RU2582848C2

RU2582848C2 - Method of measuring mean-square values of sinusoidal voltage and meter therefor (versions)

Info

Publication number: RU2582848C2
Application number: RU2015102361/28A
Authority: RU
Inventors: Гарри Романович Аванесян
Original assignee: Гарри Романович Аванесян
Priority date: 2015-01-26
Filing date: 2015-01-26
Publication date: 2016-04-27
Also published as: RU2015102361A

Abstract

FIELD: measuring equipment.

SUBSTANCE: invention relates to electric radio measurements and can be used in designing digital devices for measuring mean square values of sinusoidal signals. Method and its versions is determining parameter of sinusoidal voltage by measuring only its instantaneous value selected strictly at certain moment, which depends on analysed voltage frequency and measured parameter. For example, at moments of time

\frac{1}{8} T, \frac{3}{8} T, \frac{5}{8} T

and

\frac{7}{8} T,

when module of instantaneous value of sinusoidal signal is equal to its root mean square value U_RMS. Main functional units of device implementing method are pulse shaper, period of time meter, interval former, binary codes comparator, analogue-to-digital converter and averaging unit.

EFFECT: enabling implementation of relatively simple digital devices with wide range of measured values.

10 cl, 6 dwg

Description

Изобретение относится к области электрорадиоизмерений и может быть использовано при построении цифровых измерителей среднеквадратических значений синусоидальных сигналов.The invention relates to the field of electro-radio measurements and can be used in the construction of digital meters of mean square values of sinusoidal signals.

Известен способ, который достаточно широко используется в современных цифровых измерителях [Метрология и электрорадиоизмерения в телекоммуникационных системах / Под общей редакцией Б.Н. Тихонова. - М.: Горячая линия. - Телеком, 2007, стр. 160-161, рис. 7.10], согласно которому исследуемое переменное напряжение синусоидальной формы преобразуют в постоянное, как правило, путем его двухполупериодного выпрямления, после чего полученное средневыпрямленное значение преобразуют в цифровой вид, а конечный результат представляют после перемножения цифрового кода средневыпрямленного напряжения на постоянный коэффициент, зависящий от того, какой из параметров (среднеквадратическое или амплитудное значение) следует измерить, например, для получения среднеквадратического значения средневыпрямленное умножают на

.A known method that is widely used in modern digital meters [Metrology and electro-radio measurements in telecommunication systems / Edited by B.N. Tikhonov. - M .: Hot line. - Telecom, 2007, p. 160-161, fig. 7.10], according to which the studied alternating voltage of the sinusoidal shape is converted to direct, as a rule, by its half-wave rectification, after which the obtained average straightened value is converted to digital form, and the final result is presented after the digital code of the average straightened voltage is multiplied by a constant coefficient, depending on which parameter (rms or amplitude) should be measured, for example, to obtain the rms rms multiplied by

.

Недостатками способа являются необходимость выполнения аналоговой операции преобразования переменного напряжения в постоянное, от точности которой зависит конечный результат, а также необходимость выполнения арифметических операций перемножения на постоянные коэффициенты. Разумеется, от аналоговой операции преобразования переменного напряжения в постоянное можно отказаться, преобразуя в цифровой код непосредственно переменное напряжение, и реализовать таким образом в цифровом базисе алгоритм, непосредственно вытекающий из определений средневыпрямленного и/или среднеквадратического значений, см, например [Пат. RU 2298194. Опубл. 27.04.2007. Бюл. №12]. Однако такой подход требует выполнения еще большего количества арифметических операций, например, для получения среднеквадратического значения потребуется выполнить операции возведения в квадрат, суммирования, деления и извлечения квадратного корня.The disadvantages of the method are the need to perform the analog operation of converting AC voltage to DC, the accuracy of which determines the final result, as well as the need to perform arithmetic operations of multiplication by constant coefficients. Of course, the analog operation of converting AC voltage to DC can be discarded by converting directly AC voltage to a digital code, and thus implement in an digital basis an algorithm that directly follows from the definitions of the mean-rectified and / or rms values, see, for example, [Pat. RU 2298194. Publ. 04/27/2007. Bull. No. 12]. However, this approach requires even more arithmetic operations, for example, to obtain the mean square value, you will need to perform the operations of squaring, summing, division and extraction of the square root.

В качестве прототипа выбран способ измерения параметров синусоидального напряжения, согласно которому для определения амплитудного значения измеряют интервал времени между двумя точками полуволны, имеющими равные значения, и далее вычисляют амплитудное или среднеквадратического значение по известной функциональной связи между измеренным временным интервалом и требуемым параметром [Пат. RU 2229138. Опубл. 20.05.2004. Бюл. №14]. Способ позволяет получать информацию о значениях исследуемого напряжения путем измерений только во временной области, исключая таким образом операцию амплитудно-цифрового преобразования напряжения. В то же время его недостатком, ограничивающим применение, является необходимость выполнения относительно сложной арифметической операции вычисления значения тригонометрической функции, связывающей измеренный временной интервал с оцениваемым напряжением. Кроме того, чувствительность способа зависит от выбора уровня, на котором измеряют временной интервал между одноименными точками, что на практике, при фиксированном уровне, приводит к ограничению реального диапазона измерений.As a prototype, a method for measuring sinusoidal voltage parameters was selected, according to which, to determine the amplitude value, the time interval between two half-wave points having equal values is measured, and then the amplitude or root mean square value is calculated from the known functional relationship between the measured time interval and the required parameter [Pat. RU 2229138. Publ. 05/20/2004. Bull. No. 14]. The method allows to obtain information about the values of the investigated voltage by measuring only in the time domain, thus excluding the operation of the amplitude-digital voltage conversion. At the same time, its drawback limiting the application is the need to perform a relatively complex arithmetic operation to calculate the value of a trigonometric function that relates the measured time interval to the estimated voltage. In addition, the sensitivity of the method depends on the choice of the level at which the time interval between the same points is measured, which in practice, at a fixed level, limits the real measurement range.

В состав устройства-прототипа, реализующего известный способ, входят два аналоговых компаратора, синхронизатор, измеритель временных интервалов и функциональный преобразователь. Первые входы аналоговых компараторов объединены и составляют вход устройства, второй вход первого аналогового компаратора является входом порогового уровня, второй вход второго аналогового компаратора соединен с шиной нулевого потенциала, выход первого аналогового компаратора соединен со входом синхронизатора, выход которого соединен с управляющим входом измерителя временных интервалов, информационный вход которого соединен с выходом второго аналогового компаратора, выходы измерителя временных интервалов соединены с соответствующими входами функционального преобразователя, выход которого является выходом устройства [Пат. RU 2229138. Опубл. 20.05.2004. Бюл. №14]. Недостатки устройства обусловлены недостатками способа, это прежде всего необходимость применения функционального преобразователя, служащего для вычисления значений тригонометрических функций, то есть относительная сложность реализации и ограниченный диапазон измерений.The structure of the prototype device that implements the known method includes two analog comparators, a synchronizer, a time interval meter and a functional converter. The first inputs of the analog comparators are combined and make up the input of the device, the second input of the first analog comparator is a threshold level input, the second input of the second analog comparator is connected to the zero potential bus, the output of the first analog comparator is connected to the synchronizer input, the output of which is connected to the control input of the time interval meter, the information input of which is connected to the output of the second analog comparator, the outputs of the time interval meter are connected to the inputs of the functional Converter, the output of which is the output of the device [Pat. RU 2229138. Publ. 05/20/2004. Bull. No. 14]. The disadvantages of the device are due to the disadvantages of the method, first of all, the need to use a functional converter, which serves to calculate the values of trigonometric functions, that is, the relative complexity of the implementation and a limited measurement range.

Технический результат, достигаемый при использовании настоящего изобретения, состоит, главным образом, в упрощении реализации способа и расширении диапазона измерений.The technical result achieved by using the present invention consists mainly in simplifying the implementation of the method and expanding the measurement range.

Технический результат достигается тем, что в способе измерения среднеквадратического значения синусоидального напряжения, согласно изобретению, измеряют период Т синусоидального напряжения, далее в момент перехода напряжением нулевой отметки начинают отсчет k (k = 2, 3, 4) заранее заданных временных интервалов, связанных с периодом Т и следующих друг за другом, в моменты их окончания осуществляют выборки мгновенных значений синусоидального напряжения и измеряют модули напряжения в указанные моменты времени, указанную процедуру осуществляют для n четвертей периода (n≥k) с запоминанием полученных n мгновенных значений напряжения, оценкой среднеквадратического значения является результат усреднения n вышеуказанных модулей мгновенных значений.The technical result is achieved by the fact that in the method of measuring the rms value of the sinusoidal voltage, according to the invention, measure the period T of the sinusoidal voltage, then at the time of the transition voltage zero mark start counting k (k = 2, 3, 4) of predetermined time intervals associated with the period T and following each other, at the moments of their completion, sampling the instantaneous values of the sinusoidal voltage is carried out and the voltage modules are measured at the indicated moments of time, the specified procedure was carried out yayut for n quarters of the period (n≥k) with storing the obtained n instantaneous voltage values, the evaluation of the rms value is the result of averaging n of the above instantaneous value modules.

Для достижения технического результата измеритель среднеквадратического значения синусоидального напряжения, реализующий вышеописанный способ, согласно изобретению, содержит формирователь импульсов, измеритель периода, формирователь временных интервалов, компаратор, аналого-цифровой преобразователь и блок усреднения, выход которого является выходом измерителя среднеквадратического значения, ко входу которого подключены вход формирователя импульсов и информационный вход аналого-цифрового преобразователя, выход которого соединен со входом блока усреднения, выход формирователя импульсов соединен со входом измерителя периода, информационный выход которого соединен с первым входом компаратора, второй вход которого соединен с информационным выходом формирователя временных интервалов, тактовый выход которого соединен с тактовым входом аналого-цифрового преобразователя, первый управляющий вход формирователя временных интервалов соединен с управляющим выходом измерителя периода, а второй управляющий вход соединен с выходом компаратора.To achieve a technical result, the rms sine wave voltage meter implementing the above method according to the invention comprises a pulse shaper, a period meter, a time interval shaper, a comparator, an analog-to-digital converter and an averaging unit, the output of which is the output of the rms meter, the input of which is connected pulse shaper input and information input of an analog-to-digital converter, the output of which is connected n with the input of the averaging unit, the output of the pulse shaper is connected to the input of the period meter, the information output of which is connected to the first input of the comparator, the second input of which is connected to the information output of the shaper of time intervals, the clock output of which is connected to the clock input of the analog-to-digital converter, the first control input the shaper of the time intervals is connected to the control output of the period meter, and the second control input is connected to the output of the comparator.

Кроме того, технический результат достигается тем, что в способе измерения среднеквадратического значения синусоидального напряжения, имеющего период Т, согласно изобретению, в момент перехода напряжением нулевой отметки начинают отсчет k (k = 2, 3, 4) заранее заданных временных интервалов, связанных с периодом T и следующих друг за другом, в моменты их окончания осуществляют выборки мгновенных значений синусоидального напряжения и измеряют модули напряжения в указанные моменты времени, указанную процедуру осуществляют для n четвертей периода (n≥k) с запоминанием полученных n мгновенных значений напряжения, оценкой среднеквадратического значения является результат усреднения n вышеуказанных модулей мгновенных значений.In addition, the technical result is achieved by the fact that in the method of measuring the rms value of a sinusoidal voltage having a period T, according to the invention, at the time of the zero voltage transition, a count k (k = 2, 3, 4) of predetermined time intervals associated with the period T and following each other, at the moments of their completion, samples are taken of the instantaneous values of the sinusoidal voltage and voltage modules are measured at the indicated time instants, the specified procedure is carried out for n quarters of an ode (n≥k) with storing the obtained n instantaneous voltage values, an estimate of the rms value is the result of averaging n of the above instantaneous value modules.

Для достижения технического результата измеритель среднеквадратического значения синусоидального напряжения, реализующий вышеописанный способ, согласно изобретению, содержит формирователь импульсов, формирователь временных интервалов, регистр, компаратор, аналого-цифровой преобразователь и блок усреднения, выход которого является выходом измерителя среднеквадратического значения, ко входу которого подключены вход формирователя импульсов и информационный вход аналого-цифрового преобразователя, выход которого соединен со входом блока усреднения, выход формирователя импульсов соединен с первым управляющим входом формирователя временных интервалов, информационный выход которого соединен с первым входом компаратора, второй вход которого соединен с выходом регистра, тактовый выход формирователя временных интервалов соединен с тактовым входом аналого-цифрового преобразователя, второй управляющий вход формирователя временных интервалов соединен с выходом компаратораTo achieve a technical result, the rms meter of the sinusoidal voltage that implements the above method, according to the invention, comprises a pulse shaper, a time shaper, a register, a comparator, an analog-to-digital converter and an averaging unit, the output of which is the output of the rms meter, to the input of which the input is connected a pulse shaper and an information input of an analog-to-digital converter, the output of which is connected to the input averaging unit, the output of the pulse shaper is connected to the first control input of the shaper of time intervals, the information output of which is connected to the first input of the comparator, the second input of which is connected to the output of the register, the clock output of the shaper of time intervals is connected to the clock input of an analog-to-digital converter, the second control input of the shaper time slots connected to the output of the comparator

Сущность изобретения поясняется графическим материалом. На фиг. 1 показаны временные диаграммы, поясняющие принцип измерений. На фиг. 2 представлена обобщенная функциональная схема измерителя, позволяющего определять среднеквадратические значения сигналов с неизвестным периодом Т, на фиг. 3 - функциональная схема измерителя, позволяющего определять среднеквадратические значения сигналов с заранее известным периодом Т. На фиг. 4 приведена функциональная схема одного из возможных вариантов реализации измерителя, рассчитанного на работу с сигналами с неизвестным периодом, включая схемы измерителя периода и формирователя временных интервалов. На фиг. 5 приведены временные диаграммы, поясняющие принцип действия измерителя, представленного на фиг. 4. На фиг. 6 приведена функциональная схема формирователя временных интервалов, позволяющего формировать менее четырех временных интервалов.The invention is illustrated graphic material. In FIG. 1 is a timing chart explaining a measurement principle. In FIG. 2 shows a generalized functional diagram of a meter that allows you to determine the rms values of signals with an unknown period T, in FIG. 3 is a functional block diagram of a meter that can determine the rms values of signals with a predetermined period T. FIG. Figure 4 shows a functional diagram of one of the possible embodiments of a meter designed to work with signals with an unknown period, including the circuit of a period meter and a shaper of time intervals. In FIG. 5 is a timing chart explaining the principle of operation of the meter shown in FIG. 4. In FIG. Figure 6 shows a functional diagram of a time interval shaper, which allows forming less than four time intervals.

Временные диаграммы (фиг. 1) содержат входной u(t) синусоидальный сигнал с периодом Т и среднеквадратическим значением U_RMS (см. фиг. 1, а), а также временные интервалы x(t) длительностью T/8 и T/4, включая короткие импульсы - импульсы выборки - на границах указанных временных интервалов. Причем на фиг. 1, б показаны импульсы выборки для случая формирования четырех временных интервалов за период, на фиг. 1, в - трех временных интервалов и на фиг. 1, г - двух временных интервалов.Timing diagrams (Fig. 1) contain an input u (t) sinusoidal signal with period T and RMS value U _RMS (see Fig. 1, a), as well as time intervals x (t) of duration T / 8 and T / 4, including short pulses - sampling pulses - at the boundaries of the specified time intervals. Moreover, in FIG. 1b shows the sampling pulses for the case of the formation of four time intervals for the period; in FIG. 1c - three time intervals and in FIG. 1, g - two time intervals.

Функциональная схема по фиг. 2 содержит формирователь 1 импульсов, измеритель 2 периода, формирователь 3 временных интервалов, компаратор 4 двоичных кодов, аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 5 и блок 6 усреднения, выход которого является выходом измерителя среднеквадратического значения, ко входу u(t) которого подключены вход 1 формирователя импульсов и информационный вход АЦП 5, выход которого соединен со входом блока 6 усреднения, выход формирователя 1 импульсов соединен со входом измерителя 2 периода, информационный выход которого соединен с первым входом компаратора 4, второй вход которого соединен с информационным выходом формирователя 3 временных интервалов, тактовый выход которого соединен с тактовым входом АЦП 5, первый управляющий вход формирователя временных интервалов соединен с управляющим выходом измерителя 2 периода, а второй управляющий вход соединен с выходом компаратора 4. Функциональная схема по фиг. 3 содержит формирователь 7 импульсов, формирователь 8 временных интервалов, регистр 9, компаратор 10 двоичных кодов, АЦП 11 и блок 12 усреднения, выход которого является выходом измерителя среднеквадратического значения, ко входу u(t) которого подключены вход формирователя 7 импульсов и информационный вход АЦП 11, выход которого соединен со входом блока 12 усреднения, выход формирователя 7 импульсов соединен с первым управляющим входом формирователя 8 временных интервалов, информационный выход которого соединен с первым входом компаратора 10, второй вход которого соединен с выходом регистра 9, тактовый выход формирователя 8 временных интервалов соединен с тактовым входом АЦП 11, второй управляющий вход формирователя 8 временных интервалов соединен с выходом компаратора 10.The functional diagram of FIG. 2 contains a pulse shaper 1, a period meter 2, a 3 time slot shaper, a 4 binary code comparator, an analog-to-digital converter (ADC) 5 and an averaging unit 6, the output of which is the output of a rms meter, to the input u (t) of which the input is connected 1 pulse shaper and the ADC information input 5, the output of which is connected to the input of the averaging unit 6, the output of the pulse shaper 1 is connected to the input of the period meter 2, the information output of which is connected to the first input of the comparator RA 4, the second input of which is connected to the information output of the shaper 3 time intervals, the clock output of which is connected to the clock input of the ADC 5, the first control input of the shaper of time intervals is connected to the control output of the period 2 meter, and the second control input is connected to the output of the comparator 4. Functional the circuit of FIG. 3 contains a pulse shaper 7, a time shaper 8, a register 9, a binary code comparator 10, an ADC 11 and an averaging unit 12, the output of which is the output of a rms value meter, to the input u (t) of which a pulse shaper 7 input and an ADC information input are connected 11, the output of which is connected to the input of the averaging unit 12, the output of the pulse shaper 7 is connected to the first control input of the time interval shaper 8, the information output of which is connected to the first input of the comparator 10, second input coupled to an output of the register 9, the output clock generator 8 slots connected to the clock input of the ADC 11, the second control input of the 8-slot is connected to the output of the comparator 10.

Функциональная схема по фиг. 4 содержит формирователь 13 импульсов, измеритель 14 периода, компаратор 19 двоичных кодов, формирователь 20 временных интервалов и АЦП 25. Измеритель 14 включает в себя триггер 15, элемент 2И 16, дискриминатор 17 передних фронтов и счетчик 18, выход которого является информационным выходом измерителя 14, управляющим выходом которого является инверсный выход Q2 триггера 15, тактовый вход которого является входом измерителя 14, выход Q1 триггера 15 соединен с первым входом элемента 2И 16 и входом дискриминатора 17, выход которого соединен с обнуляющим входом счетчика 18, выход переполнения PU которого соединен с обнуляющим входом счетчика 15, счетный вход CU1 счетчика 18 соединен с выходом элемента 2И 16, второй вход которого является входом тактовых импульсов CLK1. Формирователь 20 состоит из элемента 2И 21, элемента 2ИЛИ 22, счетчика 23 и делителя частоты 24, выход которого является тактовым выходом С формирователя 20, информационным выходом которого является выход счетчика 20, счетный вход CU2 которого соединен с выходом элемента 2И 21, первый вход которого является первым управляющим входом формирователя 20, вторым управляющим входом которого являются объединенные первый вход элемента 2ИЛИ 22 и вход делителя 24, входом тактовых импульсов CLK2 является второй вход элемента 2И 21, выход элемента 2ИЛИ 22 соединен с обнуляющим входом счетчика 23, второй вход элемента 2ИЛИ 22 является обнуляющим входом формирователя 20 и соединен с выходом Q1 триггера 15, входящего в состав измерителя 14 периодов. Информационный вход DI АЦП 25 объединен со входом формирователя 13 импульсов и является входом измерителя среднеквадратического значения синусоидального напряжения, выход S формирователя 13 соединен со входом измерителя 14 периодов, информационный выход которого соединен с первым информационным входом компаратора 19, со вторым входом которого соединен информационный выход формирователя 20 временных интервалов, выход R компаратора 19 соединен со вторым управляющим входом формирователя 20, первый управляющий вход которого соединен с управляющим выходом выходом Q2 триггера 15, входящего в состав измерителя 14 периодов, тактовый выход формирователя 20 соединен с тактовым входом АЦП 25, выход которого является выходом единичных результатов |U_RMS| измерителя среднеквадратического значения.The functional diagram of FIG. 4 contains a pulse shaper 13, a period meter 14, a binary code comparator 19, a time slot shaper 20, and an ADC 25. The meter 14 includes a trigger 15, a 2I element 16, a leading edge discriminator 17, and a counter 18, the output of which is the information output of the meter 14 whose control output is the inverse output Q2 of the trigger 15, the clock input of which is the input of the meter 14, the output Q1 of the trigger 15 is connected to the first input of the element 2I 16 and the input of the discriminator 17, the output of which is connected to the zeroing input with counter 18, the overflow output PU of which is connected to the zeroing input of the counter 15, the counter input CU1 of the counter 18 is connected to the output of the element 2I 16, the second input of which is the input of clock pulses CLK1. Shaper 20 consists of element 2I 21, element 2 OR 22, counter 23 and frequency divider 24, the output of which is clock output C of driver 20, the information output of which is the output of counter 20, the counting input CU2 of which is connected to the output of element 2I 21, the first input of which is the first control input of the shaper 20, the second control input of which is the combined first input of the element 2 OR 22 and the input of the divider 24, the input of clock pulses CLK2 is the second input of the element 2 AND 21, the output of the element 2 OR 22 is connected to the update -governing input counter 23, the second input element 2 or 22 is zeroed input driver 20 and the output Q1 is connected to a trigger 15, a component of the meter 14 periods. The information input DI of the ADC 25 is combined with the input of the pulse shaper 13 and is the input of the rms value of the sinusoidal voltage, the output S of the shaper 13 is connected to the input of the period meter 14, the information output of which is connected to the first information input of the comparator 19, the information output of the shaper is connected to its second input 20 time intervals, the output R of the comparator 19 is connected to the second control input of the driver 20, the first control input of which is connected to the control they output Q2 trigger 15, which is part of the meter 14 periods, the clock output of the driver 20 is connected to the clock input of the ADC 25, the output of which is the output of the individual results | U _RMS | rms meter.

Временные диаграммы (фиг. 5) содержат входной u(t) синусоидальный сигнал с периодом Т и среднеквадратическим значением U_RMS, импульсы S на выходе формирователя 14, импульсы Q1 на выходе триггера 15, счетные импульсы CU1 на входе счетчика 18, импульсы Q2 на инверсном выходе триггера 15, пакеты счетных импульсов CU2 на входе счетчика 20, текущий код A_i на выходе счетчика 23, импульсы R на выходе компаратора 19 и тактовые импульсы С (импульсы выборки) на выходе делителя 24, подаваемые на тактовый вход АЦП 25.Timing diagrams (Fig. 5) contain an input u (t) sinusoidal signal with period T and rms value U _RMS , pulses S at the output of the driver 14, pulses Q1 at the output of the trigger 15, counting pulses CU1 at the input of the counter 18, pulses Q2 at the inverse trigger output 15, packets of counting pulses CU2 at the input of the counter 20, the current code A _i at the output of the counter 23, pulses R at the output of the comparator 19 and clock pulses C (sampling pulses) at the output of the divider 24 supplied to the clock input of the ADC 25.

Функциональная схема по фиг. 6 содержит элемент 2И 26, элемент 2ИЛИ 27, счетчик 28, делитель частоты 29 и счетчик 30, выход переноса которого соединен с разрешающим входом счетчика 28, выход делителя 29 является тактовым выходом С формирователя, информационным выходом которого является выход счетчика 28, счетный вход которого соединен с выходом элемента 2И 26, первый вход которого является первым управляющим входом формирователя и предназначен для соединения с выходом Q2 триггера 15, вторым управляющим входом которого являются объединенные первый вход элемента 2ИЛИ 27 и вход делителя 29, входом тактовых импульсов CLK2 является второй вход элемента 2И 26, выход элемента 2ИЛИ 27 соединен с обнуляющим входом счетчика 28, второй вход элемента 2ИЛИ 22 является обнуляющим входом формирователя и предназначен для соединения с выходом Q1 триггера 15, входящего в состав измерителя 14 периодов, со вторым входом элемента 2ИЛИ 22 объединен обнуляющий вход счетчика 30, счетный вход которого соединен с выходом делителя 29.The functional diagram of FIG. 6 contains an element 2I 26, an element 2 OR 27, a counter 28, a frequency divider 29 and a counter 30, the transfer output of which is connected to the enable input of the counter 28, the output of the divider 29 is the clock output C of the driver, the information output of which is the output of the counter 28, the counting input of which connected to the output of element 2I 26, the first input of which is the first control input of the driver and is designed to connect to the output Q2 of trigger 15, the second control input of which is the combined first input of element 2 OR 27 and the input divides For 29, the input of clock pulses CLK2 is the second input of element 2 AND 26, the output of element 2 OR 27 is connected to the zeroing input of the counter 28, the second input of element 2 OR 22 is the zeroing input of the driver and is designed to connect to the output Q1 of trigger 15, which is part of the meter 14 periods , with the second input of the element 2 OR 22 is combined the zeroing input of the counter 30, the counting input of which is connected to the output of the divider 29.

Идея заявленного способа измерения среднеквадратического значения синусоидального напряжения состоит в том, что искомое значение U_RMS может быть выражено через фазу синусоиды. Объясняется это тем, что всегда можно найти фазу φ, при которой для всех n (n=1, 2, 3, … N) будет соблюдаться равенство между среднеквадратическим значением гармонической функции и модулем ее мгновенного значения, соответствующего указанной фазе φ:The idea of the claimed method for measuring the rms value of the sinusoidal voltage is that the desired value of U _RMS can be expressed through the phase of the sinusoid. This is explained by the fact that one can always find the phase φ, for which for all n (n = 1, 2, 3, ... N) the equality between the rms value of the harmonic function and the modulus of its instantaneous value corresponding to the specified phase φ will be observed:

Равенство (1) верно при

,

и

. Следовательно, в каждый момент времениEquality (1) is true for

,

and

. Therefore, at every moment in time

модуль мгновенного значения синусоидального сигнала будет равен его среднеквадратическому значению U_RMS. Указанное иллюстрируется графиками по фиг. 1, где показаны временные интервалы длительностью T/8 и T/4 и соответствующие им мгновенные значения. Таким образом, выделяя моменты времени t_x путем слежения за фазой сигнала и определяя значения сигнала в эти моменты времени, можно будет получить выборку, состоящую из единичных оценок U_RMS. Причем, как несложно понять, за период будет получено несколько результатов оценки U_RMS. На приведенных графиках представлены три варианта взятия отсчетов: на графике по фиг. 1, б выборки осуществляются в моменты времени

,

и

(см. п. 1 формулы изобретения); по фиг. 1, в - в моменты времени

,

и

(см. п. 2 формулы изобретения); по фиг. 1, г - в моменты времени

и

(см. п. 3 формулы изобретения). На приведенных графиках показаны соответствующие указанным моментам времени импульсы выборки. В первом случае на один период приходятся четыре выборки, во втором случае - три выборки и в третьем - две. В следующем периоде процесс может как повторяться, так или нет в зависимости от выбранного количества четвертей периода, участвующих в измерениях.the modulus of the instantaneous value of the sinusoidal signal will be equal to its rms value U _RMS . The above is illustrated by the graphs of FIG. 1, which shows time intervals of duration T / 8 and T / 4 and their corresponding instantaneous values. Thus, isolating the instants of time t _x by monitoring the phase of the signal and determining the values of the signal at these instants of time, it will be possible to obtain a sample consisting of unit estimates of U _RMS . Moreover, as it is easy to understand, several U _UMS assessment results will be obtained over the period _. The graphs below show three options for taking samples: in the graph of FIG. 1, b samples are taken at time instants

,

and

(see paragraph 1 of the claims); in FIG. 1, c - at time instants

,

and

(see paragraph 2 of the claims); in FIG. 1, g - at time points

and

(see paragraph 3 of the claims). The graphs below show the sample pulses corresponding to the indicated time instants. In the first case, there are four samples for one period, in the second case, three samples, and in the third, two. In the next period, the process can either be repeated, or not, depending on the selected number of quarters of the period involved in the measurements.

Реализует представленные способы устройство, показанное на фиг. 2. Цикл измерений складывается из двух этапов. На первом этапе происходит измерение периода Т, на втором - формирование временных интервалов заданной длительности и взятие отсчетов сигнала u(t).The device shown in FIG. 2. The measurement cycle consists of two stages. At the first stage, the period T is measured, at the second, the formation of time intervals of a given duration and the taking of signal samples u (t) are taken.

Исследуемый синусоидальный сигнал u(t) поступает на вход формирователя 1 импульсов, где происходит его клиппирование, после чего полученная последовательность импульсов направляется в измеритель 2 периода, в котором происходит оценка величины Т. По окончании измерений периода Т запускается формирователь 3 временных интервалов, предназначенный для формирования временных интервалов длительностью T/8 и Т/4, привязанных к характерным точкам синусоиды, то есть формируются первый интервал длительностью T/8, начинающийся с началом положительной полуволны и последующие интервалы длительностью T/4, идущие друг за другом, как показано на фиг. 1, число которых в зависимости от принятого варианта способа может меняться от одного до трех (см. фиг. 1, б, в, г). При этом, поскольку период T исследуемого сигнала u(t) в общем случае может быть произвольным, предусмотрена операция сравнения формируемых временных интервалов с ранее полученным значением Т, код которого хранится в измерителе 2. Непосредственно процесс сравнения происходит в компараторе 4. Для корректного сравнения, учитывая, что значения временных интервалов отличаются от периода T в 4 и 8 раз, соответствующие цифровые коды, поступающие с формирователя 3, предварительно масштабируются во времени. В результате сравнения при достижении каждого очередного равенства с выхода компаратора 4 на управляющий вход формирователя 3 поступает соответствующий сигнал, используемый для определения границ временных интервалов и выработки импульсов выборки, направляемых на тактовый вход АЦП 5. За счет тактирования АЦП 5 в строго определенные моменты времени t_x согласно (2) на его выходе фиксируются коды единичных измерений среднеквадратического значения U_RMS, которые далее усредняются в блоке 6 (поскольку на вход подается биполярный синусоидальный сигнал, то предполагается, что в структуре АЦП предусмотрено выделение модуля входного напряжения). Оценкой среднеквадратического значения U^* _RMS является результат усреднений N отсчетов АЦП 5, каждый из которых был взят в момент времени t_x. Полученное значение U^* _RMS можно представить в видеThe studied sinusoidal signal u (t) is fed to the input of the pulse shaper 1, where it is clipped, after which the resulting pulse sequence is sent to the period meter 2, in which the value of T is evaluated. After the period T has been measured, the time interval shaper 3 is started, designed to the formation of time intervals of duration T / 8 and T / 4, tied to the characteristic points of the sinusoid, that is, the first interval of duration T / 8 is formed, starting with the beginning of a positive half-waves and subsequent T / 4 intervals, one after the other, as shown in FIG. 1, the number of which, depending on the accepted variant of the method, can vary from one to three (see Fig. 1, b, c, d). Moreover, since the period T of the studied signal u (t) in the general case can be arbitrary, an operation is provided for comparing the generated time intervals with the previously obtained value T, the code of which is stored in meter 2. The comparison process takes place directly in comparator 4. For correct comparison, taking into account that the values of time intervals differ from the period T by 4 and 8 times, the corresponding digital codes coming from the former 3 are scaled in advance. As a result of the comparison, when each successive equality is reached, the output of the comparator 4 sends the corresponding signal to the control input of the shaper 3, which is used to determine the boundaries of time intervals and generate sampling pulses directed to the clock input of the ADC 5. By clocking the ADC 5 at strictly defined times t _x according to (2), on its output, codes of unit measurements of the rms value of U _RMS are recorded, which are further averaged in block 6 (since the input is supplied with a bipolar sinusoidal signal, it is assumed that the ADC structure provides for the selection of the input voltage module). An estimate of the rms value of U ^* _RMS is the result of averaging N samples of the ADC 5, each of which was taken at time t _x . The obtained value of U ^* _RMS can be represented as

где Δt_xn - погрешность определения момента взятия конкретного n-го отсчета.where Δt _xn is the error in determining the moment of taking a particular n-th sample.

В зависимости от того какой из вариантов способа реализуется, в измерителе по фиг. 2 выбирается необходимый алгоритм работы формирователя 3 временных интервалов, то есть функциональная схема устройства не меняется, а изменения вносятся только в процесс формирования временных интервалов. Так, для реализации способа по п. 1 формулы изобретения формирователь 3 должен представлять собой устройство, на выходе которого в течение одного периода появляются четыре импульса, привязанные к началу положительной полуволны синусоиды и следующие друг за другом, при этом первый импульс появляется через время равное T/8 после начала положительной полуволны, а следующие три сдвинуты относительно первого и друг друга на время равное T/4, то есть как это показано на фиг. 1, б. Соответственно для реализации способа по п. 2 формулы изобретения формирователь 3 должен выдавать в течение одного периода три импульса, как показано на фиг. 1, в и для реализации способа по п. 3 формулы - два импульса, как показано на фиг. 1, г.Depending on which variant of the method is implemented, in the meter of FIG. 2, the necessary algorithm for the operation of the shaper of 3 time intervals is selected, that is, the functional diagram of the device does not change, and changes are made only to the process of forming time intervals. So, to implement the method according to claim 1, the shaper 3 should be a device at the output of which four pulses appear during one period, tied to the beginning of the positive half wave of the sine wave and following each other, while the first pulse appears after a time equal to T / 8 after the start of the positive half-wave, and the next three are shifted relative to the first and each other by a time equal to T / 4, that is, as shown in FIG. 1 b Accordingly, to implement the method according to claim 2, the driver 3 must give out three pulses during one period, as shown in FIG. 1, c and for implementing the method according to claim 3 of the formula — two pulses, as shown in FIG. 1 g

В том случае, когда период исследуемого синусоидального сигнала не меняется и заранее известен, способ измерения среднеквадратического значения можно упростить исключая операцию определения периода T, в остальном способ и его варианты (см. п. 7-9 формулы изобретения) будут повторять ранее рассмотренные. Что же касается устройства реализующего способы согласно п. 7-9 формулы изобретения, то оно будет отличаться от показанного на фиг. 2 главным образом отсутствием измерителя периода. Схема такого устройства показана на фиг. 3. Здесь блоки 7, 8, 10, 11 и 12 выполняют те же функции, что и аналогичные блоки в устройстве, представленном на фиг. 2, а введенный в схему регистр 9 предназначен для хранения кода периода исследуемого сигнала.In the case when the period of the studied sinusoidal signal does not change and is known in advance, the method of measuring the mean square value can be simplified by excluding the operation of determining the period T, otherwise the method and its variants (see paragraphs 7-9 of the claims) will repeat the previously considered. As for the device implementing the methods according to p. 7-9 of the claims, it will differ from that shown in FIG. 2 mainly by the lack of a period meter. A diagram of such a device is shown in FIG. 3. Here, blocks 7, 8, 10, 11, and 12 perform the same functions as similar blocks in the device shown in FIG. 2, and the register 9 introduced into the circuit is intended for storing the period code of the studied signal.

Рассмотрим далее работу устройства на примере конкретной реализации измерителя периода и формирователя временных интервалов (см. фиг. 4 и фиг. 5). Входной сигнал u(t) поступает на формирователь 13 импульсов, после чего полученная последовательность импульсов S, имеющая тот же период, что и входной сигнал, направляется в блок 14, представляющий собой измеритель периода. Входной триггер 15 является счетным и выполняет роль делителя на два, на его выходе Q1 формируется последовательность импульсов, длительность которых равна периоду T исследуемого сигнала u(t). При появлении на выходе Q1 высокого логического уровня разрешается счет счетчику 18, на суммирующий вход которого с выхода элемента 2И 16 подается пачка импульсов CU1, полученная из тактовых импульсов CLK1, с периодом следования Δt₁. Счет завершается по заднему фронту импульса Q1. При этом код измеренного периода T фиксируется на разрядных выходах счетчика 18 и подается для сравнения на левый по схеме вход компаратора 19. По окончании счета на инвертирующем выходе триггера 15 появляется высокий логический уровень, длительностью T который запускает формирователь 20 временных интервалов (выход Q2 триггера 15 выполняет роль управляющего выхода измерителя периода). При этом через элемент 2И 21 на суммирующий вход счетчика 23 направляются импульсы CU2, имеющие период Δt₂, и начинается отсчет временного интервала длительностью T/8, для чего период Δt₂ задают в 8 раз меньшим периода тактовых импульсов CLK1 Δt₁. При таком соотношении периодов тактовых импульсов CLK1 и CLK2 наращиваемый на разрядных выходах счетчика 23 код A_i станет равным коду, зафиксированному счетчиком 18, т.е коду измеряемого периода T, через время равное T/8. В результате на выходе компаратора 19 появляется скачок напряжения R, обнуляющий через элемент 2ИЛИ 22 счетчик 23 и фиксирующий конец формируемого интервала времени, после чего счетчик 23 вновь начинает счет поступающих на его суммирующий вход импульсов CU2. Таким образом, за время T будет получено 8 коротких импульсов R, интервалы между которыми составляют T/8. Указанная последовательность импульсов после деления на 2 в делителе 24 частоты преобразуется в последовательность импульсов выборок С, подаваемых на тактовый вход АЦП 25. Длительность импульсов R определяется длительностью переходных процессов, сопровождающих процесс обнуления счетчика 23 и перехода компаратора 19 в исходное состояние неравенства сравниваемых кодов.Let us further consider the operation of the device using the example of a specific implementation of a period meter and a shaper of time intervals (see Fig. 4 and Fig. 5). The input signal u (t) is supplied to the pulse shaper 13, after which the obtained pulse train S, having the same period as the input signal, is sent to block 14, which is a period meter. The input trigger 15 is countable and acts as a divider by two, at its output Q1 a sequence of pulses is formed, the duration of which is equal to the period T of the signal under investigation u (t). When a high logic level appears at the output Q1, the counter 18 is allowed, the summing input of which from the output of element 2I 16 is supplied with a pulse train CU1 obtained from clock pulses CLK1 with a repetition period Δt ₁ . The count ends at the trailing edge of the pulse Q1. At the same time, the code of the measured period T is fixed at the discharge outputs of the counter 18 and is sent for comparison to the left input of the comparator 19. At the end of the count, a high logic level appears on the inverting output of trigger 15, with a duration T that triggers the shaper 20 of time intervals (output Q2 of trigger 15 acts as the control output of the period meter). In this case, through the element 2I 21, pulses CU2 having a period Δt _{2 are} sent to the summing input of the counter 23, and the countdown of the time interval of duration T / 8 begins, for which the period Δt _{2 is} set 8 times smaller than the period of clock pulses CLK1 Δt ₁ . With this ratio of the periods of clock pulses CLK1 and CLK2, the code A _{i that} is incremented at the outputs of the counter 23 becomes equal to the code fixed by the counter 18, i.e., the code of the measured period T, after a time equal to T / 8. As a result, a voltage surge R appears at the output of the comparator 19, resetting the counter 23 through the element 2 OR 22 and fixing the end of the generated time interval, after which the counter 23 again starts counting the pulses CU2 received at its summing input. Thus, in time T, 8 short pulses R will be obtained, the intervals between which are T / 8. The indicated sequence of pulses after dividing by 2 in the frequency divider 24 is converted into a sequence of pulses of samples C supplied to the clock input of the ADC 25. The pulse duration R is determined by the duration of the transients accompanying the resetting of the counter 23 and the transition of the comparator 19 to the initial inequality state of the compared codes.

Для корректной работы описанного устройства (см. фиг. 4) необходимо обнуление счетчика 18 перед началом каждого цикла измерений периода, для чего в схеме предусмотрен дискриминатор 17 передних фронтов, который вырабатывает короткий импульс обнуления в момент формирования переднего фронта импульса Q1 на выходе триггера 15, то есть в момент начала положительной волны синусоиды. Начальная установка триггера 15 выполняется путем его автоматического обнуления, если по какой-либо причине после включения питания устройства он оказался в состоянии высокого логического уровня на выходе. В этом случае счетчик 18 оказывается в режиме счета, и через время необходимое для переполнения на его выходе PU появляется импульс переполнения, обнуляющий триггер 15 и останавливающий счет после перевода указанного триггера в состояние низкого логического уровня на выходе. Что же касается исходного состояния счетчика 23, то он находится в состоянии обнуления под действием высокого логического уровня Q1 в течение каждого этапа измерения периода. Цепи начальной установки делителя 24 на схеме не показаны, однако для его обнуления также может быть использован логический уровень с выхода триггера 15.For the correct operation of the described device (see Fig. 4), it is necessary to zero the counter 18 before the beginning of each cycle of period measurements, for which purpose the circuit includes a leading edge discriminator 17 that generates a short zeroing pulse at the moment of formation of the leading edge of the pulse Q1 at the output of trigger 15, that is, at the moment the positive wave of the sine wave begins. The initial installation of the trigger 15 is performed by automatically resetting it if, for any reason, after turning on the power of the device, it was in a state of high logic level at the output. In this case, the counter 18 is in the counting mode, and after a time necessary for overflow on its PU output, an overflow pulse appears, resetting the trigger 15 and stopping the count after the specified trigger is switched to a low logic level at the output. As for the initial state of the counter 23, it is in a state of zeroing under the action of a high logical level Q1 during each stage of the period measurement. The initial installation circuits of the divider 24 are not shown in the diagram, however, a logic level from the output of trigger 15 can also be used to reset it.

Вышерассмотренный формирователь 20 временных интервалов (см. фиг. 4) ориентирован на получение четырех временных интервалов согласно п. 1 формулы изобретения. Для формирования трех и двух временных интервалов предусмотренных вариантами способа (см. п. 3 и п. 5 формулы изобретения) можно применить формирователь, схема которого показана на фиг. 6. Алгоритм его работы отличается от алгоритма работы формирователя представленного на фиг. 4, главным образом тем, что дополнительным счетчиком 30 ведется счет количества импульсов выборок, число которых равно числу формируемых временных интервалов. При этом коэффициент пересчета счетчика 30 задают равным на единицу больше требуемого количества временных интервалов. В этом случае на выходе переноса счетчика 30 импульс переноса будет появляться с появлением последнего в периоде синусоидального сигнала импульса выборки. Импульс переноса снимает разрешающий логический уровень со входа разрешения счетчика 28 (см. фиг. 6), в связи с чем последний останавливает счет до окончания текущего периода, который возобновляется только по истечение следующего периода.The above-described shaper 20 time intervals (see Fig. 4) is focused on obtaining four time intervals according to paragraph 1 of the claims. To form three and two time intervals provided for by the process variants (see clause 3 and clause 5 of the claims), a shaper can be used, the circuit of which is shown in FIG. 6. The algorithm of its operation differs from the algorithm of the shaper shown in FIG. 4, mainly due to the fact that an additional counter 30 keeps track of the number of sample pulses, the number of which is equal to the number of generated time intervals. In this case, the conversion factor of the counter 30 is set equal to one greater than the required number of time intervals. In this case, the transfer pulse will appear at the counter transfer output 30 with the appearance of the last sample pulse in the period of the sinusoidal signal. The transfer pulse removes the resolving logic level from the input of the resolution of the counter 28 (see Fig. 6), in connection with which the latter stops the account until the end of the current period, which resumes only after the next period.

Целесообразно показать связь погрешности оценки σ[u] искомого среднеквадратического значения U_RMS со случайной ошибкой σ[t_x] задания момента времени t_x, представляющей собой среднеквадратическое отклонение величины t_x от истинного значения. Допуская, что изменение периода Т за время проведения измерений пренебрежимо мало по сравнению с погрешностью σ[t_x], для случая единичной оценки, без усреднения, можно записатьIt is advisable to show the relationship between the error in estimating σ [u] of the desired root mean square value U _RMS and the random error σ [t _x ] of setting the time instant t _x , which is the standard deviation of the value of t _x from the true value. Assuming that the change in the period T during the measurement is negligible compared to the error σ [t _x ], for the case of a single estimate, without averaging, we can write

После вычисления коэффициента влияния имеем:After calculating the coefficient of influence, we have:

Во избежание громоздких записей будем считать исследуемый сигнал совмещенным с началом оси времени (см. фиг. 1), следовательно, можно положить, что t_x принимает одно из следующих значений

,

и

, после подстановки которых в (5) несложно видеть, что модуль функции

при указанных значениях t_x равен

. В связи с чем, если исходить только из абсолютного значения погрешности, будет справедлива записьTo avoid cumbersome recordings, we will consider the signal under study combined with the beginning of the time axis (see Fig. 1), therefore, we can assume that t _x takes one of the following values

,

and

, after substitution of which in (5) it is easy to see that the module of the function

at the indicated values t _x is

. In this connection, if we proceed only from the absolute value of the error, the following will be true:

Полагая, что погрешность формирования временного интервала t_x распределяется по закону Симпсона, свяжем случайную ошибку σ[t_x] с дискретом Δt₂ формирования временного интервала

, после чего представим указанное выражение в окончательной формеAssuming that the error in the formation of the time interval t _{x is} distributed according to the Simpson law, we associate the random error σ [t _x ] with the discrete Δt _{2 of the} formation of the time interval

then we will present the specified expression in final form

Для абсолютной максимальной погрешности Δu имеем:For the absolute maximum error Δu we have:

Практическая ценность формул (7), (8) заключается в том, что они устанавливают связь между погрешностью оценки среднеквадратического значения U_RMS и предельной ошибкой Δt₂, которая определяется техническими возможностями формирователя временных интервалов, главным образом, быстродействием используемой элементной базы. В то же время, если исходить из того, что временной интервал t_x формируется по результатам оценки периода Т, то в тех случаях, когда погрешность Δt₁ оценки периода Т оказывается соизмеримой с погрешностью Δt₂ формирования интервала t_x, необходимо дополнительно учитывать и погрешность вносимую на этапе измерения периода. В частности, предложенный в настоящей работе один из вариантов реализации устройства, представленный на фиг. 4, требует учета погрешности оценки периода Т, поскольку особенности работы данного устройства требуют соблюдения отношения

. В этом случае погрешность σ[t_xx] формирования временного интервала t_x будет выражаться следующим образом:The practical value of formulas (7), (8) lies in the fact that they establish a relationship between the error of the estimate of the mean square value of U _RMS and the marginal error Δt ₂ , which is determined by the technical capabilities of the time interval shaper, mainly, the speed of the used elemental base. At the same time, if we proceed from the fact that the time interval t _x is formed according to the results of the evaluation of the period T, then in cases where the error Δt _{1 of the} estimation of the period T is comparable with the error Δt _{2 of the} formation of the interval t _x , it is necessary to take into account the error introduced at the stage of measuring the period. In particular, one of the embodiments of the device proposed in the present work, presented in FIG. 4, requires taking into account the error in estimating the period T, since the features of the operation of this device require compliance

. In this case, the error σ [t _xx ] of the formation of the time interval t _x will be expressed as follows:

,

где σ[T/8] - случайная погрешность оценки величины T/8.where σ [T / 8] is the random error in estimating the value of T / 8.

Поскольку

, то есть погрешность оценки части периода составляет часть от общей погрешности ΔT, для σ[T/8] можем записатьInsofar as

, that is, the error in estimating part of the period is part of the total error ΔT, for σ [T / 8] we can write

.

Следовательно,Hence,

Таким образом, подставляя результат, полученный в (9), в формулу (6) для вычисления погрешности σ[u], для устройства, приведенного на фиг. 4, без учета усреднений, имеемThus, substituting the result obtained in (9) into formula (6) for calculating the error σ [u] for the device shown in FIG. 4, excluding averaging, we have

.

Соответственно абсолютная максимальная погрешность Δu показанного на фиг. 4 устройстваAccordingly, the absolute maximum error Δu shown in FIG. 4 devices

.

Из приведенных описания способа и функциональных схем измерителей (см. фиг. 1-4) видна как алгоритмическая, так и структурная простота заявленных решений, легкость получения оценки выбранного параметра (основная часть операций выполняется во временной области) и, как следствие, возможность создания простого, надежного и недорогого цифрового измерителя. Единственная арифметическая операция, необходимая для усреднения результатов - это суммирование отсчетов в накапливающем сумматоре, усреднение же результатов может легко производиться без операций деления путем накапливания результатов, число которых кратно 10. Что же касается точности измерений, то из приведенных выше выражений, в частности из (7) и (8), видно, что уменьшение погрешности измерений легко достигается повышением тактовой частоты используемой элементной базы, при условии, что погрешностью квантования вносимой АЦП можно пренебречь. Следует также подчеркнуть, что благодаря особенностям способа, максимальная рабочая частота измерителя определяется не быстродействием АЦП, а дискретом отсчета периода исследуемого сигнала, то есть главным образом быстродействием первого каскада счетчиков, используемых для отсчета и формирования временных интервалов, что безусловно упрощает решение задачи расширения диапазона рабочих частот. Относительно же диапазона измерений в амплитудной области следует указать, что этот диапазон зависит только от разрядности применяемого АЦП и не связан с чувствительностью измерителя.From the above descriptions of the method and functional diagrams of the meters (see Fig. 1-4) one can see both the algorithmic and structural simplicity of the claimed solutions, the ease of obtaining an estimate of the selected parameter (most of the operations are performed in the time domain) and, as a result, the possibility of creating a simple , reliable and inexpensive digital meter. The only arithmetic operation necessary for averaging the results is the summation of the samples in the accumulating adder, but the averaging of the results can easily be done without division operations by accumulating the results, the number of which is a multiple of 10. As for the measurement accuracy, from the above expressions, in particular from ( 7) and (8), it can be seen that a decrease in the measurement error is easily achieved by increasing the clock frequency of the used element base, provided that the quantization error of the introduced ADC can be to fuck. It should also be emphasized that due to the features of the method, the maximum operating frequency of the meter is determined not by the ADC speed, but by the discrete sample of the period of the signal under study, that is, mainly by the speed of the first cascade of counters used to count and form time intervals, which certainly simplifies the solution of the problem of expanding the working range frequencies. Regarding the measurement range in the amplitude region, it should be noted that this range depends only on the bit depth of the ADC used and is not related to the sensitivity of the meter.

Claims

1. A method of measuring the rms value of a sinusoidal voltage, characterized in that they measure the period T of the sinusoidal voltage, then at the time of the transition with a voltage of zero mark, four time intervals following each other begin to count, the duration of the first being T / 8, and the next three - T / 4, at the moments of their completion, samples are taken of the instantaneous values of the sinusoidal voltage and voltage modules are measured at the indicated time instants; the specified procedure is carried out for n quarters of the period (n ≥4) with storing the obtained n instantaneous voltage values, the evaluation of the rms value is the result of averaging n the above instantaneous value modules.

2. A rms sinusoidal voltage meter that implements the method according to claim 1, characterized in that it comprises a pulse shaper, a period meter, a shaper of time intervals, a comparator, an analog-to-digital converter and an averaging unit, the shaper of time intervals being a device at the output of which during one period four pulses appear, tied to the beginning of the positive half-wave of the sine wave and following each other, while the first pulse appears after a time equal to T / 8 after the start of the positive half-wave, and the next three are shifted relative to the first and each other by a time equal to T / 4, the output of the averaging block is the output of the rms meter, the input of which is connected to the input of the pulse shaper and the information input of analog-digital a converter whose output is connected to the input of the averaging unit, the output of the pulse shaper is connected to the input of the period meter, the information output of which is connected to the first input of the comparator, the second input for which it is connected to the information output of the time interval generator, the clock output of which is connected to the clock input of the analog-to-digital converter, the first control input of the time interval generator is connected to the control output of the period meter, and the second control input is connected to the output of the comparator.

3. A method for measuring the rms value of a sinusoidal voltage, characterized in that they measure the period T of the sinusoidal voltage, then at the time of the zero voltage transition, three time intervals following each other begin to be counted, the duration of the first being T / 8, and the next two T / 4, at the moments of their completion, the instantaneous values of the sinusoidal voltage are sampled and the voltage modules are measured at the indicated time points, the specified procedure is carried out for n quarters of the period (n≥3) with storing the obtained n instantaneous voltage values, the evaluation of the rms value is the result of averaging n of the above instantaneous value modules.

4. The measuring instrument of the rms value of the sinusoidal voltage that implements the method according to claim 3, characterized in that it comprises a pulse shaper, a period meter, a shaper of time intervals, a comparator, an analog-to-digital converter and an averaging unit, the shaper of time intervals being a device at the output of which three pulses appear during one period, tied to the beginning of the positive half-wave of the sine wave and following each other, while the first pulse appears h after a time equal to T / 8 after the start of the positive half-wave, and the next two are shifted relative to the first and each other by a time equal to T / 4, the output of the averaging block is the output of the rms meter, the input of which is connected to the input of a pulse shaper and the information input of an analog-to-digital converter the output of which is connected to the input of the averaging unit, the output of the pulse shaper is connected to the input of the period meter, the information output of which is connected to the first input of the comparator, the second input to torogo coupled to an information output of the time slots, the clock output of which is connected to the clock input of the analog-digital converter, a first control input of the slots is connected to the control output of the measuring period, and a second control input connected to the output of the comparator.

5. A method of measuring the rms value of the sinusoidal voltage, characterized in that they measure the period T of the sinusoidal voltage, then at the time of the zero voltage transition, two time intervals following each other begin to count, the duration of the first being T / 8, and the next T / 4, at the moments of their completion, samples of the instantaneous values of the sinusoidal voltage are sampled and the voltage modules are measured at the indicated time points, the specified procedure is carried out for n quarters of the period (n≥2) with remembering the obtained n instantaneous voltage values, the evaluation of the rms value is the result of averaging n of the above instantaneous value modules.

6. The measuring instrument of the rms value of the sinusoidal voltage that implements the method according to claim 5, characterized in that it comprises a pulse shaper, a period meter, a shaper of time intervals, a comparator, an analog-to-digital converter and an averaging unit, the shaper of time intervals being a device at the output of which during one period two pulses appear, tied to the beginning of the positive half-wave of the sine wave and following each other, while the first pulse appears h cut the time equal to T / 8 after the start of the positive half-wave, and the next one is shifted relative to the first by a time equal to T / 4, the output of the averaging block is the output of the rms meter, the input of which is connected to the input of the pulse shaper and the information input of the analog-to-digital converter, the output of which is connected with the input of the averaging unit, the output of the pulse shaper is connected to the input of the period meter, the information output of which is connected to the first input of the comparator, the second input of which is connected information output of the time slots, the clock output of which is connected to the clock input of the analog-digital converter, a first control input of the slots is connected to the control output of the measuring period, and a second control input connected to the output of the comparator.

7. A method for measuring the rms value of a sinusoidal voltage having a period T, characterized in that at the time of the zero voltage transition, counting down four time intervals following each other, the duration of the first equal to T / 8, and the next three - T / 4 , at the moments of their completion, sampling the instantaneous values of the sinusoidal voltage is carried out and the voltage modules are measured at the indicated time instants, the procedure is carried out for n quarters of the period (n≥4) with storing the obtained n values of the voltage, the evaluation of the rms value is the result of averaging n of the above instantaneous value modules.

8. The measuring instrument of the rms value of the sinusoidal voltage that implements the method according to claim 7, characterized in that it comprises a pulse shaper, a time shaper, a register, a comparator, an analog-to-digital converter and an averaging unit, the time shaper being a device at the output of which during one period, four pulses appear, tied to the beginning of the positive half-wave of the sinusoid and following each other, while the first pulse appears through time I equal T / 8 after the start of the positive half-wave, and the next three are shifted relative to the first and each other for a time equal to T / 4, the output of the averaging block is the output of the rms meter, the input of which is connected to the input of the pulse shaper and the information input of the analog-to-digital converter, the output of which is connected to the input of the averaging unit, the output of the pulse shaper is connected to the first control input of the shaper of time intervals, the information output of which is connected to the first input a comparator, the second input of which is connected to the output of the register, the clock output of the shaper of time intervals is connected to the clock input of an analog-to-digital converter, the second control input of the shaper of time intervals is connected to the output of the comparator.

9. A method of measuring the rms value of a sinusoidal voltage having a period T, characterized in that at the time of the zero voltage transition, three time intervals start following one after the other, while the duration of the first is T / 8, and the next two are T / 4 , at the moments of their completion, sampling the instantaneous values of the sinusoidal voltage is carried out and the voltage modules are measured at the indicated time instants, the specified procedure is carried out for n quarters of the period (n≥3) with storing the obtained n instant nnyh voltage values estimate the RMS value is the result of averaging the n instantaneous values of the above modules.

10. A method of measuring the rms value of a sinusoidal voltage having a period T, characterized in that at the time of the transition with a voltage of zero mark, the countdown of two time intervals following each other begins, while the duration of the first is T / 8, and the next is T / 4, at the moments of their completion, the instantaneous values of the sinusoidal voltage are sampled and the voltage modules are measured at the indicated time instants; the specified procedure is carried out for n quarters of the period (n≥2) with storing the obtained n instantaneous x voltage, rms estimate is the result of averaging the n instantaneous values of the above modules.