частоты СПН в этом случае справедливо следующее соотношение:For the frequency of SPN in this case, the following relation is true:

Figure 00000007
Figure 00000007

где η - эффективность фазового модулятора, Uп - амплитуда напряжения СПН;where η is the efficiency of the phase modulator, U p is the voltage amplitude of the SPN;

τст - длительность ступеньки СПН, Ω(t) - угловая скорость вращения.τ article - the duration of the step SPN, Ω (t) is the angular velocity of rotation.

Масштабный коэффициент ВОГ стабилизируется за счет обеспечения амплитуды СПН, которая при подаче на фазовый модулятор изменяет фазу лучей ВКИ на 2π радиан. Амплитуда СПН регулируется путем выделения импульса засветки фотоприемника при сбросе напряжения СПН и последующего его обнуления путем регулировки амплитуды СПН (контур обратной связи ОС-2). В этом случае для частоты СПН справедливо следующее соотношение:The FOG scale factor is stabilized by providing the amplitude of the SPD, which, when applied to the phase modulator, changes the phase of the FRI beams by 2π radians. The amplitude of the SPN is regulated by isolating the pulse of illumination of the photodetector when the voltage of the SPN is reset and then reset to zero by adjusting the amplitude of the SPN (feedback loop OS-2). In this case, for the frequency of SPN the following relation is true:

Figure 00000008
Figure 00000008

Таким образом, масштабный коэффициент ВОГ не зависит от эффективности фазового модулятора, которая имеет большую нестабильность при воздействии внешних дестабилизирующих факторов.Thus, the FOG scale factor does not depend on the efficiency of the phase modulator, which has great instability when exposed to external destabilizing factors.

Известен ВОГ, в котором для стабилизации масштабного коэффициента [3,4,5] используется вспомогательная фазовая модуляция (ВФМ) с амплитудами ± (π±Δ) радиан, Δ=π/2n, где n=1, 2, 3 …. Сигнал вращения (СВ) в режиме разомкнутого контура ОС-1 на фотоприемнике в этом случае можно представить в виде:The FOG is known, in which auxiliary phase modulation (WFM) with amplitudes ± (π ± Δ) radians, Δ = π / 2 n , where n = 1, 2, 3 ... is used to stabilize the scale factor [3,4,5]. In this case, the rotation signal (CB) in the open circuit mode OS-1 on the photodetector can be represented as:

Figure 00000009
Figure 00000009

Сигнал на фотоприемнике содержит СВ, сигнал рассогласования (CP) и постоянную составляющую СВ и СР. Сигнал с фотоприемника поступает на вход аналоговой части блока сервисной электроники ВОГ, то есть на вход дифференциального усилителя тока фотоприемника, далее с выхода усилителя он поступает на вход цифровой части сервисной электроники. Цифровая часть содержит цифро-аналоговый преобразователь (АЦП), программируемую логическую интегральную схему (ПЛИС) и цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП). CP образуется на фотоприемнике при изменении эффективности фазовой модуляции ИОС при воздействии на нее внешних дестабилизирующих факторов, например, изменения температуры окружающей среды. Наличие CP свидетельствует об изменении масштабного коэффициента ВОГ при воздействии внешних дестабилизирующих факторов. Для осуществления ВФМ в ПЛИС формируется коды напряжения ВФМ (генератор ВФМ), а также коды ступенчатого пилообразного напряжения (генератор СПН) для компенсации разности фаз Саньяка. Коды напряжения ВФМ и СПН с выхода ПЛИС поступают на вход цифро-аналогового преобразователя (ЦАП), после которого объединенный сигнал напряжения ВФМ и СПН поступает на вход операционного усилителя и далее с его выхода на электроды фазового модулятора ИОС. В ПЛИС сформирован первый демодулятор Д1 для выделения амплитуды СВ и второй демодулятор Д2 для выделения амплитуды СР. С помощью контура ОС-1, в состав которого входит демодулятор Д1, генератор СПН и регулятор величины ступеньки СПН производится компенсация разности фаз Саньяка с целью линеаризации выходной характеристики ВОГ. В ПЛИС также сформирован и контур ОС-2, в состав которого входит второй демодулятор Д2 и регулятор амплитуды напряжения ВФМ, подаваемого на электроды фазового модулятора ИОС.С помощью изменения амплитуды напряжения ВФМ амплитуда CP на выходе демодулятора Д2 поддерживается равной нулю и тем самым обеспечивается стабильность масштабного коэффициента ВОГ при изменении эффективности фазового модулятора ИОС. В электронном блоке также сформирован и третий контур обратной связи (ОС-3). В состав контура ОС-3 входит демодулятор ДЗ, сформированный в ПЛИС и который выделяет постоянную составляющую СВ и CP, далее сигнал поступает на ЦАП и далее на второй вход дифференциального усилителя тока фотоприемника, в результате чего постоянная составляющая сигнала на его выходе становится равной нулю.The signal at the photodetector contains a CB, a mismatch signal (CP), and a constant component of CB and SR. The signal from the photodetector is fed to the input of the analogue part of the VOG service electronics block, that is, to the input of the differential amplifier of the photodetector current, then it goes from the amplifier output to the input of the digital part of the service electronics. The digital part contains a digital-to-analog converter (ADC), a programmable logic integrated circuit (FPGA) and a digital-to-analog converter (DAC). CP is formed on the photodetector when the efficiency of phase modulation of the IOS changes when external destabilizing factors act on it, for example, changes in the ambient temperature. The presence of CP indicates a change in the FOG scale factor under the influence of external destabilizing factors. For VFM to be implemented in the FPGA, VFM voltage codes (VFM generator) are generated, as well as step-sawtooth voltage codes (SPN generator) to compensate for the Sagnac phase difference. The VFM and SPN voltage codes from the FPGA output go to the input of the digital-to-analog converter (DAC), after which the combined VFM and SPN voltage signal is fed to the input of the operational amplifier and then from its output to the electrodes of the IOS phase modulator. In the FPGA, the first demodulator D1 is formed to isolate the CB amplitude and the second demodulator D2 to isolate the SR amplitude. Using the OS-1 circuit, which includes the D1 demodulator, the SPN generator, and the SPN step magnitude regulator, the Sagnac phase difference is compensated to linearize the output characteristic of the VOG. An OS-2 circuit is also formed in the FPGA, which includes a second D2 demodulator and a regulator for the amplitude of the WFM voltage supplied to the electrodes of the phase-modulator IOS. By changing the amplitude of the WFM voltage, the amplitude CP at the output of the demodulator D2 is maintained equal to zero, thereby ensuring stability FOG scale factor when changing the efficiency of the phase modulator of IOS. A third feedback loop (OS-3) is also formed in the electronic unit. The OS-3 circuit includes a DZ demodulator formed in the FPGA and which selects the constant component of CB and CP, then the signal goes to the DAC and then to the second input of the differential current amplifier of the photodetector, as a result of which the constant component of the signal at its output becomes equal to zero.

На точность ВОГ существенное влияние оказывает состояние фазового модулятора ИОС. Фазовый модулятор ИОС имеют полосу пропускания, которая зависит (имеется в виду амплитудно-частотная характеристика) от воздействия на ИОС влаги, радиационного облучения, естественных процессов старения материала подложки и т.д. Воздействие различных внешних дестабилизирующих факторов приводит к сужению полосы пропускания фазовых модуляторов, что в свою очередь приводит к появлению ложного CP [4,5]. Наличие ложного CP приводит к нестабильности масштабного коэффициента ВОГ. Стабилизация общей полосы пропускания фазовых модуляторов может быть успешно решена за счет использования технологии герметичного корпусирования подложки ИОС. Тем не менее, как показывает эксперимент, даже после устранения факторов сужения общей полосы пропускания фазовых модуляторов ИОС нестабильность масштабного коэффициента и смещение нулевого сигнала ВОГ достаточно велики, так как в их основе лежит другой, достаточно низкочастотный процесс (НЧ-процесс) [6,7]. Он также как и в случае с сужением общей полосы пропускания искажает импульсы напряжения ВФМ, но уже на протяжении всего τ-интервала. Данного рода искажения обусловлены зависимостью полуволнового напряжения Vπ модулятора от частоты подаваемого напряжения. В качестве механизма такой зависимости указывается захват зарядов в ниобате лития, который подвержен влиянию со стороны влажности, температуры, давления, радиации и старения ИОС. Эти процессы описываются с помощью передаточной функции видаThe accuracy of the FOG is significantly affected by the state of the phase-modulated IOS. Phase modulator IOSs have a passband that depends (meaning the amplitude-frequency characteristic) on the effect of moisture on the IOS, radiation exposure, natural processes of aging of the substrate material, etc. The effect of various external destabilizing factors leads to a narrowing of the passband of the phase modulators, which in turn leads to the appearance of a false CP [4,5]. The presence of false CP leads to instability of the scale FOG coefficient. Stabilization of the total bandwidth of phase modulators can be successfully solved by using the technology of hermetically sealed IOS substrate. Nevertheless, as the experiment shows, even after eliminating the factors of narrowing the total bandwidth of the phase-modulated IOS, the instability of the scale factor and the shift of the zero FOG signal are quite large, since they are based on another, rather low-frequency process (LF process) [6,7 ]. It also, as in the case of narrowing the total passband, distorts the voltage pulses of the WFM, but already throughout the τ-interval. This kind of distortion is due to the dependence of the half-wave voltage V π of the modulator on the frequency of the applied voltage. As the mechanism of this dependence, the capture of charges in lithium niobate is indicated, which is subject to influence from the side of humidity, temperature, pressure, radiation and aging of IOS. These processes are described using the transfer function of the form

Figure 00000010
Figure 00000010

где а и b - нуль и полюс передаточной функции ИОС. Из-за НЧ- процесса (НЧ-динамики) в модуляторах они имеют неравномерность передаточной характеристики в области низких частот. Эта неравномерность передаточной характеристики приводит к искажениям разности фаз ВФМ, которые выражаются в нестабильности амплитуд ВФМ ±(π-Δ) радиан и ±(π+Δ) радиан даже на протяжении одного периода СВ, а также к искажению СПН, которое используется для компенсации разности фаз Саньяка в контуре ОС-1. Искажения разности фаз ВФМ и искажения СПН приводят к изменению масштабного коэффициента волоконно-оптического гироскопа. Более того, при изменении во времени НЧ-динамики при воздействии внешних дестабилизирующих факторов появляется нестабильность масштабного коэффициента. Искажения разности фаз ВФМ приводят к возникновению ложного сигнала рассогласования (ЛСР), который и приводит к изменению масштабного коэффициента. Искажения СПН изменяют напряжение, соответствующее единице младшего разряда (е.м.р.) ЦАП с помощью которого формируется напряжение ВФМ и СПН, подаваемых на электроды фазового модулятора ИОС. Изменение напряжения, соответствующего 1 е.м.р также приводит к изменению масштабного коэффициента волоконно-оптического гироскопа.where a and b are the zero and the pole of the IOS transfer function. Due to the low-frequency process (woofers) in the modulators, they have uneven transfer characteristics in the low-frequency region. This non-uniformity of the transfer characteristic leads to distortions of the WFM phase difference, which are expressed in instability of the WFM amplitudes ± (π-Δ) radians and ± (π + Δ) radians even for one SW period, as well as to distortion of the SPD, which is used to compensate for the difference Sagnac phases in the OS-1 circuit. Distortions of the WFM phase difference and distortions of the SPN lead to a change in the scale factor of the fiber-optic gyroscope. Moreover, when the LF dynamics changes with time under the influence of external destabilizing factors, instability of the scale factor appears. Distortions of the WFM phase difference lead to the appearance of a false mismatch signal (LSR), which leads to a change in the scale factor. Distortion SPN change the voltage corresponding to the unit of the least discharge (EMR) of the DAC with which the voltage of the WFM and SPN is supplied to the electrodes of the phase modulator IOS. A change in voltage corresponding to 1 EMF also leads to a change in the scale factor of the fiber-optic gyroscope.

Известен волоконно-оптический гироскоп, в котором для устранения искажения разности фаз ВФМ из-за НЧ-динамики в основном фазовом модуляторе ИОС используются два дополнительных фазовых модулятора с низкой эффективностью [8]. На два дополнительных фазовых модулятора подаются напряжения специальной формы, которые устраняют два вида искажений разности фаз ВФМ основного фазового модулятора ИОС, а именно - наклон полочек импульсов разности фаз ВФМ и нестабильность амплитуды разности фаз ВФМ на одном полу периоде сигнала вращения. Нестабильность амплитуды ВФМ устраняются с помощью контура обратной связи на основе дополнительного демодулятора (четвертого демодулятора), выделяющего разностный сигнал между первым и третьим τ - интервалам сигнала вращения. Но с помощью дополнительных модуляторов не удается полностью устранить ЛСР и поэтому НЧ-динамика в основном фазовом модуляторе ИОС даже при использовании контуров обратной связи на основе дополнительных модуляторов приводит к нестабильности масштабного коэффициента.A fiber optic gyroscope is known in which two additional phase modulators with low efficiency are used in the main phase modulator of the IOS to eliminate distortion of the phase difference of the WFM due to the woofer [8]. Two additional phase modulators are supplied with a special form of voltage that eliminates two types of distortion of the WFM phase difference of the main IOS phase modulator, namely, the slope of the shelves of pulses of the WFM phase difference and the instability of the amplitude of the WFM phase difference on one half period of the rotation signal. The instability of the WFM amplitude is eliminated with the help of a feedback loop based on an additional demodulator (fourth demodulator) that selects the difference signal between the first and third τ - intervals of the rotation signal. But with the help of additional modulators, it is not possible to completely eliminate LSR and therefore the woofer in the main phase modulator of the IOS, even when using feedback loops based on additional modulators, leads to instability of the scale factor.

Целью настоящего изобретения является повышение стабильности масштабного коэффициента ВОГ.The aim of the present invention is to increase the stability of the scale factor FOG.

Указанная цель достигается тем, что для повышения стабильности масштабного коэффициента волоконно-оптического гироскопа устраняют ложный сигнал рассогласования с помощью четвертого контура обратной связи на основе четвертого демодулятора и первого дополнительного низкоэффективного фазового модулятора, на который подают напряжение специальной формы для компенсации искажений разности фаз оптических лучей вспомогательной фазовой модуляции, вносимую основным фазовым модулятором, при этом с помощью регулятора изменяют амплитуду напряжения специальной формы на электродах первого дополнительного модулятора с целью обнуления сигнала на выходе четвертого демодулятора.This goal is achieved by the fact that to increase the stability of the scale factor of the fiber-optic gyroscope, the false mismatch signal is eliminated using the fourth feedback loop based on the fourth demodulator and the first additional low-efficiency phase modulator, which is supplied with a special shape to compensate for distortions of the phase difference of the optical rays of the auxiliary phase modulation introduced by the main phase modulator, while using the regulator change the amplitude of special form voltages on the electrodes of the first additional modulator in order to zero the signal at the output of the fourth demodulator.

2. Способ повышения стабильности масштабного коэффициента волоконно-оптического гироскопа, отличающийся тем, что корректируют напряжение старшего разряда цифро-аналогового преобразователя с помощью пятого контура обратной связи на основе пятого демодулятора и второго низкоэффективного фазового модулятора, на электроды которого подают напряжение специальной формы для компенсации искажений разности фаз оптических лучей основным фазовым модулятором при подаче на него ступенчатого пилообразного напряжения, использующегося для компенсации разности фаз Саньяка, при этом амплитуду напряжения специальной формы на электродах второго дополнительного фазового модулятора изменяют с помощью регулятора с целью обнуления сигнала на выходе пятого демодулятора.2. A method of increasing the stability of the scale factor of a fiber-optic gyroscope, characterized in that the senior voltage of the digital-to-analog converter is corrected using the fifth feedback loop based on the fifth demodulator and the second low-efficiency phase modulator, the electrodes of which are supplied with a special shape to compensate for distortions the phase difference of optical beams by the main phase modulator when a step-like sawtooth voltage is applied to it, which is used for the computer the difference of the Sagnac phase difference, while the amplitude of the voltage of a special form on the electrodes of the second additional phase modulator is changed using the controller in order to zero the signal at the output of the fifth demodulator.

Повышение стабильности масштабного коэффициента ВОГ достигается за счет устранения ЛСР четвертым контуром обратной связи (контур ОС-4), а также коррекции напряжения старшего разряда ЦАП за счет устранения искажений СПН пятым контуром обратной связи (контур ОС-5).Increasing the stability of the FOG scale factor is achieved by eliminating the LSR by the fourth feedback loop (OS-4 loop), as well as by correcting the voltage of the high-order DAC by eliminating the distortion of the SPD by the fifth feedback loop (OS-5 loop).

Сущность изобретения поясняется чертежами. На Фиг. 1 показана структурная схема волоконно-оптического гироскопа с контуром обратной связи для стабилизации масштабного коэффициента. На Фиг. 2 показано напряжение ВФМ и закон изменения разности фаз лучей кольцевого интерферометра ВОГ. На Фиг. З показано формирование сигнала вращения ВОГ. На Фиг. 4 показано формирование сигнала рассогласования. На Фиг. 5 показана структура общего сигнала на фотоприемнике при наличии вращения гироскопа и изменении эффективности фазовых модуляторов ИОС в режиме разомкнутых контуров ОС-1 и ОС-2. На Фиг. 6 показано напряжение вспомогательной фазовой модуляции, искаженное НЧ-процессом в фазовых модуляторах ИОС и напряжение фазовой модуляции, формируемое операционными усилителями. На Фиг. 7 показаны искажения разности фаз ВФМ, вносимые основным фазовым модулятором ИОС. На Фиг. 8 показана структура ИОС с основным и дополнительными фазовыми модуляторами. На Фиг. 9 показана структура четвертого контура обратной связи для устранения искажений разности фаз ВФМ. На Фиг. 10 показана паразитная разность фаз ВФМ из-за НЧ-динамики в основном фазовом модуляторе На ФИГ. 11 показано напряжение на основном фазовом модуляторе и форма специального сигнала, формируемого в ПЛИС, а затем преобразуемого в напряжение для подачи на дополнительный фазовый модулятор. На Фиг. 10 показана паразитная разность фаз ВФМ из-за НЧ-динамики в основном фазовом модуляторе. На Фиг. 11 показано образование ложного сигнала рассогласования (ЛСР) на фотоприемнике при наличии искажений разности фаз ВФМ. На Фиг. 12 показаны напряжения ВФМ на основном модуляторе, напряжение на первом дополнительном модуляторе и разность фаз, вносимую первым дополнительным модулятором для компенсации паразитной разности фаз из-за НЧ-динамики в основном модуляторе. На Фиг. 13 показаны искажения изменения фазы оптических лучей из-за НЧ-динамики в основном модуляторе при подаче на его электроды СПН для компенсации разности фаз Саньяка. На Фиг. 14 показана паразитная разность фаз лучей кольцевого интерферометра ВОГ при искажениях СПН в основном фазовом модуляторе из-за НЧ-динамики. На Фиг. 15 показан сигнал на фотоприемнике при искажениях СПН основного фазового модулятора ИОС.На Фиг. 16 показана структура пятого контура обратной связи (контур ОС-5). На Фиг. 17 показано напряжение на втором дополнительном фазовом модуляторе и вносимая им разность фаз для компенсации искажений СПН основным фазовым модулятором ИОС из-за НЧ-динамики. На Фиг. 18 показано экспоненциально нарастающие искажения СПН из-за НЧ динамики и соответствующая им паразитная разность фаз.The invention is illustrated by drawings. In FIG. 1 shows a block diagram of a fiber optic gyroscope with a feedback loop to stabilize the scale factor. In FIG. Figure 2 shows the voltage of the WFM and the law of the change in the phase difference of the rays of the FOG ring interferometer. In FIG. H shows the formation of the rotation signal of the VOG. In FIG. 4 shows the formation of a mismatch signal. In FIG. Figure 5 shows the structure of the general signal at the photodetector in the presence of gyroscope rotation and a change in the efficiency of the phase modulators of the IOS in the open-loop mode OS-1 and OS-2. In FIG. Figure 6 shows the voltage of the auxiliary phase modulation distorted by the LF process in the phase modulators of the IOS and the voltage of the phase modulation generated by operational amplifiers. In FIG. 7 shows the distortion of the phase difference of the WFM introduced by the main phase modulator of the IOS. In FIG. 8 shows the structure of the IOS with the main and additional phase modulators. In FIG. Figure 9 shows the structure of the fourth feedback loop to eliminate distortions in the phase difference of the WFM. In FIG. 10 shows the spurious phase difference of the WFM due to the woofer in the main phase modulator. FIG. 11 shows the voltage at the main phase modulator and the shape of a special signal generated in the FPGA, and then converted to voltage for supply to an additional phase modulator. In FIG. 10 shows the parasitic phase difference of the VFM due to the woofer in the main phase modulator. In FIG. 11 shows the formation of a false mismatch signal (LSR) on the photodetector in the presence of distortions of the phase difference of the WFM. In FIG. 12 shows the VFM voltage at the primary modulator, the voltage at the first secondary modulator, and the phase difference introduced by the first secondary modulator to compensate for the stray phase difference due to the woofer in the primary modulator. In FIG. 13 shows the distortion of the phase change of the optical beams due to the woofer in the main modulator when applying an SPD to its electrodes to compensate for the Sagnac phase difference. In FIG. Figure 14 shows the parasitic phase difference of the rays of the VOG ring interferometer due to SPN distortions in the main phase modulator due to the woofer. In FIG. 15 shows the signal at the photodetector under distortion of the SPD of the main phase modulator of the IOS. FIG. 16 shows the structure of the fifth feedback loop (OS-5 loop). In FIG. 17 shows the voltage at the second additional phase modulator and the phase difference introduced by it to compensate for the distortion of the SPD by the main phase-modulator of the IOS due to the woofer. In FIG. Figure 18 shows the exponentially increasing distortion of the SPD due to the LF dynamics and the corresponding stray phase difference.

На Фиг. 1 показана структурная схема ВОГ с контуром обратной связи для стабилизации масштабного коэффициента [3,4,5]. Оптическое излучение с малой длиной когерентности от источника 1 поступает на первый вход делителя оптических лучей 2. Далее излучение с выхода разветвителя поступает на вход ИОС 3. ИОС содержит в своем составе Y - делитель излучения и фазовый модулятор. Излучение делится Y - разветвителем на два луча и с выхода ИОС эти два луча поступают в чувствительную катушку 4 и проходят ее в двух взаимно-противоположных направлениях, то есть по часовой стрелке и против часовой стрелки. Далее эти два луча вновь поступают на ИОС и объединяются Y - разветвителем в один световой луч. Этот объединенный луч через волоконный разветвитель со второго его входного конца световода поступает на фотоприемник 5, где и интерферируют между собой. Ток фотоприемника усиливается дифференциальным усилителем 6, и напряжение с его выхода затем поступает на вход аналого-цифрового преобразователя (АЦП) 7. Сигнал с выхода АЦП поступает на вход программируемой логической схемы (ПЛИС) 8. В ПЛИС формируется первый контур обратной связи (ОС-1) для линеаризации выходной характеристики гироскопа. В состав контура ОС-1 входит демодулятор 9, регулятор кода амплитуды ступеньки ступенчатого пилообразного напряжения (СПН) 10, генератор СПН (ГСПН) 11. С помощью регулирования кода ступеньки СПН на выходе демодулятора 9 поддерживается нулевое значение кода, что означает компенсацию разности фаз Саньяка в кольцевом интерферометре ВОГ с помощью фазового модулятора ИОС.А так как фазовый модулятор имеет линейную зависимость вносимой разности фаз между лучами кольцевого интерферометра ВОГ от напряжения на его электродах, то выходная характеристика ВОГ в зависимости от угловой скорости так же носит линейный характер.In FIG. 1 shows a block diagram of the VOG with a feedback loop for stabilization of the scale factor [3,4,5]. Optical radiation with a short coherence length from source 1 is fed to the first input of the optical beam splitter 2. Next, the radiation from the output of the splitter goes to the input of the IOS 3. The IOS contains Y - radiation divider and phase modulator. The radiation is divided by a Y-splitter into two beams, and from the IOS output, these two beams enter the sensitive coil 4 and pass it in two opposite directions, that is, clockwise and counterclockwise. Then these two beams come back to the IOS and are combined by the Y-splitter into one light beam. This combined beam through a fiber splitter from its second input end of the fiber enters the photodetector 5, where they interfere with each other. The photodetector current is amplified by a differential amplifier 6, and the voltage from its output then goes to the input of an analog-to-digital converter (ADC) 7. The signal from the ADC output goes to the input of a programmable logic circuit (FPGA) 8. The first feedback loop is formed in the FPGA (OS- 1) to linearize the output characteristics of the gyroscope. The structure of the OS-1 circuit includes a demodulator 9, a step code amplitude regulator for a step-like sawtooth voltage (SPN) 10, an SPN generator (GSPN) 11. By adjusting the STP step code at the output of demodulator 9, a zero code value is maintained, which means compensation of the Sagnac phase difference in a VOG ring interferometer using an IOS phase modulator. And since the phase modulator has a linear dependence of the introduced phase difference between the rays of the VOG ring interferometer on the voltage at its electrodes, the output characteristic Linda FOG depending on the angular velocity also is linear.

Стабильность масштабного коэффициента (МК) ВОГ в значительной степени зависит от стабильности электрооптических коэффициентов ниобата лития при воздействии изменений температуры окружающей среды [2]. Пластина ниобата лития служит в качестве подложки интегрально-оптического фазового модулятора ИОС. Для стабилизации масштабного коэффициента ВОГ в ПЛИС организуется второй контур обратной связи (ОС-2). В состав контура ОС-2 входит демодулятор 12, регулятор амплитуды напряжения ВФМ 13, собственно сам генератор кодов напряжения ВФМ (ГВФМ) 14. При изменении электрооптических коэффициентов ниобата лития (изменение эффективности фазового модулятора ИОС), демодулятор 12 выделяет код амплитуды CP, который затем используется для подстройки напряжения старшего разряда выходного ЦАП. Таким образом осуществляется подстройка амплитуд напряжения ВФМ с целью обнуления СР.The stability of the FOG scale factor (MK) largely depends on the stability of the electro-optical coefficients of lithium niobate when exposed to changes in ambient temperature [2]. A lithium niobate plate serves as a substrate for an integrated optical-phase IOS modulator. To stabilize the FOG scale factor in the FPGA, a second feedback loop (OS-2) is organized. The structure of the OS-2 circuit includes a demodulator 12, a voltage amplitude regulator VFM 13, and the VFM voltage code generator (GVFM) 14 itself. When changing the electro-optical coefficients of lithium niobate (changing the efficiency of the phase IOS modulator), the demodulator 12 extracts the amplitude code CP, which then It is used to adjust the voltage of the senior discharge of the output DAC. Thus, the WFM voltage amplitudes are tuned in order to zero the superlattice.

Для компенсации постоянной составляющей СВ и CP в ПЛИС формируется демодулятор 15, выделяющий код сигнала, который представляет собой сумму сигналов на каждом из двух полу периодов СВ. В ПЛИС так же формируется ячейка 16, которая содержит начальный код напряжения, который затем используется для формирования напряжения для компенсации постоянной составляющей СВ и СР. При наличии ненулевого кода на выходе демодулятора 15 регулятор 17 изменяет опорный ток ЦАП 18 для изменения постоянного напряжения, поступающего на второй вход дифференциального усилителя тока фотоприемника с целью компенсации постоянной составляющей СВ и CP его на выходе. Коды с ГСПН и ГВФМ складываются с помощью сумматора 19, далее объединенный код подается на вход ЦАП 20 и далее на операционный усилитель 21, с выхода которого напряжение ВФМ и СПН подаются на электроды основного фазового модулятора ИОС. Напряжение ЦАП 20 регулируется подстройкой его опорного тока с помощью сигнала с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ - сигнала) путем обнуления CP (контур ОС-2). В этом случае, амплитуды ВФМ соответствуют значениям ±(π-Δ), ±π+Δ) радиан даже при изменении эффективности фазового модулятора ИОС. Контур ОС-2 стабилизирует не только амплитуду ВФМ, но и фазовую амплитуду СПН, что в конечном счете приводит к стабилизации масштабного коэффициента ВОГ при изменении эффективности фазового модулятора ИОС.To compensate for the DC component of CB and CP, a demodulator 15 is formed in the FPGA that extracts the signal code, which is the sum of the signals on each of the two half periods of the CB. In FPGA, cell 16 is also formed, which contains the initial voltage code, which is then used to generate voltage to compensate for the DC component of CB and SR. If there is a non-zero code at the output of the demodulator 15, the controller 17 changes the reference current of the DAC 18 to change the DC voltage supplied to the second input of the differential current amplifier of the photodetector in order to compensate for the DC component of the CB and its CP at the output. Codes with GSPN and GVFM are added using the adder 19, then the combined code is fed to the input of the DAC 20 and then to the operational amplifier 21, from the output of which the voltage of the VFM and SPN are supplied to the electrodes of the main phase modulator of the IOS. The voltage of the DAC 20 is regulated by adjusting its reference current using a pulse-width modulated signal (PWM signal) by zeroing the CP (circuit OS-2). In this case, the amplitudes of the WFM correspond to the values ± (π-Δ), ± π + Δ) radians even when the efficiency of the phase-modulated IOS is changed. The OS-2 circuit stabilizes not only the WFM amplitude, but also the phase amplitude of the SPN, which ultimately leads to stabilization of the FOG scale factor when the efficiency of the phase-modulated IOS changes.

На Фиг. 2 показано напряжение ВФМ 22 и закон изменения разности фаз лучей кольцевого интерферометра ВОГ 23. Конфигурация напряжения ВФМ формируется в ПЛИС, а ее амплитуда с помощью регулирования контуром ОС-2 опорного тока ЦАП 20 через операционный усилитель 21. Длительность каждой ступеньки напряжения ВФМ равна времени пробега т оптических лучей по световоду чувствительной катушки. Разность фаз ВФМ оптических лучей представляет собой последовательность импульсов длительностью τ и с амплитудами ± (π-Δ), ± (π+Δ) радиан в последовательности согласно 23. Для устранения зоны нечувствительности используется СПН с амплитудой 2Δ радиан. [3]. Для параметра ВФМ Δ=π/4 радиан, коды амплитуд ВФМ должны быть 3/8 К0 и 5/8 К0, а амплитуда СПН должна составлять величину π/2 радиан и поэтому код амплитуды СПН устанавливается равным К0/4, где К0 - код выходного ЦАП, соответствующий вносимой разности фаз 2π радиан.In FIG. 2 shows the voltage of the VFM 22 and the law of the phase difference of the rays of the VOG 23 ring interferometer. The configuration of the VFM voltage is formed in the FPGA, and its amplitude is controlled by the OS-2 circuit of the reference current of the DAC 20 through the operational amplifier 21. The duration of each voltage step of the VFM is equal to the travel time t of optical rays through the fiber of the sensitive coil. The phase difference of the WFM optical rays is a sequence of pulses of duration τ and with amplitudes of ± (π-Δ), ± (π + Δ) radians in the sequence according to 23. To eliminate the dead band, an SPN with an amplitude of 2Δ radians is used. [3]. For VFM parameter Δ = π / 4 radians amplitudes should be VFM codes 3/8 and 5/8 K 0 K 0, and the amplitude should be SPN value π / 2 radians and therefore SPN amplitude code 0 is set equal to K / 4, where To 0 is the output DAC code corresponding to the introduced phase difference 2π radians.

На Фиг. 3 показано формирование сигнала вращения ВОГ. При наложении на кривую косинуса 24 разности фаз лучей кольцевого интерферометра 23 и при сдвиге этой разности фаз по оси абсцисс (сдвиг на Фиг. 3 показан штриховой линией 25) в ту или другую сторону в зависимости от знака угловой скорости на фотоприемнике формируется СВ 26. СВ имеет период 6τ. В зависимости от знака угловой скорости его фаза меняется на π радиан. Таким образом, при детектировании СВ в ПЛИС по закону (1+2+3)-(4+5+6) и т.д. знак угловой скорости определяется однозначно.In FIG. Figure 3 shows the formation of the FOG rotation signal. When superimposed on the curve of cosine 24 the phase difference of the rays of the ring interferometer 23 and when the phase difference is shifted along the abscissa axis (the shift in Fig. 3 is shown by the dashed line 25) in one direction or another, depending on the sign of the angular velocity on the photodetector, CB 26 is formed. has a period of 6τ. Depending on the sign of the angular velocity, its phase changes by π radians. Thus, when detecting STs in FPGAs according to the law (1 + 2 + 3) - (4 + 5 + 6), etc. the sign of the angular velocity is uniquely determined.

На Фиг. 4 показано формирование сигнала рассогласования ВОГ. При изменении температуры окружающей среды изменяется эффективность фазовых модуляторов ИОС, что приводит либо к возрастанию амплитуд ВФМ (показано штриховой линией 27) либо к уменьшению амплитуд ВФМ в зависимости от знака изменения температуры ИОС. В зависимости от знака изменения температуры ИОС CP 28 изменяет свою фазу на π радиан, что однозначно определяет закон регулирования амплитуд напряжения ВФМ контуром ОС-2. Период CP составляет 3τ, то есть его частота в два раза превышает частоту СВ, что в свою очередь позволяет значительно повысить частоту подстройки амплитуды СПН и тем самым повысить стабильность МК ВОГ по сравнению с методом подстройки амплитуды СПН, предложенным в [1,2].In FIG. 4 shows the formation of the VOG mismatch signal. When the ambient temperature changes, the efficiency of the phase-modulated IOS changes, which leads either to an increase in the amplitudes of the WFM (shown by dashed line 27) or to a decrease in the amplitudes of the WFM depending on the sign of the change in the temperature of the IOS. Depending on the sign of the temperature change, the IOS CP 28 changes its phase to π radian, which uniquely determines the law of regulation of the amplitudes of the WFM voltage by the OS-2 circuit. The CP period is 3τ, that is, its frequency is two times higher than the SW frequency, which, in turn, allows one to significantly increase the frequency of tuning the amplitude of SPNs and thereby increase the stability of MC FOG in comparison with the method of adjusting the amplitude of SPNs proposed in [1, 2].

На Фиг. 5 представлена структура общего сигнала на фотоприемнике при наличии вращения гироскопа и изменении эффективности фазовых модуляторов ИОС в режиме разомкнутых контуров ОС-1 и ОС-2. Общий сигнал на фотоприемнике содержит СВ 29, CP 30 и постоянную составляющую 31. СВ поддерживается равным нулю контуром ОС-1 за счет компенсации разности фаз Саньяка с помощью СПН. Код ступеньки СПН является мерой угловой скорости. Код CP поддерживается равным нулю контуром ОС-2 с помощью подстройки амплитуд напряжения ВФМ путем подстройки опорного тока ЦАП 19. Обнуление контуром ОС-2 CP позволяет установить соответствие старшего разряда выходного ЦАП половине напряжения, при подаче которого на фазовые модуляторы ИОС разность фаз лучей кольцевого интерферометра ВОГ изменяется на 2π радиан, что и позволяет повысить стабильность масштабного коэффициента ВОГ при изменении температуры окружающей среды в автоматическом режиме.In FIG. Figure 5 shows the structure of the general signal at the photodetector in the presence of gyroscope rotation and a change in the efficiency of the phase modulators of the IOS in the open-loop mode OS-1 and OS-2. The common signal at the photodetector contains CB 29, CP 30 and a constant component 31. The CB is maintained by the OS-1 circuit equal to zero by compensating for the Sagnac phase difference using the SPN. The STN step code is a measure of angular velocity. The CP code is maintained by the OS-2 circuit equal to zero by adjusting the amplitudes of the VFM voltage by adjusting the reference current of the DAC 19. Zeroing the OS-2 circuit by CP allows the correspondence of the high-order bit of the output DAC to half the voltage, upon supply of which the phase difference of the beams of the ring interferometer is supplied to the IOS phase modulators FOG changes by 2π radians, which makes it possible to increase the stability of the FOG scale factor when the ambient temperature changes in automatic mode.

На Фиг. 6 показано напряжение вспомогательной фазовой модуляции, искаженное НЧ-процессом в фазовых модуляторах ИОС и напряжение фазовой модуляции, формируемое операционными усилителями. При отсутствии НЧ-процесса разность фаз представляется пунктирной линией 32. При наличии НЧ-процесса напряжение ВФМ приобретает вид 33. На Фиг. 7 представлена разность фаз ВФМ между лучами кольцевого интерферометра, искаженная НЧ-процессом 34 (сплошная линия) и разность фаз 35, формируемая операционными усилителями (пунктирная линия). Разность фаз ВФМ, формируемая операционными усилителями представляет собой идеальную разность фаз, которая искажается НЧ-процессом в основном фазовом модуляторе. Предположим, что сигнал на каждом τ - интервале выделяется с помощью выборок АЦП, которые формируются во второй части каждого τ - интервала сигнала вращения. Тогда искажения разности фаз ВФМ можно представить с помощью площадей 36 S1, S2, S3, которые располагаются на вершинах импульсов разности фаз ВФМ. Искажения разности фаз заключаются в неравенстве друг другу этих площадей. Искажения разности фаз фиксируются с помощью четвертого демодулятора, который выделяет разность сигналов между первым и третьим τ - интервалами СВ. Степень искаженности разности фаз ВФМ определяется разностью площадей S1 и S3, которая пропорциональна сигналу на выходе четвертого демодулятора. С помощью второго демодулятора (второй контур обратной связи) выделяется СР. Из Фиг. 7 видно, что при искажениях разности фаз ВФМ паразитным НЧ-процессом в основном фазовом модуляторе на выходе второго демодулятора (по закону 1-2, где 1, 2, … - номера τ - интервалов СВ) появляется ложный CP (ЛСР). Искажения разности фаз ВФМ приводят к увеличению амплитуды импульсов разности фаз, что воспринимается вторым контуром обратной связи ОС-2 как изменение эффективности основного фазового модулятора. Эти ложные изменения эффективности основного фазового модулятора с помощью контура ОС-2 изменяют величину напряжения ступеньки СПН, то есть изменяется вес по напряжению 1 е.м.р. ЦАП, что и приводит к изменению масштабного коэффициента ВОГ. Искажения разности фаз можно скомпенсировать с помощью дополнительного фазового модулятора, который обладает низкой эффективностью. На Фиг. 8 показана структура (топология) ИОС 37 с основным 38 и двумя дополнительными фазовыми модуляторами 39, 40. На основе первого дополнительного фазового модулятора 39 организуют четвертый контур обратной связи, в который входят четвертый демодулятор Д4 (D4) 41 (Фиг. 9), генератор специального сигнала (ГСС) 42, который подается на вход первого дополнительного ЦАП (ДЦАП1) 43, далее сигнал с его выхода подается на вход первого дополнительного операционного усилителя (ДОУ1) 44, напряжение с выхода которого подается далее на электроды первого дополнительного фазового модулятора (ДМ1) ИОС. На выходе четвертого демодулятора Д4 присутствует код, который равен разности сигналов в первый и третий τ - интервалы каждого полу периода СВ. В четвертый контур обратной связи (контур ОС-4) входит также четвертый регулятор (Р4) 45 амплитуды сигнала на выходе ДОУ1. Амплитуда напряжения на выходе ДОУ1 регулируется с помощью изменения опорного тока ДЦАП1 до тех пор, пока на выходе Д4 код не станет равным нулю. Низкая эффективность дополнительного фазового модулятора необходима для повышения точности компенсации искажений разности фаз ВФМ, которые вносятся основным модулятором ИОС. На Фиг. 10 показана паразитная разность фаз 46, которая присутствует между лучами кольцевого интерферометра ВОГ при искажениях разности фаз ВФМ, осуществляемой основным фазовым модулятором ИОС. Здесь показаны изменения разности фаз лучей S1, S2, S3 на каждом τ - интервале СВ. На Фиг. 11 показано образование ЛСР на фотоприемнике ВОГ. Для иллюстрации этого процесса на кривую косинуса накладывается идеальная разность фаз ВФМ 23 и паразитная разность фаз ВФМ 46, при этом на фотоприемнике при нулевой скорости вращения присутствует сигнал 48, который полностью определяется искажениями разности фаз ВФМ в основном фазовом модуляторе ИОС.ЛСР определяется как разность сигналов (1-2)+(4-5) в τ-интервалах СВ. А так как разность сигналов (амплитуда ЛСР) в эти τ - интервалы в зависимости от интенсивности НЧ-динамики в основном фазовом модуляторе ИОС изменяется, то в этом случае появляется нестабильность масштабного коэффициента гироскопа. ЛСР изменяет опорный ток ЦАП и таким образом изменяет цену 1 е.м.р. (одной единицы младшего разряда) или вес старшего разряда ЦАП по напряжению, что воспринимается как изменение эффективности основного фазового модулятора ИОС. Это ложное изменение эффективности и приводит к нестабильности масштабного коэффициента ВОГ при наличии в основном фазовом модуляторе ИОС паразитной НЧ-динамики. Для устранения нестабильности масштабного коэффициента ВОГ необходимо с помощью первого дополнительного фазового модулятора (ДМ1) ИОС устранить искажения разности фаз ВФМ основного фазового модулятора ИОС. На Фиг. 12 показано напряжение ВФМ на основном фазовом модуляторе ИОС и форма специального сигнала 49, формируемого в ПЛИС, а затем преобразуемого в напряжение с помощью первых дополнительных ЦАП (ДЦАП1) и первого дополнительного операционного усилителя (ДОУ1) для подачи на ДМ1 для компенсации ЛСР. С помощью этого напряжения, подаваемого на электроды ДМ1 ИОС формируется разность фаз лучей кольцевого интерферометра 50 для компенсации паразитной разности фаз с помощью контура ОС-4, возникающей из-за искажений разности фаз ВФМ основным фазовым модулятором. Форма напряжения на электродах ДМ1 полностью определяется формой напряжения ВФМ, которая используется в каждом конкретном ВОГ. Для примера, рассмотрим напряжение ВФМ 22. На Фиг. 12 также показаны перепады напряжений, которые ответственны за изменения разности фаз на каждом τ интервале сигнала вращения. Изменение напряжения 51 определяет разность фаз, вносимую первым дополнительным модулятором на первом τ - интервале СВ Δϕ (τ1). Изменение напряжения 52 определяет изменение разности фаз на втором τ - интервале СВ Δϕ (τ2). Изменение напряжения 53 определяет изменение разности фаз на третьем τ - интервале СВ Δϕ (τ3). Изменение напряжения 54 определяет изменение разности фаз на четвертом τ - интервале СВ Δϕ (τ4). Изменение напряжения 55 определяет изменение разности фаз на пятом τ - интервале СВ Δϕ (τ5). Изменение напряжения 56 определяет изменение разности фаз на шестом τ - интервале СВ Δϕ (τ6). Для полной компенсации ЛСР отношения разности фаз, вносимой ДМ1 в определенные τ - интервалы должны иметь вполне определенные значения. Эти отношения разности фаз определяются параметром Δ ВФМ, а также протяженностью каждого τ - интервала, на котором формируются выборки для выделения амплитуды СВ на первом демодуляторе Д1. Для полной компенсации ЛСР отношения разности фаз Δϕ (τn) могут принимать следующие значения Δϕ (τ1)/Δϕ(τ3)=1,0÷2,0, Δϕ (τ2)/Δϕ(τ1)=1,0÷2,0, Δϕ (τ4)/Δϕ(τ6)=1,0÷2,0, Δϕ (τ5)/Δϕ(τ4)=1,0÷2,0. Конкретные значения отношения разностей фаз между τ - интервалами СВ определяются экспериментальным путем при калибровке прибора. Амплитуда ЛСР пропорциональна величине кода на выходе четвертого демодулятора Д4. При правильном выборе отношения указанных разностей фаз с помощью регулирования амплитуды напряжения на выходе ДОУ1 путем изменения с помощью регулятора Р4 опорного тока ДЦАП1 с целью обнуления кода на выходе демодулятора Д4 (контур ОС-4) возможна полная компенсация ЛСР, который возникает из-за искажений разности фаз ВФМ, вносимой основным фазовым модулятором ИОС. Устранение ЛСР контуром ОС-4 в конечном счете приводит к повышению стабильности масштабного коэффициента ВОГ.In FIG. Figure 6 shows the voltage of the auxiliary phase modulation distorted by the LF process in the phase modulators of the IOS and the voltage of the phase modulation generated by operational amplifiers. In the absence of the LF process, the phase difference is represented by the dashed line 32. In the presence of the LF process, the voltage of the WFM takes the form 33. In FIG. 7 shows the phase difference between the WFM between the beams of the ring interferometer, distorted by the low-frequency process 34 (solid line) and the phase difference 35, formed by operational amplifiers (dashed line). The WFM phase difference generated by operational amplifiers is an ideal phase difference that is distorted by the low-frequency process in the main phase modulator. Suppose that the signal at each τ - interval is extracted using ADC samples, which are formed in the second part of each τ - interval of the rotation signal. Then the distortion of the phase difference of the WFM can be represented using the areas 36 S 1 , S 2 , S 3 , which are located on the tops of the pulses of the phase difference of the WFM. The distortion of the phase difference lies in the inequality of each other of these areas. The phase difference distortions are fixed with the help of the fourth demodulator, which distinguishes the signal difference between the first and third τ - CB intervals. The degree of distortion of the phase difference of the WFM is determined by the difference in the areas S 1 and S 3 , which is proportional to the signal at the output of the fourth demodulator. With the help of a second demodulator (second feedback loop), SR is extracted. From FIG. Figure 7 shows that when the phase difference of the WFM is distorted by the parasitic LF process in the main phase modulator, a false CP (LSR) appears at the output of the second demodulator (according to the law 1-2, where 1, 2, ... are the numbers of τ - CB intervals). The distortions of the phase difference of the WFM lead to an increase in the amplitude of the pulses of the phase difference, which is perceived by the second feedback loop OS-2 as a change in the efficiency of the main phase modulator. These false changes in the effectiveness of the main phase modulator with the help of the OS-2 circuit change the magnitude of the voltage of the SPN step, that is, the weight weight changes by 1 e.m. DAC, which leads to a change in the scale factor of VOG. The phase difference distortion can be compensated with an additional phase modulator, which has low efficiency. In FIG. 8 shows the structure (topology) of the IOS 37 with the main 38 and two additional phase modulators 39, 40. Based on the first additional phase modulator 39, a fourth feedback loop is organized, which includes the fourth demodulator D4 (D4) 41 (Fig. 9), a generator special signal (GSS) 42, which is fed to the input of the first additional DAC (DACAP1) 43, then the signal from its output is fed to the input of the first additional operational amplifier (DOU1) 44, the voltage from the output of which is fed further to the electrodes of the first additional ph ovogo modulator (DM1) ILE. At the output of the fourth demodulator D4 there is a code that is equal to the difference of the signals in the first and third τ - intervals of each half period of the CB. The fourth feedback loop (OS-4 loop) also includes the fourth regulator (P4) 45 of the signal amplitude at the output of DOU1. The voltage amplitude at the output of DOU1 is regulated by changing the reference current of DTSAP1 until the code becomes equal to zero at the output of D4. The low efficiency of the additional phase modulator is necessary to increase the accuracy of compensation for distortions of the phase difference of the WFM, which are introduced by the main IOS modulator. In FIG. 10 shows the parasitic phase difference 46, which is present between the beams of the FOG ring interferometer with distortions of the WFM phase difference implemented by the main phase modulator of the IOS. Shown here are the phase differences of the rays S 1 , S 2 , S 3 on each τ - interval CB. In FIG. 11 shows the formation of LSR on the VOG photodetector. To illustrate this process, the ideal phase difference of the VFM 23 and the stray phase difference of the VFM 46 are superimposed on the cosine curve, while the signal 48 is present at the photodetector at zero rotation speed, which is completely determined by the distortions of the phase difference of the VFM in the main phase modulator IOS.SLSR is defined as the signal difference (1-2) + (4-5) in the τ intervals of CB. And since the signal difference (LSR amplitude) in these τ intervals varies depending on the intensity of the woofer in the main phase modulator of the IOS, in this case the instability of the gyroscope scale factor appears. LSR changes the DAC reference current and thus changes the price of 1 e.m. (one unit of the least significant bit) or the weight of the highest bit of the DAC in voltage, which is perceived as a change in the efficiency of the main phase modulator of the IOS. This false change in efficiency leads to instability of the FOG scale factor in the presence of parasitic woofers in the main phase modulator of the IOS. To eliminate the instability of the FOG scale factor, it is necessary, using the first additional IOS phase modulator (DM1), to eliminate distortions of the WFM phase difference of the main IOS phase modulator. In FIG. Figure 12 shows the VFM voltage on the main IOS phase modulator and the shape of the special signal 49 generated in the FPGA and then converted to voltage using the first additional DACs (DACAP1) and the first additional operational amplifier (DOU1) for supplying to DM1 to compensate for LSR. Using this voltage supplied to the electrodes of the IOS DM1, the phase difference of the rays of the ring interferometer 50 is formed to compensate for the stray phase difference using the OS-4 circuit, which arises due to distortions of the phase difference of the WFM by the main phase modulator. The voltage shape on the DM1 electrodes is completely determined by the VFM voltage form, which is used in each specific FOG. As an example, consider the voltage of the VFM 22. In FIG. 12 also shows the voltage drops that are responsible for changes in the phase difference at each τ interval of the rotation signal. The change in voltage 51 determines the phase difference introduced by the first additional modulator in the first τ - interval CB Δϕ (τ 1 ). The change in voltage 52 determines the change in the phase difference in the second τ - interval CB Δϕ (τ 2 ). The change in voltage 53 determines the change in the phase difference in the third τ - interval CB Δϕ (τ 3 ). The change in voltage 54 determines the change in the phase difference in the fourth τ - interval CB Δϕ (τ 4 ). The change in voltage 55 determines the change in the phase difference in the fifth τ - interval CB Δϕ (τ 5 ). The change in voltage 56 determines the change in the phase difference in the sixth τ - interval CB Δϕ (τ 6 ). To fully compensate for the LSR, the ratio of the phase difference introduced by DM1 in certain τ - intervals should have quite certain values. These phase difference ratios are determined by the Δ WFM parameter, as well as the length of each τ - interval in which samples are formed to extract the CB amplitude at the first demodulator D1. To completely compensate for LSR, the phase difference ratios Δϕ (τ n ) can take the following values Δϕ (τ 1 ) / Δϕ (τ 3 ) = 1.0 ÷ 2.0, Δϕ (τ 2 ) / Δϕ (τ 1 ) = 1, 0 ÷ 2.0, Δϕ (τ 4 ) / Δϕ (τ 6 ) = 1.0 ÷ 2.0, Δϕ (τ 5 ) / Δϕ (τ 4 ) = 1.0 ÷ 2.0. The specific values of the ratio of the phase differences between the τ - intervals of the CB are determined experimentally during calibration of the device. The amplitude of the LSR is proportional to the size of the code at the output of the fourth demodulator D4. With the right choice of the ratio of the indicated phase differences by adjusting the voltage amplitude at the output of DOU1 by changing the reference current DTSAP1 with the help of regulator P4 in order to reset the code at the output of the demodulator D4 (circuit OS-4), full compensation of LSR, which occurs due to distortion of the difference, is possible WFM phases introduced by the main phase modulator of IOS. The elimination of LSR by the OS-4 circuit ultimately leads to an increase in the stability of the VOG scale factor.

Паразитная НЧ-динамика в основном фазовом модуляторе ИОС является также причиной искажений СПН, которое используется в контуре ОС-1 для компенсации разности фаз Саньяка. На Фиг. 13 показано СПН 57 без искажений НЧ-динамикой в основном фазовом модуляторе с фазовой амплитудой 2Δ, где Δ - параметр ВФМ и СПН с учетом искажений из-за НЧ- динамики 58. Фазовые искажения из-за НЧ - динамики в основном фазовом модуляторе здесь представлены в виде искажений СПН. Иными словами, если бы на электроды идеального фазового модулятора ИОС поступало искаженное СПН, то это было бы эквивалентно фазовым искажениям СПН из-за НЧ - динамики при подаче на него идеального СПН. Искажения СПН из-за НЧ-динамики в основном фазовом модуляторе ИОС также приводит к изменению масштабного коэффициента ВОГ. В этом случае, как и при искажениях разности фаз ВФМ происходит изменение цены по напряжению 1 е.м.р. основного ЦАП ВОГа за счет подстройки его опорного тока при компенсации паразитной разности фаз лучей кольцевого интерферометра контуром ОС-1. Искажения СПН из-за НЧ-динамики заключаются в наложении на идеальное СПН паразитного ступенчатого пилообразного напряжения (ПСГГН). ПСПН имеет тот же период, что и идеальное СПН, а также синхронизированный с ним сброс. На Фиг. 14 показано ПСПН 59 и соответствующее ему паразитная разность фаз лучей кольцевого интерферометра 60, которая определяет изменение масштабного коэффициента ВОГ. На Фиг. 15 показано формирование паразитного сигнала на фотоприемнике при наложении на неискаженную разность фаз ВФМ паразитной разности фаз при наличии ПСПН 60, вносимой основным фазовым модулятором из-за НЧ-динамики. Паразитный сигнал на фотоприемнике 61 имеет частоту равную СВ, амплитуда которого пропорциональна высоте ступеньки ПСПН. Кроме того, паразитный сигнал содержит дополнительный паразитный сигнал 62, который наблюдается при сбросе ПСПН на одном из τ - интервалов СВ. Для определения присутствия в сигнале на фотоприемнике ВОГ паразитного сигнала из-за искажений СПН в ПЛИС формируется пятый демодулятор Д5 (Фиг. 16) 63, который выделяет разностный сигнал на соседних τ - интервалах (в течение первого СПН имеет максимальную амплитуду, а во второй т - интервал амплитуда СПН минимальную амплитуду- сброс СПН). В ПЛИС также формируется генератор специального пилообразного сигнала 64 (ГПС - генератор кода напряжения специальной формы, которое затем подается на электроды 40 второго дополнительного фазового модулятора ДМ2 ИОС), поступающего затем на вход второго дополнительного ЦАП 65 (ДЦАП2), с выхода которого напряжение поступает на вход второго дополнительного операционного усилителя (ДОУ2) 66. Напряжение с выхода ДОУ2 подается на электроды 40 ДМ2. Разность фаз, формируемая ДМ2 предназначена для компенсации паразитной разности фаз, которая формируется при искажениях СПН основным фазовым модулятором. Компенсация паразитной разности фаз осуществляется с помощью регулятора 67 (Р5), который регулирует амплитуду напряжения специальной формы на выходе ДОУ2 с помощью изменения опорного тока ДЦАП2 до тех пор, пока код на выходе демодулятора Д5 не станет равным нулю. Таким образом формируется пятый контур обратной связи на основе ДМ2 (контур ОС-5). На Фиг. 17 показано напряжение 68 на втором дополнительном модуляторе ИОС и вносимая им разность фаз 69 для компенсации искажений СПН основным фазовым модулятором ИОС из-за НЧ-динамики. Здесь предполагается, что паразитное пилообразное напряжение содержит ступеньки одинаковой высоты, то есть фронт пилообразного напряжения нарастает по линейному закону. Поэтому искажения СПН вносят постоянную паразитную разность фаз между лучами кольцевого интерферометра, что помимо изменения масштабного коэффициента приводит и к паразитному смещению нулевого сигнала ВОГ (при малых угловых скоростях выбросы в сигнале ВОГ, обусловленные сбросами ПСПН достаточно редки). Выбросы в сигнале ВОГ из-за сбросов ПСПН также приводят к изменению масштабного коэффициента ВОГ. Кроме того, паразитная НЧ- динамика увеличивает высоту каждой ступеньки СПН независимо от знака угловой скорости. Поэтому при формировании специального пилообразного сигнала необходимо обеспечить уменьшение высоты каждой ступеньки СПН, так как только в этом случае возможна компенсация искажений СПН из-за НЧ-динамики.The stray woofer in the main phase-modulator of the IOS is also the cause of the SPN distortion, which is used in the OS-1 circuit to compensate for the Sagnac phase difference. In FIG. 13 shows SPN 57 without distortion by the woofer in the main phase modulator with a phase amplitude of 2Δ, where Δ is the WFM and SPN parameter taking into account distortions due to the woofer 58. Phase distortion due to the woofer - dynamics in the main phase modulator is presented here in the form of distortions SPN. In other words, if a distorted SPN were supplied to the electrodes of the ideal phase-modulator of the IOS, this would be equivalent to phase distortion of the SPD due to the low frequency dynamics during the supply of an ideal SPN to it. Distortion of SPN due to the woofer in the main phase modulator of the IOS also leads to a change in the scale factor of the FOG. In this case, as with the distortion of the phase difference of the WFM, a change in the price of voltage of 1 e.m. the main DAC of VOG due to the adjustment of its reference current while compensating for the stray phase difference of the rays of the ring interferometer by the OS-1 circuit. Distortion of the SPD due to the woofer consists in imposing a spurious step-like sawtooth voltage (PSGGN) on the ideal SPF. PSPN has the same period as an ideal SPN, as well as a reset synchronized with it. In FIG. 14 shows the PSPN 59 and the corresponding spurious phase difference of the rays of the ring interferometer 60, which determines the change in the scale factor of the FOG. In FIG. Figure 15 shows the formation of a spurious signal at the photodetector when an interfacial phase difference is applied to the undistorted phase difference of the spurious phase difference in the presence of PSPN 60 introduced by the main phase modulator due to the woofer. The spurious signal at the photodetector 61 has a frequency equal to CB, the amplitude of which is proportional to the height of the STPP step. In addition, the parasitic signal contains an additional parasitic signal 62, which is observed when the CAPD is reset on one of the τ - CB intervals. To determine the presence of a parasitic signal in the signal at the VOG photodetector due to STD distortions, a fifth D5 demodulator (Fig. 16) 63 is formed in the FPGA, which selects the difference signal in adjacent τ intervals (during the first STD it has a maximum amplitude, and in the second - interval amplitude SPN minimum amplitude - reset SPN). The FPGA also forms a generator of a special sawtooth signal 64 (GPS - a special form of voltage code generator, which is then fed to the electrodes 40 of the second additional phase modulator DM2 IOS), which then enters the input of the second additional DAC 65 (DTSAP2), from the output of which voltage is supplied to the input of the second additional operational amplifier (DOU2) 66. The voltage from the output of the DOU2 is supplied to the electrodes 40 DM2. The phase difference generated by DM2 is designed to compensate for the stray phase difference, which is formed when the STD is distorted by the main phase modulator. The parasitic phase difference is compensated by the regulator 67 (P5), which regulates the amplitude of the voltage of a special shape at the output of the DOU2 by changing the reference current of the DTSAP2 until the code at the output of the demodulator D5 becomes zero. Thus, the fifth feedback loop is formed based on DM2 (OS-5 loop). In FIG. 17 shows the voltage 68 on the second additional IOS modulator and the phase difference 69 introduced by it to compensate for the SPN distortions by the main IOS phase modulator due to the woofer. Here it is assumed that the parasitic sawtooth voltage contains steps of the same height, that is, the front of the sawtooth voltage increases linearly. Therefore, SPN distortions introduce a constant parasitic phase difference between the beams of the ring interferometer, which, in addition to changing the scale factor, also leads to a parasitic shift of the zero FOG signal (at low angular velocities, the emissions in the FOG signal due to PSPN drops are quite rare). The emissions in the FOG signal due to the discharges of the SARP also lead to a change in the scale factor of the FOG. In addition, the parasitic woofer increases the height of each step of the SPN regardless of the sign of the angular velocity. Therefore, in the formation of a special sawtooth signal, it is necessary to reduce the height of each step of the SPN, since only in this case compensation of the SPN distortions due to the woofer is possible.

В зависимости от интенсивности НЧ-динамики изменение высоты ступенек ПСПН может быть неодинаковой в течение периода ПСПН. Высота ступенек может как возрастать, так и убывать от своего максимального значения в начале периода ПСПН. На Фиг. 18 показано СПН 70 и соответствующая ему паразитная разность фаз 71, подаваемое на электроды ДМ2 с помощью которого компенсируются искажения СПН на основном модуляторе в случае, когда высота его ступенек из-за НЧ - динамики убывает по экспоненциальному закону.Depending on the intensity of the woofer, the change in the height of the steps of the PSPN may be different during the period of the PSPN. The height of the steps can both increase or decrease from its maximum value at the beginning of the period of the CSP. In FIG. Figure 18 shows an SPN 70 and its corresponding parasitic phase difference 71, applied to the DM2 electrodes, which compensate for the SPN distortions on the main modulator in the case when the height of its steps due to the woofer dynamics decreases exponentially.

Литература.Literature.

[1] Lefevre Н. С.et all. «Double closed-loop hybrid fiber gyroscope using digital phase ramp // Optical Fiber Sensors (OFS), 1985, San Diego, CA, January 1, Post Deadline, p. PDS7-1.[1] Lefevre N. C. et all. “Double closed-loop hybrid fiber gyroscope using digital phase ramp // Optical Fiber Sensors (OFS), 1985, San Diego, CA, January 1, Post Deadline, p. PDS7-1.

[2] Pavlath, G.A. Closed-loop fiber optic gyros // Proc. SPIE. 1996. v. 2837. p. 46.[2] Pavlath, G.A. Closed-loop fiber optic gyros // Proc. SPIE. 1996. v. 2837. p. 46.

[3] A.M. Курбатов, P.A. Курбатов «Пути повышения точности волоконно-оптических гироскопов» «Гироскопия и Навигация» УДК 531.383 №1(76). 2012, стр. 102÷121.[3] A.M. Kurbatov, P.A. Kurbatov "Ways to improve the accuracy of fiber-optic gyroscopes" "Gyroscopy and Navigation" UDC 531.383 No. 1 (76). 2012, p. 102 ÷ 121.

[4] A.M. Курбатов «О новых путях совершенствования волоконно-оптических гироскопов с открытым и закрытым контуром обратной связи» «Гироскопия и навигация», №1 (88), 2015[4] A.M. Kurbatov “On new ways of improving fiber-optic gyroscopes with open and closed feedback loops” “Gyroscopy and navigation”, No 1 (88), 2015

[5] A.M. Курбатов, Р.А. Курбатов «Волоконно-оптический гироскоп с контуром обратной связи для стабилизации масштабного коэффициента». Патент РФ RU 2512599 С1 МПК G01C 19/72 (2006.01) №2012145075/28 24.10.2012.[5] A.M. Kurbatov, R.A. Kurbatov “Fiber optic gyroscope with feedback loop for stabilization of the scale factor”. RF patent RU 2512599 C1 IPC G01C 19/72 (2006.01) No. 2012145075/28 10.24.2012.

[6] W.P. Hollinger, R.A. Covacs. Tuned integrated optic modulator on a fiber optic gyroscope. US Patent no. 5,504,580, Apr. 2, 1996.[6] W.P. Hollinger, R.A. Covacs. Tuned integrated optic modulator on a fiber optic gyroscope. US Patent no. 5,504,580, Apr. 2, 1996.

[7] Т.C. Greening, S.H. Khari, M.P. Newlin. Minimal bias switching for fiber optic gyroscope. US Patent no. 7,336,364, Feb. 26, 2008.[7] T.C. Greening, S.H. Khari, M.P. Newlin. Minimal bias switching for fiber optic gyroscope. US Patent no. 7,336,364, Feb. 26, 2008.

[8] A.M. Курбатов, P.A. Курбатов «Способ повышение точности компенсации паразитных эффектов в интегрально-оптических фазовых модуляторах волоконно-оптических гироскопов». Заявка №2016134634 от 25.08.2016 г. Патент РФ №2627015 от 02.08.2017 г.[8] A.M. Kurbatov, P.A. Kurbatov “A way to increase the accuracy of compensation for spurious effects in integrated optical phase modulators of fiber-optic gyroscopes”. Application No. 2016134634 dated 08/25/2016. Patent of the Russian Federation No. 2627015 dated 02/08/2017.

Claims (2)

1. Способ повышения стабильности масштабного коэффициента волоконно-оптического гироскопа, содержащего оптический блок, в состав которого входит интегрально-оптический фазовый модулятор и электронный блок, содержащий фотоприемник, усилитель тока фотоприемника, аналого-цифровой преобразователь, программируемую логическую интегральную схему, аналого-цифровой преобразователь и операционный усилитель для подачи на электроды фазового модулятора суммы напряжений вспомогательной фазовой модуляции для разности фаз лучей в катушке с амплитудами ±[π-Δ] и ±[π+Δ] радиан, где Δ - параметр модуляции, и компенсирующего разность фаз Саньяка ступенчатого пилообразного напряжения, коды которых формируются в программируемой логической схеме, при этом для линеаризации выходной характеристики организован первый контур обратной связи на основе первого демодулятора, выделяющего на своем выходе амплитуду сигнала вращения и включающий в свой состав генератор ступенчатого пилообразного напряжения, при этом для обеспечения стабильности масштабного коэффициента волоконно-оптического гироскопа организован второй контур обратной связи на основе второго демодулятора, выделяющего на своем выходе амплитуду сигнала рассогласования, а для компенсации постоянной составляющей сигнала на выходе усилителя тока фотоприемника используется третий контур обратной связи на основе третьего демодулятора постоянной составляющей сигнала, отличающийся тем, что для повышения стабильности масштабного коэффициента волоконно-оптического гироскопа устраняют ложный сигнал рассогласования с помощью четвертого контура обратной связи на основе четвертого демодулятора и первого дополнительного низкоэффективного фазового модулятора, на который подают напряжение специальной формы для компенсации искажений разности фаз оптических лучей вспомогательной фазовой модуляции, вносимой основным фазовым модулятором, при этом с помощью регулятора изменяют амплитуду напряжения специальной формы на электродах первого дополнительного модулятора с целью обнуления сигнала на выходе четвертого демодулятора.1. A method of increasing the stability of the scale factor of a fiber-optic gyroscope containing an optical unit, which includes an integrated optical-phase modulator and an electronic unit containing a photodetector, a photodetector current amplifier, an analog-to-digital converter, a programmable logic integrated circuit, and an analog-to-digital converter and an operational amplifier for supplying to the electrodes of the phase modulator the sum of the voltages of the auxiliary phase modulation for the phase difference of the rays in the coil with amp ± ± π-Δ] and ± [π + Δ] radians, where Δ is the modulation parameter, and of the step-like sawtooth voltage compensating the Sagnac phase difference, the codes of which are generated in a programmable logic circuit, while the first feedback loop is organized to linearize the output characteristic based on the first demodulator, which selects the amplitude of the rotation signal at its output and includes a step-sawtooth voltage generator, while ensuring the stability of the scale factor of the fiber optic a second feedback loop is organized on the basis of the second demodulator, which selects the amplitude of the mismatch signal at its output, and a third feedback loop based on the third demodulator of the DC component of the signal is used to compensate for the constant component of the signal at the output of the photodetector current amplifier, characterized in that to increase stability the scale factor of the fiber optic gyroscope eliminate the false mismatch signal using the fourth feedback loop n based on the fourth demodulator and the first additional low-efficiency phase modulator, to which a voltage of a special form is applied to compensate for distortions of the phase difference of the optical rays of the auxiliary phase modulation introduced by the main phase modulator, while using the regulator, the voltage amplitude of the special form on the electrodes of the first additional modulator is changed to zero signal at the output of the fourth demodulator. 2. Способ повышения стабильности масштабного коэффициента волоконно-оптического гироскопа по п.1, отличающийся тем, что корректируют напряжение старшего разряда цифроаналогового преобразователя с помощью пятого контура обратной связи на основе пятого демодулятора и второго низкоэффективного фазового модулятора, на электроды которого подают напряжение специальной формы для компенсации искажений разности фаз оптических лучей основным фазовым модулятором при подаче на него ступенчатого пилообразного напряжения, использующегося для компенсации разности фаз Саньяка, при этом амплитуду напряжения специальной формы на электродах второго дополнительного фазового модулятора изменяют с помощью регулятора с целью обнуления сигнала на выходе пятого демодулятора.2. A method for increasing the stability of the scale factor of a fiber-optic gyroscope according to claim 1, characterized in that the voltage of the highest discharge of the digital-to-analog converter is corrected using the fifth feedback loop based on the fifth demodulator and the second low-efficiency phase modulator, the electrodes of which are supplied with a special form of voltage compensation of distortions of the phase difference of optical rays by the main phase modulator when a step-like sawtooth voltage is applied to it, which is used to ompensatsii Sagnac phase difference, the amplitude of the voltage on the special shape of the second additional electrodes of the phase modulator can be changed via the controller with the aim of zero at the output of the fifth demodulator.
RU2017146014A 2017-12-26 2017-12-26 Method of increasing stability of scale factor of fiber optic gyroscope RU2671377C1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2017146014A RU2671377C1 (en) 2017-12-26 2017-12-26 Method of increasing stability of scale factor of fiber optic gyroscope

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2017146014A RU2671377C1 (en) 2017-12-26 2017-12-26 Method of increasing stability of scale factor of fiber optic gyroscope

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2671377C1 true RU2671377C1 (en) 2018-10-30

Family

ID=64103459

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2017146014A RU2671377C1 (en) 2017-12-26 2017-12-26 Method of increasing stability of scale factor of fiber optic gyroscope

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2671377C1 (en)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2000040927A1 (en) * 1998-12-31 2000-07-13 Honeywell Inc. Kerr effect compensation for an interferometric fiber optic gyroscope
RU2566412C1 (en) * 2014-06-30 2015-10-27 Федеральное государственное унитарное предприятие "Центр эксплуатации объектов наземной космической инфраструктуры" Method to increase accuracy of fibre-optic gyroscope due to suppression of parasitic effects in integral-optical phase modulators
US9557175B2 (en) * 2013-07-16 2017-01-31 Honeywell International Inc. Fiber optic gyroscope dead band error suppression
RU2627015C1 (en) * 2016-08-25 2017-08-02 Федеральное государственное унитарное предприятие "Центр эксплуатации объектов наземной космической инфраструктуры" Way to improve the accuracy of compensation of parasitic effects in integrated-optical phase modulators of fiber-optic gyroscopes

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2000040927A1 (en) * 1998-12-31 2000-07-13 Honeywell Inc. Kerr effect compensation for an interferometric fiber optic gyroscope
US9557175B2 (en) * 2013-07-16 2017-01-31 Honeywell International Inc. Fiber optic gyroscope dead band error suppression
RU2566412C1 (en) * 2014-06-30 2015-10-27 Федеральное государственное унитарное предприятие "Центр эксплуатации объектов наземной космической инфраструктуры" Method to increase accuracy of fibre-optic gyroscope due to suppression of parasitic effects in integral-optical phase modulators
RU2627015C1 (en) * 2016-08-25 2017-08-02 Федеральное государственное унитарное предприятие "Центр эксплуатации объектов наземной космической инфраструктуры" Way to improve the accuracy of compensation of parasitic effects in integrated-optical phase modulators of fiber-optic gyroscopes

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPS61234364A (en) Magneto-optic current measuring device and drift compensating method thereof
RU2444704C1 (en) Fibre-optic gyroscope
CN110657795A (en) Y waveguide half-wave voltage compensation system of single DAC (digital-to-analog converter) fiber-optic gyroscope
JPH0587580A (en) Optical-fiber sagnac interferometer for measuring rotational speed
US5530545A (en) Method for reducing random walk in fiber optic gyroscopes
JPH06300572A (en) Method for compensating variation in wavelength of light source of optical fiber interferometer and variation in standard coefficient
RU2512599C1 (en) Method of improving accuracy of closed-loop fibre-optic gyroscope
RU2620933C1 (en) Fiber optic gyroscope with a large dynamic range of measurement of angular speeds
RU2671377C1 (en) Method of increasing stability of scale factor of fiber optic gyroscope
RU2627015C1 (en) Way to improve the accuracy of compensation of parasitic effects in integrated-optical phase modulators of fiber-optic gyroscopes
JPH04130212A (en) Optical fiber interferometer for measurement of rotational speed
RU2500989C2 (en) Electronic unit for fibre-optic gyroscope
RU2566412C1 (en) Method to increase accuracy of fibre-optic gyroscope due to suppression of parasitic effects in integral-optical phase modulators
RU2627020C1 (en) Method for improving accuracy of fiber-optic gyroscopes under vibration influence
RU2246097C2 (en) Method of phase modulation in ringular interferometer of fiber-optic gyro
RU2160885C1 (en) Method of stabilization of scale factor of fiber-optical gyroscope
RU2512598C1 (en) Method of reducing precision readiness time of fibre-optic gyroscope
RU2676944C1 (en) Small-size angular velocity vector meter on the basis of a fiber-optic gyroscope
RU2194245C2 (en) Method for carrying out optical fiber gyroscope ring interferometer beam phase modulation
JPS6212811A (en) Angular speed meter using optical interference
US7324206B2 (en) Method for determination/compensation of bias errors/random walk errors induced by the light source in fiber-optic Sagnac interferometers
Kurbatov New methods to improve the performance of open and closed loop fiber-optic gyros
RU2160886C1 (en) Procedure of processing of information of fiber-optical gyroscope
CA2061904C (en) Phase modulated fiber optic gyro accommodating angular rate reversals
RU2194246C1 (en) Method for processing optical fiber gyroscope ring interferometer signal

Legal Events

Date Code Title Description
PC43 Official registration of the transfer of the exclusive right without contract for inventions

Effective date: 20200826