RU2628876C1 - Способ пространственно-временного приема сигналов с аналоговой модуляцией с отслеживанием изменяющегося направления на источник сигнала - Google Patents

Способ пространственно-временного приема сигналов с аналоговой модуляцией с отслеживанием изменяющегося направления на источник сигнала Download PDF

Info

Publication number
RU2628876C1
RU2628876C1 RU2016123526A RU2016123526A RU2628876C1 RU 2628876 C1 RU2628876 C1 RU 2628876C1 RU 2016123526 A RU2016123526 A RU 2016123526A RU 2016123526 A RU2016123526 A RU 2016123526A RU 2628876 C1 RU2628876 C1 RU 2628876C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
vector
signal
phase distribution
amplitude
parameters
Prior art date
Application number
RU2016123526A
Other languages
English (en)
Inventor
Алексей Александрович Косогор
Юрий Георгиевич Попов
Станислав Игоревич Федотов
Анатолий Сергеевич Юниченко
Original Assignee
Российская Федерация, от имени которой выступает Министерство обороны Российской Федерации
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Российская Федерация, от имени которой выступает Министерство обороны Российской Федерации filed Critical Российская Федерация, от имени которой выступает Министерство обороны Российской Федерации
Priority to RU2016123526A priority Critical patent/RU2628876C1/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2628876C1 publication Critical patent/RU2628876C1/ru

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems

Landscapes

  • Radio Transmission System (AREA)

Abstract

Изобретение относится к радиоприемной технике и может быть использовано в авиационных системах радиосвязи МВ-ДМВ диапазона. Способ предлагает одновременное выполнение следующих операций: оценку вектора текущих значений параметров сигнала
Figure 00000079
методом нелинейной фильтрации с использованием оценки вектора амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах антенной системы
Figure 00000080
; оценку вектора амплитудно-фазового распределения сигнала
Figure 00000080
с использованием алгоритма линейной фильтрации и с использованием оценки вектора текущих значений параметров сигнала
Figure 00000079
, а также параметров алгоритма линейной фильтрации AH и RH, полученных в результате адаптации; адаптацию априорно неизвестных параметров алгоритма линейной фильтрации AH и RH вектора амплитудно-фазового распределения сигнала
Figure 00000080
методом максимального правдоподобия с использованием оценки вектора текущих значений параметров сигнала
Figure 00000079
, а также оценки вектора амплитудно-фазового распределения сигнала
Figure 00000080
. Технический результат заключается в повышении чувствительности радиоприемных трактов авиационных систем радиосвязи МВ-ДМВ диапазона за счет использования алгоритма линейной фильтрации для оценки вектора амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах антенной системы. 5 ил.

Description

Изобретение относится к радиоприемной технике и может быть использовано в авиационных системах радиосвязи метрового-дециметрового (МВ-ДМВ) диапазона.
Способ позволяет выполнять прием сигналов с аналоговой модуляцией при изменяющемся направлении на источник сигнала путем адаптивной подстройки весовых коэффициентов антенной решетки (АР). Его использование при построении радиоприемных трактов авиационных систем радиосвязи МВ-ДМВ диапазона позволяет повысить чувствительность радиоприемного тракта.
Известны следующие способы адаптивной подстройки весовых коэффициентов АР, позволяющие выполнять отслеживание изменяющегося направления на источник сигнала: градиентный алгоритм минимума среднеквадратической ошибки (СКО) и его модификации [1 - Монзинго Р.А., Миллер Т.У. Адаптивные антенные решетки: Введение в теорию / Пер. с англ. - М.: Радио и связь, 1986, с. 134; 2 - Уидроу Б., Стирнз С.Адаптивная обработка сигналов / Пер. с англ. - М.: Радио и связь, 1989, с. 342], рекуррентный алгоритм по минимуму взвешенной СКО [1, с. 265], алгоритм калмановской фильтрации [1, с. 269; 3 - Ефименко B.C., Харисов В.Н., Котов А.А. Калмановская фильтрация весовых коэффициентов адаптивной антенной решетки. - Радиотехника, 2009. №7, с. 139].
Адаптивная подстройка весовых коэффициентов АР с использованием градиентного алгоритма минимума СКО выполняется в соответствии с выражением:
Figure 00000001
,
где
Figure 00000002
- вектор весовых коэффициентов АР;
μH - коэффициент адаптации;
Figure 00000003
- вектор входного сигнала;
* - операция комплексного сопряжения;
d(t) - опорный сигнал;
T - операция транспонирования.
Адаптивная подстройка весовых коэффициентов АР с использованием рекуррентного алгоритма по минимуму взвешенной СКО выполняется в дискретном времени в соответствии с выражениями:
Figure 00000004
,
Figure 00000005
,
где α - коэффициент экспоненциального забывания.
Адаптивная подстройка весовых коэффициентов АР с использованием алгоритма калмановской фильтрации выполняется в соответствии с выражениями:
Figure 00000006
,
Figure 00000007
,
где AH(t) - матрица, характеризующая динамические свойства вектора весовых коэффициентов АР в модели состояния;
RH(t) - корреляционная матрица ошибок фильтрации вектора весовых коэффициентов АР;
N0 - спектральная плотность мощности гауссовского белого шума модели наблюдения;
NH(t) - матрица спектральных плотностей мощности гауссовских белых шумов модели состояния;
H - операция эрмитова сопряжения.
К недостаткам этих способов-аналогов относится то, что для адаптивной подстройки весовых коэффициентов АР в течение сеанса связи источнику сигнала необходимо выполнять передачу опорного сигнала в виде специальных тренировочных последовательностей (пилот-сигналов), что при организации авиационных систем радиосвязи МВ-ДМВ диапазона не предусмотрено.
Способом, не требующим наличия опорного сигнала и наиболее близким по технической сущности к заявляемому способу, является способ нелинейной фильтрации информационного сообщения при неизвестном направлении на источник сигнала [4 - Перов А.И. Статистическая теория радиотехнических систем. Учебное пособие для вузов. - М.: Радиотехника, 2003., с. 384], взятый за прототип. Этот способ использует метод локальной гауссовской аппроксимации марковской теории нелинейной фильтрации для одновременной оценки параметров сигнала, включая информационное сообщение, и угла, характеризующего направление на источник сигнала. В [4, с. 484] дано решение для случая линейной эквидистантной АР, где элементы вектора амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах АР
Figure 00000008
выражаются через угол αS(t), который образует плоская электромагнитная волна, излучаемая источником сигнала, с осью АР:
Figure 00000009
,
где d - расстояние между элементами АР;
λ0 - длина волны принимаемого сигнала.
Совместная оценка вектора параметров сигнала
Figure 00000010
, включая информационное сообщение, и угла направления на источник сигнала выполняется в соответствии с выражениями для непрерывного времени:
Figure 00000011
,
Figure 00000012
,
Figure 00000013
,
Figure 00000014
,
где
Figure 00000015
- вектор оценки параметров сигнала, включающий оценку информационного сообщения
Figure 00000016
;
Figure 00000017
- векторная функция, характеризующая динамические свойства вектора
Figure 00000018
в модели состояния;
Figure 00000019
- оценка сигнала;
Figure 00000020
- оценка угла αS(t);
Rλ(t) - корреляционная матрица ошибок фильтрации вектора
Figure 00000021
;
Nλ(t) - матрица спектральных плотностей мощности гауссовских белых шумов модели состояния вектора
Figure 00000022
;
FαS - коэффициент, характеризующий динамические свойства процесса αS(t) в модели состояния;
RαS(t) - дисперсия фильтрации процесса αS(t);
Figure 00000023
- односторонняя спектральная плотность мощности гауссовского белого шума модели состояния процесса αS(t).
Приведенный способ в условиях применения его в радиоприемном тракте авиационных систем радиосвязи обладает следующими недостатками:
- детерменированная зависимость Hi(αS(t)) имеет существенно нелинейный характер. При рассмотрении конформной АР, используемой в авиационных радиоприемных трактах, эта зависимость еще более усложняется. Это приводит к необходимости аппроксимации производной
Figure 00000024
конечной разностью
Figure 00000025
[4, с. 386], что влияет на точность оценки αS(t);
- детерменированные зависимости Hi(αS(t)) не позволяют адаптироваться к изменяющимся во времени амплитудно-фазовым характеристикам приемных каналов радиоприемного тракта вследствие движения источника сигнала, а также изменения во времени фазочастотных характеристик полосовых фильтров в радиоприемных устройствах. Это делает необходимым постоянно выполнять калибровку приемных каналов с учетом диаграмм направленности антенных элементов и корректировать зависимости Hi(αS(t)) с помощью комплексных поправочных коэффициентов;
- не указывается способ преодоления априорной неопределенности в выборе коэффициентов FαS и RαS(t).
Указанные недостатки делают затруднительным или невозможным применение известных способов для повышения чувствительности радиоприемных трактов авиационных систем радиосвязи МВ-ДМВ диапазона при использовании приема на АР.
Предлагаемый способ направлен на устранение перечисленных недостатков известных способов. Задачей, на решение которой направлен предлагаемый способ, является повышение чувствительности радиоприемных трактов авиационных систем радиосвязи МВ-ДМВ диапазона при использовании приема на АР.
Для решения поставленной задачи предлагается способ пространственно-временного приема сигналов с аналоговой модуляцией с отслеживанием изменяющегося направления на источник сигнала, заключающийся в том, что осуществляют оценку вектора текущих значений параметров сигнала и оценку вектора амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах антенной системы.
Согласно изобретению, оценку вектора амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах антенной системы осуществляют с использованием алгоритма линейной фильтрации, а адаптацию априорно неизвестных параметров алгоритма линейной фильтрации вектора амплитудно-фазового распределения сигнала осуществляют методом максимального правдоподобия.
Техническим результатом является повышение чувствительности радиоприемных трактов авиационных систем радиосвязи МВ-ДМВ диапазона за счет использования алгоритма линейной фильтрации для оценки вектора амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах антенной системы.
Сочетание отличительных признаков и свойства предлагаемого способа из литературы неизвестны, поэтому он соответствует критериям новизны и изобретательского уровня.
На фигуре 1 представлена структурная схема устройства, функционирующего по предлагаемому способу.
На фигурах 2-5 представлены результаты численного моделирования работы устройства, функционирующего согласно предлагаемому способу при приеме сигналов аналоговой авиационной радиосвязи для классов излучений A3E, F3E.
По предлагаемому способу осуществляют одновременное выполнение следующих операций:
- оценку вектора текущих значений параметров сигнала с использованием метода нелинейной фильтрации;
- оценку вектора амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах антенной системы с использованием алгоритма линейной фильтрации;
- адаптацию априорно неизвестных параметров алгоритма линейной фильтрации вектора амплитудно-фазового распределения сигнала с использованием метода максимального правдоподобия.
Рассмотрим предлагаемый способ оптимального пространственно-временного приема сигнала с отслеживанием изменяющегося направления на источник сигнала. С учетом структурной схемы устройства, функционирующего по предлагаемому способу (фигура 1), проведем теоретическое обоснование предлагаемого способа.
В аналоговой авиационной радиосвязи МВ-ДМВ диапазонов используются сигналы с аналоговыми амплитудной (AM), фазовой (ФМ) и частотной (ЧМ) модуляциями. В соответствии с классификацией Международного Союза Электросвязи, данные сигналы определены как следующие классы излучений: А3Е - двухполосная одноканальная телефония, F3E - одноканальная телефония с частотной модуляцией, G3E - одноканальная телефония с фазовой модуляцией.
Аналогично способу-прототипу, предлагаемый способ использует метод локальной гауссовской аппроксимации марковской теории нелинейной фильтрации. Для использования указанного метода определим математические модели сигнала и его параметров, математическую модель амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах приемной АР, а также математическую модель наблюдаемого сообщения.
Для сигналов аналоговой авиационной радиосвязи МВ-ДМВ диапазонов модель комплексной огибающей сигнала
Figure 00000026
априорно известна:
Figure 00000027
где
Figure 00000028
и
Figure 00000029
- физическая огибающая и начальная фаза сигнала.
Уравнения состояния для вектора параметров (амплитуда, частота, начальная фаза) сигнала
Figure 00000030
описываются системой стохастических дифференциальных уравнений [5 - Силяков В.А., Красюк В.Н. Системы авиационной радиосвязи: Учебное пособие / под ред. В.А. Силякова; СПбГУАП. СПб., 2004, с. 41; 6 - Тихонов В.И., Кульман Н.К. Нелинейная фильтрация и квазикогерентный прием сигналов. - М.: Сов. радио, 1975, с. 540]
Figure 00000031
где
Figure 00000032
- векторный белый гауссовский шум с корреляционной функцией
Figure 00000033
.
Динамические и случайные характеристики амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах приемной АР можно определить стохастическим уравнением состояния вектора
Figure 00000034
[1, с. 273]:
Figure 00000035
где AH(t) - матрица состояния, характеризующая динамические свойства вектора
Figure 00000036
;
Figure 00000037
- образующий белый шум, характеризующий случайный характер изменения вектора
Figure 00000036
.
Для записи уравнения наблюдения вектора комплексных огибающих входного сигнала
Figure 00000038
на элементах АР определим следующие условия приема [7 - Ефименко B.C., Харисов В.Н. Оптимальная фильтрация в задачах пространственно-временной обработки и ее характеристики. - РЭ, 1987. Т. 32. №8, с. 1655]:
- прием ведется на антенную систему, состоящую из N элементов, расположенных в точках
Figure 00000039
(начало координат совмещено с точкой ri) с радиус-векторами
Figure 00000040
, на которую воздействует сигнал (источник в точке R0S с радиус-вектором
Figure 00000041
);
- время корреляции комплексной огибающей сигнала много больше времени распространения между элементами антенны;
- волновой фронт сигнала плоский;
- внутренние шумы аппаратуры имеют спектр, примерно постоянный в пределах ширины спектра сигнала, т.е. для них допустима модель белого шума, и являются стационарными гауссовскими взаимно независимыми процессами.
Тогда уравнение наблюдения запишется в виде
Figure 00000042
где элементы вектора
Figure 00000043
:
Figure 00000044
,
γSi(t) - комплексный коэффициент усиления i-го элемента АР в направлении полезного сигнала;
Figure 00000045
- вектор внутренних шумов каналов приемной аппаратуры, полагаемых взаимно независимыми комплексными белыми гауссовскими шумами с корреляционной функцией
Figure 00000046
.
Используя уравнение состояния информационного и сопровождающих параметров (1) и уравнение наблюдения (3), получим уравнения нелинейной фильтрации неизвестных параметров сигнала с использованием локальной гауссовской аппроксимации [7, с. 1657]
Figure 00000047
,
Figure 00000048
где
Figure 00000049
,
Figure 00000050
,
где
Figure 00000051
- элементы вектора
Figure 00000052
.
В [7, с. 1657] показано, что потенциальные характеристики пространственно-временной фильтрации процесса
Figure 00000053
при наблюдении (3) полностью определяются видом сигнала
Figure 00000054
и эквивалентным шумом nЭ(t) со спектральной плотностью
Figure 00000055
. Таким образом, потенциальный выигрыш в чувствительности от пространственной обработки составит
Figure 00000056
и будет зависеть от количества антенных элементов АР и их коэффициентов усиления в направлении полезного сигнала.
Используя уравнения для фильтрации комплексного вектора [8 - Ван Трис Г. Теория обнаружения, оценок и модуляции. Том Ш. Обработка сигналов в радио- и гидролокации и прием случайных гауссовых сигналов на фоне помех. Нью-Йорк, 1971. Под ред. проф. В.Т. Горяинова / Пер. с англ. - М.: «Сов. радио», 1977, с. 635], уравнение состояния вектора амплитудно-фазового распределения (2) и уравнение наблюдения (3), запишем уравнение фильтрации вектора
Figure 00000036
Figure 00000057
,
где
Figure 00000058
- производная по времени от логарифма функции правдоподобия,
RH - корреляционная матрица ошибок фильтрации вектора
Figure 00000059
.
Вычислив производную
Figure 00000060
Figure 00000061
,
получим окончательное уравнение фильтрации вектора
Figure 00000059
Figure 00000062
Матрицы AH(t) и RH(t) в уравнении (5) являются априорно неизвестными. Их оценка может быть получена с использованием адаптации параметров алгоритмов фильтрации случайных процессов методом максимального правдоподобия. В работе [9 - Сосулин Ю.Г, Паршин Ю.Н., Гусев С.И. Адаптация параметров алгоритмов фильтрации случайных процессов методом максимального правдоподобия. - Радиотехника, 1999. №10, с. 67] показано, что для адаптации параметров алгоритмов фильтрации в качестве целевой функции конструктивным является использование условного отношения правдоподобия. Стохастический функционал, характеризующий качество адаптации параметров алгоритма фильтрации, может быть представлен в виде
Figure 00000063
.
С учетом некоррелированности элементов вектора
Figure 00000059
матрицы AH и RH принимаются диагональными, и адаптация выполняется по каждому диагональному элементу aH[ii](t) и rH[ii](t) матриц AH(t) и RH(t) отдельно. Градиенты функционала J(AH,RH,t) по элементам aH[ii] и rH[ii] запишутся в следующем виде
Figure 00000064
Figure 00000065
На основе адаптивного подхода [9, с. 70] из условий оптимальности и уравнения фильтрации вектора
Figure 00000036
(5) получаем уравнения оценки диагональных элементов aH[ii](t) и rH[ii](t) матриц AH(t) и RH(t)
Figure 00000066
,
Figure 00000067
,
Figure 00000068
,
Figure 00000069
где μaH и μrH - коэффициенты адаптации.
Системы уравнений (4), (5) и (6) составляют полную систему уравнений для оптимальной пространственно-временной фильтрации неизвестных параметров сигнала для аналоговой авиационной радиосвязи МВ-ДМВ диапазонов.
Использование локальной гауссовской аппроксимации при разработке способа подразумевает получение текущих оценок
Figure 00000070
, являющихся оптимальными одновременно по двум критериям: минимума СКО и максимума апостериорной плотности вероятности [10 - Тихонов В.И., Харисов В.Н. Статистический анализ и синтез радиотехнических устройств и систем: Учеб. пособие для вузов. - М.: Радио и связь, 1991, с. 313].
Таким образом, оценка информационного сообщения, входящего в число параметров сигнала, будет отвечать критериям минимума СКО и максимума апостериорной плотности вероятности.
Работа устройства, функционирующего по предложенному способу, может быть проиллюстрирована с помощью фигуры 1.
Устройство состоит из:
1 - N-элементной АР;
2 - N-канального когерентного радиоприемного тракта (КРТ);
3 - модуля фильтрации параметров сигнала (МФПС);
4 - модуля фильтрации вектора амплитудно-фазового распределения сигнала (МФАФР);
5 - модуля адаптации параметров алгоритма фильтрации вектора амплитудно-фазового распределения сигнала (МАП).
Входной сигнал через излучатели АР 1 поступает в КРТ 2, где путем когерентных преобразований (полосовой фильтрации, переноса спектра, аналого-цифрового преобразования) преобразуется в вектор комплексных огибающих входного сигнала
Figure 00000071
.
С выхода КРТ 2 вектор комплексных огибающих входного сигнала
Figure 00000071
поступает в МФПС 3, МФАФР 4 и МАП 5.
В МФПС 3 путем нелинейной фильтрации с использованием оценки вектора амплитудно-фазового распределения сигнала
Figure 00000072
формируется вектор оценки информационных и сопровождающих параметров сигнала
Figure 00000073
(4). С выхода МФПС 3 вектор
Figure 00000074
поступает в МФАФР 4 и МАП 5. Одновременно с выхода МФПС 3 на выход устройства поступает оценка информационного сообщения
Figure 00000075
, которая выделяется из вектора
Figure 00000074
.
В МФАФР 4 с использованием алгоритма линейной фильтрации формируется оценка вектора амплитудно-фазового распределения сигнала
Figure 00000076
(5). Линейная фильтрация выполняется с использованием вектора оценки текущих значений параметров сигнала
Figure 00000077
, а также параметров алгоритма линейной фильтрации AH и RH полученных в МАП 5. С выхода МФАФР 4 оценка вектора амплитудно-фазового распределения сигнала
Figure 00000036
поступает в МФПС 3 и МАП 5.
В МАП 5 выполняется адаптация априорно неизвестных параметров AH и RH алгоритма линейной фильтрации вектора амплитудно-фазового распределения с использованием метода максимального правдоподобия (6). При адаптации используются вектор оценки текущих значений параметров сигнала
Figure 00000073
и оценка вектора амплитудно-фазового распределения сигнала
Figure 00000078
. С выходов МАП 5 параметры AH и RH поступают в МФАФР 4.
Для оценки эффективности предлагаемого способа было проведено численное моделирование. Результаты моделирования представлены на фигурах 2…5. При моделировании использовались модели сигналов А3Е, F3E со следующими параметрами.
А3Е: верхняя частота модуляции - 3 кГц; коэффициент амплитудной модуляции - 0,85; модулирующий сигнал - гармоническое колебание с частотой 1 кГц; полоса сигнала - 6 кГц; уровень фазовых шумов генератора несущей частоты - не более минус 100 дБ/Гц при отстройке на 10 кГц.
F3E: верхняя частота модуляции - 3 кГц; пиковая девиация частоты - 5,6 кГц; индекс угловой модуляции - 1,87; модулирующий сигнал -гармоническое колебание с частотой 1 кГц; полоса сигнала - 17,2 кГц; уровень фазовых шумов генератора несущей частоты - не более минус 100 дБ/Гц при отстройке на 10 кГц.
Для моделирования амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах приемной АР использовались координаты конформной 8-элементной АР, расположенной в нижней части фюзеляжа носителя. Влияние фюзеляжа и диаграмм направленности отдельных элементов не учитывалось (γSi=1, i=1…8). При этом потенциальный выигрыш от пространственной обработки составляет 9 дБ. Рассмотрена ситуация, когда источник сигнала движется параллельным курсом с носителем на расстоянии 1 км от приемной АР с относительной скоростью 3600 км/ч.
Погрешность начального определения направления на источник сигнала по азимуту и углу места 3°.
На фигуре 2 сплошной линией изображена полученная в ходе численного моделирования зависимость выходного отношения «сигнал/шум» SNRAM_ВЫХ от входного отношения «сигнал/шум» SNRAM_ВХ для сигнала А3Е при приеме на восьмиэлементную АР. Штриховой линией показана потенциальная зависимость SNRAM_ВЫХ/SNRAM_ВХ с учетом потенциального выигрыша от пространственной обработки.
На фигуре 3 представлены полученные в ходе численного моделирования диаграммы направленности в азимутальной плоскости для сигнала А3Е при приеме на восьмиэлементную АР. Тонкой сплошной линией показана заданная диаграмма направленности, соответствующая направлению на полезный сигнал с погрешностью по азимуту и углу места 3° в начале наблюдения. Штриховой линией показана диаграмма направленности, соответствующая точному направлению на полезный сигнал в конце наблюдения. Толстой сплошной линией показана полученная диаграмма направленности в конце наблюдения.
На фигуре 4 сплошной линией изображена полученная в ходе численного моделирования зависимость выходного отношения «сигнал/шум» SNRFM_ВЫХ от входного отношения «сигнал/шум» SNRFM_ВХ для сигнала F3E при приеме на восьмиэлементную АР. Штриховой линией показана потенциальная зависимость SNRFM_ВЫХ/SNRFM_ВХ с учетом потенциального выигрыша от пространственной обработки.
На фигуре 5 представлены полученные в ходе численного моделирования диаграммы направленности в азимутальной плоскости для сигнала F3E при приеме на восьмиэлементную АР. Тонкой сплошной линией показана заданная диаграмма направленности, соответствующая направлению на полезный сигнал с погрешностью по азимуту и углу места 3° в начале наблюдения. Штриховой линией показана диаграмма направленности, соответствующая точному направлению на полезный сигнал в конце наблюдения. Толстой сплошной линией показана полученная диаграмма направленности в конце наблюдения.
Анализ результатов моделирования алгоритмов пространственно-временного приема сигналов А3Е, F3E показал, что:
- способ обеспечивает выигрыш в чувствительности радиоприемного тракта авиационных систем радиосвязи МВ-ДМВ диапазона, равный потенциальному выигрышу от пространственной обработки минус 1…2 дБ;
- способ обеспечивает прием сигнала при перемещении источника сигнала с относительной скоростью 3600 км/ч на расстоянии от 1 км при погрешности определения направления на источник сигнала по азимуту и углу места 3°.
Таким образом, одновременное выполнение оценки вектора текущих значений параметров сигнала методом нелинейной фильтрации, и оценки вектора амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах антенной решетки с использованием алгоритма линейной фильтрации, и адаптации априорно неизвестных параметров алгоритма линейной фильтрации вектора амплитудно-фазового распределения методом максимального правдоподобия, позволяет повысить чувствительность радиоприемных трактов авиационных систем радиосвязи МВ-ДМВ диапазона.
Предлагаемый способ может быть использован при разработке радиоприемных трактов авиационных систем радиосвязи МВ-ДМВ диапазона, где используются АР с цифровым формированием диаграммы направленности.

Claims (1)

  1. Способ пространственно-временного приема сигналов с аналоговой модуляцией с отслеживанием изменяющегося направления на источник сигнала, при котором осуществляют оценку вектора текущих значений параметров сигнала и оценку вектора амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах антенной системы, отличающийся тем, что оценку вектора амплитудно-фазового распределения сигнала осуществляют с использованием алгоритма линейной фильтрации, а адаптацию априорно неизвестных параметров алгоритма линейной фильтрации вектора амплитудно-фазового распределения сигнала осуществляют методом максимального правдоподобия.
RU2016123526A 2016-06-14 2016-06-14 Способ пространственно-временного приема сигналов с аналоговой модуляцией с отслеживанием изменяющегося направления на источник сигнала RU2628876C1 (ru)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2016123526A RU2628876C1 (ru) 2016-06-14 2016-06-14 Способ пространственно-временного приема сигналов с аналоговой модуляцией с отслеживанием изменяющегося направления на источник сигнала

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2016123526A RU2628876C1 (ru) 2016-06-14 2016-06-14 Способ пространственно-временного приема сигналов с аналоговой модуляцией с отслеживанием изменяющегося направления на источник сигнала

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2628876C1 true RU2628876C1 (ru) 2017-08-22

Family

ID=59744756

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2016123526A RU2628876C1 (ru) 2016-06-14 2016-06-14 Способ пространственно-временного приема сигналов с аналоговой модуляцией с отслеживанием изменяющегося направления на источник сигнала

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2628876C1 (ru)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SU1234981A1 (ru) * 1984-04-09 1986-05-30 Войсковая Часть 25871 Адаптивное устройство дл пространственно-временной обработки фазоманипулированных сигналов
RU94024865A (ru) * 1994-07-01 1996-05-20 Научно-исследовательский институт электротехнических устройств Устройство пространственно-временной компенсации помех
US6115409A (en) * 1999-06-21 2000-09-05 Envoy Networks, Inc. Integrated adaptive spatial-temporal system for controlling narrowband and wideband sources of interferences in spread spectrum CDMA receivers
US6947507B2 (en) * 2000-11-27 2005-09-20 Calamp Corp. Spatial-temporal methods and systems for reception of non-line-of-sight communication signals

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SU1234981A1 (ru) * 1984-04-09 1986-05-30 Войсковая Часть 25871 Адаптивное устройство дл пространственно-временной обработки фазоманипулированных сигналов
RU94024865A (ru) * 1994-07-01 1996-05-20 Научно-исследовательский институт электротехнических устройств Устройство пространственно-временной компенсации помех
US6115409A (en) * 1999-06-21 2000-09-05 Envoy Networks, Inc. Integrated adaptive spatial-temporal system for controlling narrowband and wideband sources of interferences in spread spectrum CDMA receivers
US6947507B2 (en) * 2000-11-27 2005-09-20 Calamp Corp. Spatial-temporal methods and systems for reception of non-line-of-sight communication signals

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Gui et al. Cognitive target tracking via angle-range-Doppler estimation with transmit subaperturing FDA radar
Zardi et al. Artificial intelligence for adaptive and reconfigurable antenna arrays: A review
Aliyu et al. DOA-based Localization Using Deep Learning for Wireless Seismic Acquisition
US10247815B1 (en) Phased array radar system with specular multipath mitigation
RU2728280C1 (ru) Способ функционирования системы импульсно-доплеровских бортовых радиолокационных станций при групповых действиях истребителей
CN113219461A (zh) 基于最大化信噪比毫米波雷达稀疏阵列设计方法
WO2024021440A1 (zh) 一种迭代聚焦式毫米波一体化通信与感知方法
Aldowesh et al. A passive bistatic radar experiment for very low radar cross-section target detection
Hashimoto et al. Adaptive sidelobe cancellation technique for atmospheric radars containing arrays with nonuniform gain
RU2530544C1 (ru) Способ моделирования сигнала, отраженного от земной поверхности, в режиме картографирования реальным лучом
WO2022233888A1 (en) Method for two-dimensional and three-dimensional imaging based on collocated multiple-input multiple-output radars
Peng et al. Angle of arrival estimation in dynamic indoor THz channels with Bayesian filter and reinforcement learning
RU2628876C1 (ru) Способ пространственно-временного приема сигналов с аналоговой модуляцией с отслеживанием изменяющегося направления на источник сигнала
Zhou et al. A Novel SAGE Algorithm for Estimating Parameters of Wideband Spatial Non-Stationary Wireless Channels with Antenna Polarization
RU2738249C1 (ru) Способ формирования принимаемого пространственно-временного сигнала, отраженного от наблюдаемой многоточечной цели при работе радиолокационной системы, и стенд, имитирующий тестовые пространственно-временные сигналы, отраженные от наблюдаемой многоточечной цели, для отработки образца радиолокационной системы
Jiang et al. Phase-only robust minimum dispersion beamforming
CN116680860A (zh) 一种基于场景驱动的雷达航迹模拟方法
Nai et al. Adaptive beamspace processing for phased-array weather radars
Willerton Array auto-calibration
RU2659608C1 (ru) Способ синтеза многолучевой самофокусирующейся адаптивной антенной решетки с использованием параметрической модели корреляционной матрицы принимаемого сигнала
Karlov et al. Evaluation of the accuracy of measuring the radial velocity of a target with an exponential and alternating decrease in phase correlation of the burst radio signal
RU2731875C1 (ru) Адаптивная антенная решетка для бистатической радиолокационной системы
Shukla et al. Millimeter wave hybrid MIMO system channel estimation using variable step size zero attracting LMS
Urzaiz et al. Digital beamforming on receive array calibration: Application to a persistent X-band surface surveillance radar
Liang et al. Target Detection Performance of Distributed MIMO Radar Systems under Non-ideal Conditions

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20180615

NF4A Reinstatement of patent

Effective date: 20190718