RU2542939C1 - Direct transform receiver having quadrature three-phase architecture, method for direct signal transform using said receiver and method of controlling tuning of said receiver - Google Patents

Direct transform receiver having quadrature three-phase architecture, method for direct signal transform using said receiver and method of controlling tuning of said receiver Download PDF

Info

Publication number
RU2542939C1
RU2542939C1 RU2013145247/08A RU2013145247A RU2542939C1 RU 2542939 C1 RU2542939 C1 RU 2542939C1 RU 2013145247/08 A RU2013145247/08 A RU 2013145247/08A RU 2013145247 A RU2013145247 A RU 2013145247A RU 2542939 C1 RU2542939 C1 RU 2542939C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
phase
quadrature
input
frequency
digital
Prior art date
Application number
RU2013145247/08A
Other languages
Russian (ru)
Inventor
Виталий Анатольевич Седов
Эдуард Михайлович Каган
Павел Александрович Шилов
Сергей Сергеевич Кутикин
Виктор Демьянович Горегляд
Original Assignee
Общество с ограниченной ответственностью "Алсет Веллен"
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Общество с ограниченной ответственностью "Алсет Веллен" filed Critical Общество с ограниченной ответственностью "Алсет Веллен"
Priority to RU2013145247/08A priority Critical patent/RU2542939C1/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2542939C1 publication Critical patent/RU2542939C1/en

Links

Images

Landscapes

  • Circuits Of Receivers In General (AREA)

Abstract

FIELD: radio engineering, communication.
SUBSTANCE: direct transform receiver having a quadrature three-phase architecture comprises: a radio frequency amplifier, a splitter, first and second balance mixers, a frequency synthesizer, first and second low-pass filters, first and second multiplying digital-to-analogue converters, first, second and third automatic controllers, a converter for converting two-phase voltage to three-phase voltage, a clock generator, first and second analogue-to-digital converters, a data bus register and a microcontroller.
EFFECT: improved image interference rejection while simplifying the device.
5 cl, 5 dwg

Description

Изобретение относится к области радиотехники, в частности к радиоприемным устройствам прямого преобразования, и может быть использовано в составе программно-определяемых радиоприемных устройств (Software Defined Radio), а также смартфонах и планшетных компьютерах для создания встраиваемых программно-аппаратных приложений эфирного приема радио- и телевещательных станций.The invention relates to the field of radio engineering, in particular to direct conversion radio receivers, and can be used as part of software-defined radio receivers (Software Defined Radio), as well as smartphones and tablet computers to create embedded software and hardware applications for radio and television broadcasting stations.

Известно большое количество технических решений, обеспечивающих прием эфирных сигналов, и способов управления настройками радиоприемного устройства. Все их многообразие можно разделить на три большие группы: приемники прямого усиления, гетеродинные приемники, супергетеродинные приемники (см., например, статью Поляков В.Т. Гетеродинный прием. Радиоежегодник-88. М.: ДОСААФ, 1988, с.24), причем настройка таких приемных устройств осуществляется механическим способом с использованием конденсатора переменной емкости или вариометра, с помощью которого осуществляется плавное изменение индуктивности.There are a large number of technical solutions for the reception of broadcast signals, and methods for controlling the settings of the radio receiving device. All their diversity can be divided into three large groups: direct amplification receivers, heterodyne receivers, superheterodyne receivers (see, for example, the article Polyakov VT, heterodyne reception. Radio Yearbook-88. M .: DOSAAF, 1988, p.24), moreover, the adjustment of such receiving devices is carried out mechanically using a capacitor of variable capacitance or a variometer, with the help of which a smooth change in inductance is carried out.

Известны приемники прямого усиления, описанные в монографии Ершов В.К. Простые приемники прямого усиления на транзисторах. М.: ДОСААФ, 1972. Эти приемники, несмотря на свою простоту, не получили широкого распространения из-за низкой селективности и чувствительности.Known direct gain receivers described in the monograph V. Yershov Simple direct gain transistor receivers. M .: DOSAAF, 1972. These receivers, despite their simplicity, are not widely used due to their low selectivity and sensitivity.

Известны супергетеродинные приемники, описанные, например, в патентах РФ №2062547, 2379836, 2381621, патентах США №4661995, 4776040, 5280639, книге Проектирование радиоприемных устройств. Под ред. А.П. Сиверса. М: Советское радио, 1976.Known superheterodyne receivers are described, for example, in RF patents No. 2062547, 2379836, 2381621, US patents No. 4666995, 4776040, 5280639, book Design of radio receivers. Ed. A.P. Sivers. M: Soviet Radio, 1976.

Недостатком этого класса приемников является наличие зеркального канала приема и необходимость использования фильтра сосредоточенной селекции (ФСС) для получения необходимой избирательности по соседнему каналу. Применение такого фильтра (керамического, кварцевого, на LC-элементах) препятствует созданию таких приемников в микроэлектронном исполнении.The disadvantage of this class of receivers is the presence of a mirror receiving channel and the need to use a concentrated selection filter (FSS) to obtain the necessary selectivity for the adjacent channel. The use of such a filter (ceramic, quartz, on LC-elements) prevents the creation of such receivers in microelectronic design.

Известны приемники с прямым преобразованием частоты, приемники с нулевой (Zero-IF) или близкой к нулевой (Low-IF) промежуточной частотой или в отечественной терминологии асинхронные гетеродинные приемники, описанные, например, в работах Tony J. Rouphael. RF and Digital Signal Processing for Software-Defined Radio: A Multi-Standard Multi-Mode Approach. Elsevier Inc., 2009; Jeffrey H. Reed. Software Radio. A Modern Approach to Radio Engineering, Prentice Hall PTR, 2002; Поляков В.Т. Радиолюбителю о технике прямого преобразования. М.: Патриот, 1990; в патентах США №4736390, 5761615, 6073001, 7272375; в патенте Великобритании №2460418; в описании семейства микросхем Si476x (Si476x - High-Performance Automotive AM/FM Radio Receiver and HD Radio Tuner. Silicon Labs / http://www.silabs.com/Support%20Documents/TechnicalDocs/Si476x-short.pdf). Этот класс приемников получил подавляющее распространение в последние годы благодаря наличию важных преимуществ по сравнению с супергетеродинными приемниками: входной ВЧ-сигнал с помощью квадратурных балансных смесителей сразу преобразуется в низкочастотный, и все дальнейшие операции по фильтрации сигнала от помех по соседнему и зеркальному каналам, демодуляции осуществляются с использованием низкочастотной схемотехники, что как нельзя лучше подходит для CMOS-технологии, применяемой для создания систем на кристалле (System-on-Chip) (Mikkelsen J.H. Front-End Architectures for CMOS Radio Receivers. Aalborg University, IR-96-1003, 1998; также патент США №7272375). Так, вместо полосовых фильтров ФСС применяются фильтры нижних частот, которые могут быть реализованы как цифровые, активные или как фильтры на переключаемых конденсаторах (см., например, Махлин А. Фильтры на переключаемых конденсаторах. Компоненты и технологии. №6, 2008).There are known direct frequency conversion receivers, receivers with zero (Zero-IF) or near-zero (Low-IF) intermediate frequency or in domestic terminology asynchronous heterodyne receivers, described, for example, in the works of Tony J. Rouphael. RF and Digital Signal Processing for Software-Defined Radio: A Multi-Standard Multi-Mode Approach. Elsevier Inc., 2009; Jeffrey H. Reed. Software Radio. A Modern Approach to Radio Engineering, Prentice Hall PTR, 2002; Polyakov V.T. Radio amateur on the technique of direct conversion. M .: Patriot, 1990; U.S. Patent Nos. 4,736,390, 5,761,615, 6,073,001, 7,272,375; in UK patent No. 2460418; in the description of the Si476x chip family (Si476x - High-Performance Automotive AM / FM Radio Receiver and HD Radio Tuner. Silicon Labs / http://www.silabs.com/Support%20Documents/TechnicalDocs/Si476x-short.pdf). This class of receivers has been overwhelming in recent years due to the presence of important advantages compared to superheterodyne receivers: the input RF signal with the help of quadrature balanced mixers is immediately converted to low-frequency, and all further operations to filter the signal from noise through adjacent and mirror channels, demodulation are carried out using low-frequency circuitry, which is the best suited for the CMOS technology used to create systems on a chip (System-on-Chip) (Mikkelsen JH Front-End Architectures for CMOS Radio Receivers. Aalborg University, IR-96-1003, 1998; also US Patent No. 7,272,375). So, instead of FSS bandpass filters, low-pass filters are used, which can be implemented as digital, active, or as filters on switched capacitors (see, for example, Makhlin A. Filters on switched capacitors. Components and technologies. No. 6, 2008).

Однако известные приемные устройства с прямым преобразованием частоты очень чувствительны к нарушению балансировки в квадратурных каналах как по амплитудным, так и по фазовым соотношениям квадратурных сигналов, которые относительно друг друга должны иметь точный фазовый сдвиг в 90°. При нарушении этого условия подавление помех по побочным каналам приема резко уменьшается. Так, в монографии Поляков В.Т. Радиолюбителю о технике прямого преобразования. М.: Патриот, 1990, с.56 отмечается, что разбалансировка по амплитуде в 1÷2% и по фазе в 1÷2° приводит на практике к подавлению помех по побочным каналам приема (главным образом зеркальному каналу) не более чем на 30÷40 dB. Там же отмечается, что для подавления помех на 50 dB (желательный уровень) амплитудный разбаланс должен составлять менее 0,6%, а фазовые отклонения - менее 0,3°. Еще большие требования к точному балансу амплитуд и фаз предъявляются в случае использования низкочастотной промежуточной частоты (Low-IF; обычно выбирается из условия fIF>(1÷2)·fв, где fIF - низкочастотная промежуточная частота, fв - верхняя частота полезного сигнала). Так, в статье Crols J., Steyaert M.S.J. Low-IF Topologiers for High-Performance Analog Front Ends of Fully Integrated Receivers. IEEE Transactions on Circuits and Systems-II: Analog and Digital Signal Processing, vol.45, No.3, March 1998 отмечается, что в случае нулевой промежуточной частоты (Zero-IF) полезный и нежелательный сигналы зеркального канала находятся в одной и той же полосе частот и имеют одинаковые параметры. Поэтому для получения соотношения сигнал/шум в 40 dB достаточно подавить нежелательный сигнал зеркального канала также на 40 dB. В случае же использования Low-IF нежелательный сигнал зеркального канала может быть больше, чем полезный сигнал, т.к. в этом случае зеркальный канал может попадать на соседний канал. Например, если нежелательный сигнал в полосе зеркального канала превышает полезный на 30 dB, то для получения того же соотношения сигнал/шум в 40 dB степень подавления помех зеркального канала должна быть уже 70 dB.However, the known direct frequency conversion receiving devices are very sensitive to imbalance in the quadrature channels both in amplitude and phase ratios of the quadrature signals, which must have an exact phase shift of 90 ° relative to each other. If this condition is violated, the interference suppression through the side reception channels decreases sharply. So, in the monograph Polyakov V.T. Radio amateur on the technique of direct conversion. M .: Patriot, 1990, p. 56, it is noted that imbalance in amplitude of 1 ÷ 2% and in phase of 1 ÷ 2 ° leads in practice to suppress interference by side receiving channels (mainly a mirror channel) by no more than 30 ÷ 40 dB. It is also noted there that to suppress interference by 50 dB (desired level), the amplitude imbalance should be less than 0.6%, and the phase deviations should be less than 0.3 °. Even greater requirements for the exact balance of amplitudes and phases are imposed when using a low-frequency intermediate frequency (Low-IF; usually selected from the condition f IF > (1 ÷ 2) · f in , where f IF is the low-frequency intermediate frequency, f in the high frequency useful signal). So, in an article by Crols J., Steyaert MSJ Low-IF Topologiers for High-Performance Analog Front Ends of Fully Integrated Receivers. IEEE Transactions on Circuits and Systems-II: Analog and Digital Signal Processing, vol. 45, No.3, March 1998, states that in the case of zero intermediate frequency (Zero-IF), the useful and unwanted signals of the mirror channel are in the same frequency band and have the same parameters. Therefore, to obtain a signal to noise ratio of 40 dB, it is sufficient to suppress the unwanted signal of the mirror channel by 40 dB as well. In the case of using Low-IF, the unwanted signal of the mirror channel may be larger than the useful signal, because in this case, the mirror channel may fall on the adjacent channel. For example, if the unwanted signal in the band of the mirror channel exceeds the useful by 30 dB, then to obtain the same signal-to-noise ratio of 40 dB, the degree of suppression of noise in the mirror channel should be already 70 dB.

Для восстановления балансировки квадратурных сигналов предлагаются в основном алгоритмические методы обработки квадратурных сигналов с помощью сигнального процессора. Такие технические решения приводятся в работах Windisch М., Fettweis G. Blind I/Q imbalance parameter estimation and compensation in low-IF receivers. Technische Universitat Dresden, Germany, 2004; Valkama M., Renfors M. Digital filter design for I/Q imbalance compensation. Tampere University of Technology, 2000. Однако в случае использования Low-IF, когда частота выборок аналого-цифрового преобразователя (АЦП) лишь в 2÷4 раза больше верхней частоты полезного сигнала, к ошибкам фазовой разбалансировки добавляется еще и ошибка аппроксимации и квантования АЦП (Valkama М., Renfors М. Digital filter design for I/Q imbalance compensation. Tampere University of Technology, 2000). Отсюда следует, что компенсацию ошибок разбалансировки желательно проводить до АЦП, либо использовать более быстродействующие и более точные АЦП с большим объемом обрабатываемых выборок в сигнальном процессоре.To restore the balancing of quadrature signals, mainly algorithmic methods for processing quadrature signals using a signal processor are proposed. Such technical solutions are given in the works of Windisch M., Fettweis G. Blind I / Q imbalance parameter estimation and compensation in low-IF receivers. Technische Universitat Dresden, Germany, 2004; Valkama M., Renfors M. Digital filter design for I / Q imbalance compensation. Tampere University of Technology, 2000. However, in the case of using Low-IF, when the sampling frequency of the analog-to-digital converter (ADC) is only 2-4 times higher than the upper frequency of the useful signal, the error of approximation and quantization of the ADC is added to the phase unbalance errors ( Valkama M., Renfors M. Digital filter design for I / Q imbalance compensation. Tampere University of Technology, 2000). It follows that it is advisable to compensate for unbalancing errors before the ADC, or use faster and more accurate ADCs with a large volume of processed samples in the signal processor.

Среди известных способов управления настройками таких приемников выделяется способ, в котором настройка осуществляется помощью механического колеса - потенциометра, - подключаемого к АЦП. Получаемый на выходе АЦП цифровой код управляет синтезатором частот приемника. Такой способ реализован, например, для управления настройками в семействах микросхем Si482x и Si484x фирмы Silicon Labs (Designing Wheel-Tuned, Digital-Display Radios with Next-Generation Radio ICs. http://www.silabs.com/Support0/o2QDocuments/TechnicalDocs/ATDD-Radio-White-Paper.pdf; Si4825 Demo Board User's Guide. http://www.silabs.com/Support%20Documents/TechnicalDocs/Si4825DEMQ.pdf). Недостатком такого решения является наличие механического узла - многооборотного потенциометра, имеющего ограниченный срок службы.Among the known methods for controlling the settings of such receivers, a method stands out in which tuning is carried out using a mechanical wheel - a potentiometer - connected to the ADC. The digital code received at the ADC output controls the frequency synthesizer of the receiver. This method is implemented, for example, to manage settings in the Si482x and Si484x families of Silicon Labs chips (Designing Wheel-Tuned, Digital-Display Radios with Next-Generation Radio ICs. Http://www.silabs.com/Support0/o2QDocuments/TechnicalDocs /ATDD-Radio-White-Paper.pdf; Si4825 Demo Board User's Guide. Http://www.silabs.com/Support%20Documents/TechnicalDocs/Si4825DEMQ.pdf). The disadvantage of this solution is the presence of a mechanical unit - a multi-turn potentiometer with a limited service life.

Другим известным способом управления настройками приемника является способ управления с помощью двухмерного графического пользовательского интерфейса (GUI, Graphical User Interface), отображаемого на экране персонального компьютера посредством использования специального программного обеспечения. Примерами таких способов могут служить графические интерфейсы программно-определяемых приемников G8JCFSDR (http://www.g8icf.dvndns.org/g8jcfsdr_drtl/downloads/QuickStartGuide.pdf), WiNRADIO G313 (http://www.winradio.com/home/g313e.htm), а также графический интерфейс оценочной (демонстрационной) платы приемной микросхемы Si477x (Si477x Evaluation Board User's Guide. http://www.silabs.com/Support%20Documents/TechnicalDocs/Si477x-EVB.pdf). Недостатком такого решения является наличие на панели управления большого количества кнопок управления, индикаторов, переключателей, дополнительных «окон». Их многообразие затрудняет управление приемником. В случае появления нового вещательного стандарта и необходимости добавить новые диапазоны или режимы работы приемника требуется менять компоновку всей панели пользовательского интерфейса, что превращает любое обновление программного обеспечения в затратное мероприятие. Затруднено использование такого способа управления также для смартфонов и планшетных компьютеров, обладающих небольшой площадью экрана, где трудно разместить большое количество графических элементов из-за ограничений по точности позиционирования точки прикосновения на сенсорном экране.Another well-known method of managing receiver settings is a method of control using a two-dimensional graphical user interface (GUI, Graphical User Interface) displayed on the screen of a personal computer using special software. Examples of such methods are the graphical interfaces of software-defined receivers G8JCFSDR (http://www.g8icf.dvndns.org/g8jcfsdr_drtl/downloads/QuickStartGuide.pdf), WiNRADIO G313 (http://www.winradio.com/home/g313e .htm), as well as the graphical interface of the evaluation (demo) board of the Si477x receiving microcircuit (Si477x Evaluation Board User's Guide. http://www.silabs.com/Support%20Documents/TechnicalDocs/Si477x-EVB.pdf). The disadvantage of this solution is the presence on the control panel of a large number of control buttons, indicators, switches, additional "windows". Their diversity makes it difficult to control the receiver. In the event of a new broadcast standard and the need to add new bands or operating modes of the receiver, you need to change the layout of the entire user interface panel, which turns any software update into a costly event. It is also difficult to use this control method for smartphones and tablet computers with a small screen area, where it is difficult to place a large number of graphic elements due to limitations on the accuracy of positioning of the touch point on the touch screen.

Известны способы управления с использованием трехмерных графических интерфейсов. Например, в патенте США №7562312 и патентной заявке США №20070011617 приводятся варианты группировки элементов управления в виде вращающегося цилиндра, параллелепипеда, куба, призмы. В патенте США №7013435 приводится вариант в виде вращающегося шара. Применение таких способов создания графического пользовательского интерфейса позволяет в малом пространственном объеме сконцентрировать большое количество элементов управления и индикации, что особенно актуально для смартфонов и планшетных компьютеров.Known control methods using three-dimensional graphical interfaces. For example, in US patent No. 7562312 and US patent application No. 20070011617 provides options for grouping controls in the form of a rotating cylinder, parallelepiped, cube, prism. US Pat. No. 7,013,435 discloses an embodiment in the form of a rotating ball. The use of such methods for creating a graphical user interface allows you to concentrate a large number of control and display elements in a small spatial volume, which is especially important for smartphones and tablet computers.

Из перечисленных известных решений наиболее близким к предложенному способу является способ управления с использованием трехмерного пользовательского графического интерфейса, согласно которому отдельные графические виджеты выполнены в виде вращающейся многогранной призмы (заявка на патент США №20070011617).Of the known solutions listed, the closest to the proposed method is a control method using a three-dimensional user graphic interface, according to which individual graphic widgets are made in the form of a rotating multifaceted prism (application for US patent No. 20070011617).

Однако известный способ затрудняет управление приемником из-за непривычных пространственных комбинаций и одновременного изменения всех отображаемых форм. Это усложняет восприятие информации, например панорамного спектра, частоты настройки, оперативное осмысление которых более удобно происходит в пространственно-статическом формате.However, the known method makes it difficult to control the receiver due to unusual spatial combinations and at the same time changing all displayed forms. This complicates the perception of information, for example, the panoramic spectrum, tuning frequencies, the operational interpretation of which is more convenient in a spatially static format.

Наиболее близким техническим решением к заявляемому приемнику является приемник прямого преобразования с трехфазной архитектурой, описанный в патенте США №5095536, содержащий радиочастотный усилитель, сплиттер, первый, второй и третий балансные смесители, синтезатор частоты с фазосдвигающей цепью, первый, второй и третий фильтры нижних частот (ФНЧ), состоящие из последовательно соединенных LC-фильтров, усилителей и активных фильтров, выходы которых подключены к входам соответственно первого, второго и третьего умножающих цифроаналоговых преобразователей (ЦАП), автоматический регулятор (АР), тактовый генератор, первый, второй и третий аналого-цифровые преобразователи (АЦП), микроконтроллер, причем выход радиочастотного усилителя подключен к входу сплиттера, первый, второй и третий выходы которого подключены соответственно к входам первого, второго и третьего балансных смесителей, выходы которых подключены соответственно к входам первого, второго и третьего фильтров нижних частот, первый, второй и третий входы АР подключены соответственно к выходу первого, второго и третьего умножающих цифроаналоговых преобразователей (ЦАП), а цифровой выход подключен к цифровым входам первого, второго и третьего умножающих ЦАП, выход тактового генератора подключен к тактовому входу АР, выходы ЦАП подключены к входу микроконтроллера, с выхода которого снимается аудиосигнал.The closest technical solution to the claimed receiver is a direct conversion receiver with a three-phase architecture, described in US patent No. 5095536, containing a radio frequency amplifier, splitter, first, second and third balanced mixers, a frequency synthesizer with phase-shifting circuit, first, second and third low-pass filters (LPF), consisting of series-connected LC-filters, amplifiers and active filters, the outputs of which are connected to the inputs of the first, second and third multiplying digital-analogue, respectively converters (DAC), automatic controller (AR), clock, first, second and third analog-to-digital converters (ADC), microcontroller, and the output of the radio frequency amplifier is connected to the input of the splitter, the first, second and third outputs of which are connected respectively to the inputs of the first , the second and third balanced mixers, the outputs of which are connected respectively to the inputs of the first, second and third low-pass filters, the first, second and third inputs of the AR are connected respectively to the output of the first, second and third of its multiplying digital-to-analog converters (DACs), and the digital output is connected to the digital inputs of the first, second, and third multiplying DACs, the output of the clock generator is connected to the clock input of the AR, the DAC outputs are connected to the input of the microcontroller, from which the audio signal is taken.

Недостатком известного устройства является недостаточная точность поддержания баланса фаз и амплитуд квадратурных сигналов, а также сложность в реализации. Так, баланс амплитуд достигается путем усреднения одновременно всех трех фаз с помощью трехфазного выпрямителя и поддержания с помощью АР их усредненного уровня независимо от значения каждой из амплитуд предыдущей разбалансировки. Баланс фаз устанавливается после АЦП с помощью расчетных алгоритмов, реализуемых в микроконтроллере; при этом не учитываются ошибки квантования, возникающие при соизмеримых значениях частоты выборок и верхней частоты полезного сигнала. Не учитываются также ошибки, возникающие при формировании трехфазных сигналов в синтезаторе частоты с трехфазной сдвигающей цепью. В известном устройстве фазосдвигающую цепь предлагается реализовать с помощью частотно-зависимого дифференциального моста, образованного фильтрами Чебышева, с помощью которой осуществляется получение фазовых значений гетеродинных напряжений в 0°, 120° и 240°.A disadvantage of the known device is the lack of accuracy in maintaining the balance of phases and amplitudes of quadrature signals, as well as the difficulty in implementation. Thus, the amplitude balance is achieved by simultaneously averaging all three phases using a three-phase rectifier and maintaining their average level with the help of AR, regardless of the value of each of the amplitudes of the previous unbalance. The phase balance is established after the ADC using the calculation algorithms implemented in the microcontroller; this does not take into account the quantization errors that occur with comparable values of the sampling frequency and the upper frequency of the useful signal. Errors that occur during the formation of three-phase signals in a frequency synthesizer with a three-phase shift circuit are also not taken into account. In the known device, the phase-shifting circuit is proposed to be implemented using a frequency-dependent differential bridge formed by Chebyshev filters, with the help of which the phase values of heterodyne voltages of 0 °, 120 ° and 240 ° are obtained.

Как отмечается в Бунимович С., Яйленко Л. Техника любительской однополосной связи. М: ДОСААФ, 1970, с.126, многофазные системы (системы, в которых количество каналов больше двух) снижают требования к точности балансировки сигналов смесителей и идентичности каналов, но платой за это становится усложнение схемы устройства, особенно при нечетном количестве каналов, т.к. выпускаемые промышленностью компоненты часто содержат только четное количество элементов. Это относится, например, к операционным усилителям, АЦП, ЦАП и т.д.As noted in S. Bunimovich, L. Yaylenko. Amateur single-band communication technique. M: DOSAAF, 1970, p.126, multiphase systems (systems in which the number of channels is more than two) reduce the requirements for the accuracy of balancing the mixer signals and the identity of the channels, but the complexity of the device circuit becomes a payment for this, especially with an odd number of channels, t. to. Components produced by industry often contain only an even number of elements. This applies, for example, to operational amplifiers, ADCs, DACs, etc.

Техническим результатом, достигаемым с помощью заявляемого устройства, является значительное увеличение степени подавления помех по зеркальному каналу при одновременном упрощении устройства и использовании для управления его настройками интуитивно понятного трехмерного графического пользовательского интерфейса.The technical result achieved using the inventive device is a significant increase in the degree of suppression of noise on the mirror channel while simplifying the device and using to control its settings an intuitive three-dimensional graphical user interface.

Указанный технический результат достигается тем, что заявляемый приемник содержит радиочастотный усилитель; сплиттер; первый и второй балансные смесители; синтезатор частоты; первый и второй ФНЧ, состоящие из последовательно соединенных LC-фильтра, усилителя и активного фильтра, причем выходы ФНЧ подключены к входам соответственно первого и второго умножающих ЦАП; первый автоматический регулятор; тактовый генератор; первый и второй АЦП; микроконтроллер. Выход радиочастотного усилителя подключен к входу сплиттера, первый и второй выходы сплиттера подключены соответственно к первым входам первого и второго балансных смесителей, вторые входы балансных смесителей подключены соответственно к первому и второму выходам синтезатора частоты, а выходы балансных смесителей подключены соответственно к входам первого и второго фильтров нижних частот. Первый вход первого автоматического регулятора подключен к выходу первого умножающего ЦАП, а цифровой выход автоматического регулятора подключен к цифровому входу первого умножающего ЦАП. Первый выход тактового генератора подключен к второму входу первого автоматического регулятора. Выходы первого и второго АЦП подключены соответственно к первому и второму входам микроконтроллера. Заявляемое устройство также содержит второй и третий автоматические регуляторы, преобразователь двухфазного напряжения в трехфазное, сумматор и регистр шины данных. При этом второй выход первого автоматического регулятора подключен к входу опорного напряжения второго автоматического регулятора, первый вход второго автоматического регулятора подключен к выходу второго умножающего ЦАП, а цифровой выход второго автоматического регулятора подключен к цифровому входу второго умножающего ЦАП. Выходы первого и второго умножающих ЦАП подключены соответственно к первому и второму входам преобразователя двухфазного напряжения в трехфазное и входам соответственно первого и второго АЦП. Трехфазные выходы преобразователя двухфазного напряжения в трехфазное подключены к трем соответствующим входам сумматора. Выход сумматора подключен к первому входу третьего автоматического регулятора, цифровой выход третьего автоматического регулятора подключен к третьему входу микроконтроллера, первый выход микроконтроллера выполнен с возможностью подключения по шине обмена к внешнему устройству управления, а второй выход микроконтроллера по шине данных подключен к входу синтезатора частоты и к входу регистра шины данных, многоразрядный и одноразрядный цифровые выходы регистра шины данных подключены к цифровым входам третьего автоматического регулятора. Первый и второй выходы тактового генератора подключены к вторым входам соответственно второго и третьего автоматических регуляторов.The specified technical result is achieved by the fact that the inventive receiver contains a radio frequency amplifier; splitter first and second balanced mixers; frequency synthesizer; the first and second low-pass filters, consisting of a series-connected LC-filter, amplifier and active filter, and the outputs of the low-pass filters are connected to the inputs of the first and second multiplying DACs, respectively; first automatic regulator; clock generator; first and second ADCs; microcontroller. The output of the RF amplifier is connected to the input of the splitter, the first and second outputs of the splitter are connected respectively to the first inputs of the first and second balanced mixers, the second inputs of the balanced mixers are connected respectively to the first and second outputs of the frequency synthesizer, and the outputs of the balanced mixers are connected respectively to the inputs of the first and second filters low frequencies. The first input of the first automatic controller is connected to the output of the first multiplying DAC, and the digital output of the automatic controller is connected to the digital input of the first multiplying DAC. The first output of the clock is connected to the second input of the first automatic controller. The outputs of the first and second ADCs are connected respectively to the first and second inputs of the microcontroller. The inventive device also contains a second and third automatic regulators, a two-phase voltage to three-phase voltage converter, an adder and a data bus register. In this case, the second output of the first automatic controller is connected to the reference voltage input of the second automatic controller, the first input of the second automatic controller is connected to the output of the second multiplying DAC, and the digital output of the second automatic controller is connected to the digital input of the second multiplying DAC. The outputs of the first and second multiplying DACs are connected respectively to the first and second inputs of the two-phase voltage to three-phase converter and the inputs of the first and second ADCs, respectively. The three-phase outputs of the two-phase to three-phase voltage converter are connected to the three corresponding inputs of the adder. The output of the adder is connected to the first input of the third automatic controller, the digital output of the third automatic controller is connected to the third input of the microcontroller, the first output of the microcontroller is configured to be connected via an exchange bus to an external control device, and the second output of the microcontroller via a data bus is connected to the input of the frequency synthesizer and to the input of the data bus register, multi-bit and single-bit digital outputs of the data bus register are connected to the digital inputs of the third automatic control torus. The first and second outputs of the clock are connected to the second inputs of the second and third automatic controllers, respectively.

В качестве внешнего устройства управления может использоваться любое встроенное, т.е. немобильное, или мобильное компьютерное устройство, содержащее программные демодуляторы (SWD, Software Demodulators) и программу графического пользовательского интерфейса (GUI).As an external control device, any built-in, i.e. a non-mobile or mobile computer device containing software demodulators (SWD, Software Demodulators) and a graphical user interface (GUI) program.

Другим объектом данного изобретения является способ прямого преобразования сигнала посредством вышеуказанного приемника с квадратурно-трехфазной архитектурой. Заявляемый способ прямого преобразования сигнала включает следующие стадии:Another object of the present invention is a method of direct signal conversion through the above receiver with a quadrature three-phase architecture. The inventive method of direct signal conversion includes the following stages:

- формирование кода начальной фазы квадратурных сигналов на основе кода текущей частоты настройки приемника ω и его передачу на регистр шины данных и синтезатор частоты,- the formation of the initial phase code of the quadrature signals based on the code of the current receiver tuning frequency ω and its transmission to the data bus register and frequency synthesizer,

- генерирование синтезатором квадратурных гармонических сигналов с частотой настройки приемника ω и начальными фазами 0° и 90°,- generation by the synthesizer of quadrature harmonic signals with the receiver tuning frequency ω and initial phases 0 ° and 90 °,

- передачу сгенерированных квадратурных сигналов на балансные смесители для их перемножения с входным радиочастотным сигналом, предварительно усиленным радиочастотным усилителем и расщепленным на две идентичные составляющие в сплиттере,- transmission of the generated quadrature signals to balanced mixers for their multiplication with the input radio frequency signal, pre-amplified radio frequency amplifier and split into two identical components in the splitter,

- передачу разностных и суммарных частотных компонент (ω-ωн) и (ω+ωн), где ωн - частота несущей входного радиочастотного сигнала, образованных в результате перемножения входного радиочастотного сигнала с квадратурными сигналами синтезатора, на входы фильтров нижней частоты ФНЧ для подавления высокочастотных составляющих (ω+ωн),- transmission of the difference and total frequency components (ω-ωн) and (ω + ωн), where ωн is the carrier frequency of the input RF signal generated by multiplying the input RF signal with the quadrature signals of the synthesizer, to the inputs of the low-pass filters of the low-pass filters to suppress high-frequency components (ω + ωн),

- передачу полученных квадратурных сигналов I=A′(t)·sin(ω-ωн)·t и Q=A(t)·cos[(ω-ωн)·t+Δφ], где A′(t)=k·A(T), k - коэффициент разбаланса квадратурных сигналов по амплитуде, Δφ - ошибка разбаланса по фазе, A(t) - модулирующее напряжение полезного сигнала, на вход узла корректировки амплитуд квадратурных сигналов,- transmission of the obtained quadrature signals I = A ′ (t) · sin (ω-ωн) · t and Q = A (t) · cos [(ω-ωн) · t + Δφ], where A ′ (t) = k · A (T), k is the unbalance coefficient of quadrature signals in amplitude, Δφ is the error of unbalance in phase, A (t) is the modulating voltage of the useful signal, to the input of the node for adjusting the amplitudes of quadrature signals,

- перемножение квадратурного сигнала I в умножающем ЦАП с кодом, поступающим со счетчика автоматического регулятора, с формированием результирующего квадратурного сигнала I′,- multiplying the quadrature signal I in the multiplying DAC with the code coming from the counter of the automatic controller, with the formation of the resulting quadrature signal I ′,

- подачу квадратурного сигнала I′ на вход выпрямителя первого автоматического регулятора,- the supply of a quadrature signal I ′ to the input of the rectifier of the first automatic controller,

- формирование на выходе выпрямителя напряжения Um, пропорционального среднему амплитудному значению квадратурного сигнала I′,- the formation at the output of the rectifier voltage Um proportional to the average amplitude value of the quadrature signal I ′,

- сравнение напряжения Um с помощью схемы сравнения с опорным напряжением Еоп в первом автоматическом регуляторе,- comparing the voltage Um using a comparison circuit with a reference voltage Eop in the first automatic controller,

- осуществление стабилизации уровня амплитуды квадратурного сигнала Q по отношению к уровню амплитуды квадратурного сигнала I на выходе второго автоматического регулятора с опорным напряжением Еоп, определяемого значением Um амплитуды квадратурного сигнала I,- the implementation of the stabilization of the amplitude level of the quadrature signal Q with respect to the amplitude level of the quadrature signal I at the output of the second automatic controller with a reference voltage Eop, determined by the value Um of the amplitude of the quadrature signal I,

- подачу квадратурных сигналов I′ и Q′ с нормированными амплитудами на вход преобразователя двухфазного напряжения в трехфазное,- the supply of quadrature signals I ′ and Q ′ with normalized amplitudes to the input of the converter of two-phase voltage to three-phase,

- подачу полученного трехфазного напряжения с выхода преобразователя двухфазного напряжения в трехфазное на сумматор,- supplying the obtained three-phase voltage from the output of the two-phase voltage converter to three-phase voltage to the adder,

- передачу квадратурных сигналов I′ и Q′ на АЦП для оцифровки,- transmission of quadrature signals I ′ and Q ′ to the ADC for digitization,

- передачу цифровых квадратурных сигналов I′ и Q′ на микроконтроллер, и- transmitting digital quadrature signals I ′ and Q ′ to the microcontroller, and

- передачу цифровых значений квадратурных сигналов I′ и Q′ на вход внешнего устройства управления для демодуляции квадратурных сигналов I и Q и формирования панорамного спектра и мультимедийного контента графического пользовательского интерфейса.- transmission of digital values of quadrature signals I ′ and Q ′ to the input of an external control device for demodulating quadrature signals I and Q and forming a panoramic spectrum and multimedia content of a graphical user interface.

Заявляемый способ прямого преобразования сигнала позволяет существенно увеличить степень подавления помех по зеркальному каналу в сравнении с известными аналогами. Реализация заявляемого способа в соответствующем устройстве-приемнике, например типа заявляемого приемника прямого преобразования с квадратурно-трехфазной архитектурой, позволяет упростить само устройство, а также использовать для его управления интуитивно понятный трехмерный графический пользовательский интерфейс.The inventive method of direct signal conversion can significantly increase the degree of suppression of noise on the mirror channel in comparison with known analogues. Implementation of the proposed method in an appropriate receiver device, for example, of the type of the claimed direct conversion receiver with a quadrature three-phase architecture, allows to simplify the device itself and also use an intuitive three-dimensional graphical user interface to control it.

Еще одним объектом настоящего изобретения является способ управления настройкой вышеуказанного приемника прямого преобразования с квадратурно-трехфазной архитектурой, в частности содержащего радиочастотный усилитель; сплиттер; балансные смесители; синтезатор частоты; фильтры нижней частоты; умножающие цифроаналоговые преобразователи; автоматические регуляторы; преобразователь двухфазного напряжения в трехфазное; тактовый генератор; аналого-цифровые преобразователи; микроконтроллер.Another object of the present invention is a method for controlling the configuration of the aforementioned direct conversion receiver with a quadrature three-phase architecture, in particular comprising a radio frequency amplifier; splitter balanced mixers; frequency synthesizer; low pass filters; multiplying digital-to-analog converters; automatic regulators; a two-phase to three-phase voltage converter; clock generator; analog-to-digital converters; microcontroller.

Способ управления настройкой приемника прямого преобразования с квадратурно-трехфазной архитектурой осуществляется посредством внешнего устройства управления, снабженного графическим пользовательским интерфейсом, содержащим цифровой индикатор для обеспечения возможности отображения точного значения частоты настройки и окно спектра принимаемых сигналов для обеспечения возможности отображения спектра принимаемых сигналов, и включает изменение по меньшей мере одного параметра, выбранного из: принимаемого вещательного стандарта посредством вращения первого трехмерного барабанного графического виджета; поддиапазона или канала принимаемых волн посредством вращения второго трехмерного барабанного графического виджета.The method for controlling the tuning of the direct conversion receiver with the quadrature-three-phase architecture is carried out by means of an external control device equipped with a graphical user interface containing a digital indicator to enable the display of the exact value of the tuning frequency and a window of the spectrum of the received signals to allow the spectrum of the received signals to be displayed, and includes a change in at least one parameter selected from: received broadcast standard by rotating the first three-dimensional drum graphic widget; a subband or channel of the received waves by rotating the second three-dimensional drum graphic widget.

В предпочтительном варианте осуществления изобретения способ управления настройкой приемника может дополнительно включать изменение по меньшей мере одного параметра, выбранного из: значения принимаемой частоты посредством манипуляции шкалы грубой настройки и шкалы точной настройки; быстрой настройки значения принимаемой частоты посредством сенсорно-чувствительных указателей точной и грубой настройки; точной настройки приемника на частоту принимаемой станции посредством кнопки установки точного значения принимаемой частоты.In a preferred embodiment of the invention, the receiver tuning control method may further include changing at least one parameter selected from: a received frequency value by manipulating a coarse tuning scale and fine tuning scale; quick adjustment of the value of the received frequency by means of touch sensitive sensitive and coarse tuning indicators; fine tuning the receiver to the frequency of the received station by means of the button for setting the exact value of the received frequency

Заявляемый способ управления настройкой вышеуказанного приемника прямого преобразования с квадратурно-трехфазной архитектурой отличается от известных тем, что позволяет быстро, удобно и наглядно управлять многочисленными параметрами настройки цифровых приемников даже при использовании компактных устройств управления, таких как, например, экраны смартфонов.The inventive method for controlling the configuration of the above direct conversion receiver with a quadrature-three-phase architecture differs from the known ones in that it allows you to quickly, conveniently and visually control numerous settings for digital receivers even when using compact control devices, such as, for example, smartphone screens.

Далее изобретение подробно раскрывается со ссылками на фигуры.The invention is further described in detail with reference to the figures.

На Фиг.1 представлена структурная схема приемника с квадратурно-трехфазной архитектурой.Figure 1 presents the structural diagram of the receiver with a quadrature-three-phase architecture.

На Фиг.2 представлена схема автоматического регулятора.Figure 2 presents a diagram of an automatic controller.

На Фиг.3 представлена схема преобразователя квадратурных сигналов в трехфазные.Figure 3 presents a diagram of a converter of quadrature signals into three-phase.

На Фиг.4 представлена векторная диаграмма, поясняющая работу фазового преобразователя.Figure 4 presents a vector diagram illustrating the operation of the phase Converter.

На Фиг.5 представлен графический пользовательский интерфейс, поясняющий способ управления настройками приемника при использовании планшетного компьютера.5 is a graphical user interface illustrating a method for managing receiver settings when using a tablet computer.

Приемник с квадратурно-трехфазной архитектурой содержит:The quad-three-phase architecture receiver contains:

1 - радиочастотный усилитель. Малошумящий широкополосный усилитель, выбираемый из условия охвата требуемого диапазона частот. В качестве такого усилителя могут использоваться, например, интегральные операционные усилители OPA 847, LMH 6629 фирмы Texas Instruments;1 - radio frequency amplifier. Low-noise broadband amplifier, selected from the coverage of the desired frequency range. As such an amplifier can be used, for example, integrated operational amplifiers OPA 847, LMH 6629 company Texas Instruments;

2 - сплиттер. Компонент, расщепляющий ВЧ-сигнал на два идентичных сигнала. Может быть выполнен в виде ВЧ-трансформатора, например типа Т1-1Т фирмы Mini-Circuits, или симметричного операционного усилителя, например типа THS 4520 фирмы Texas Instruments;2 - splitter. A component that splits an RF signal into two identical signals. It can be made in the form of an RF transformer, for example, type T1-1T from Mini-Circuits, or a symmetrical operational amplifier, for example, type THS 4520 from Texas Instruments;

3, 4 - балансные смесители. Осуществляют перемножение аналогового гетеродинного сигнала с входным ВЧ-сигналом. Могут быть использованы интегральные двойные балансные смесители типа SA612 фирмы NXP Semiconductors;3, 4 - balanced mixers. An analog heterodyne signal is multiplied with an input RF signal. Can be used integrated double balanced mixers type SA612 company NXP Semiconductors;

5 - синтезатор частоты. Осуществляет генерацию синусоидального ВЧ-напряжения с частотой и фазой, определяемыми управляющим цифровым кодом. Могут быть использованы синтезаторы с прямым цифровым синтезом (DDS, Direct Digital Synthesizer). Имеются модели, формирующие сразу квадратурный сигнал, например AD9958 фирмы Analog Devices;5 - frequency synthesizer. It generates a sinusoidal RF voltage with a frequency and phase determined by the control digital code. Direct Digital Synthesizer (DDS, Direct Digital Synthesizer) synthesizers can be used. There are models that immediately generate a quadrature signal, for example, AD9958 from Analog Devices;

6, 7 - фильтры нижних частот. Представляют собой четырехполюсник, пропускающий частоты от 0 до некоторой частоты Fcp, с монотонным подавлением всех частот выше Fcp. Могут быть использованы пассивные ФНЧ (Ханзел Т.Е. Справочник по расчету фильтров. Пер. с англ., М.: Советское радио, 1974), активные ФНЧ (Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники: в 3-х томах. Пер. с англ. М.: Мир, 1993), ФНЧ на переключаемых конденсаторах (Махлин А. Фильтры на переключаемых конденсаторах. Компоненты и технологии, №6, 2008);6, 7 - low-pass filters. They are a four-terminal network, passing frequencies from 0 to a certain frequency Fcp, with monotonous suppression of all frequencies above Fcp. Passive low-pass filters can be used (Hanzel T.E. Filter calculation guide. Translated from English, Moscow: Sovetskoe Radio, 1974), active low-pass filters (Horowitz P., Hill W. Art of circuitry: in 3 volumes. Translated from English M.: Mir, 1993), Low-pass filter on switched capacitors (Makhlin A. Filters on switched capacitors. Components and technologies, No. 6, 2008);

8, 10 - умножающие ЦАП. Осуществляют перемножение опорного переменного напряжения с цифровым кодом. Часто имеют в своем составе выходной операционный усилитель с масштабирующим коэффициентом передачи. Может быть использован популярный отечественный ЦАП К572ПА1;8, 10 - multiplying DACs. The reference voltage is multiplied with a digital code. Often incorporate an output operational amplifier with a scaling gain. The popular domestic DAC K572PA1 can be used;

9, 11, 15 - автоматические регуляторы. Элемент схемы, содержащий реверсивный счетчик 24, схему сравнения (компаратор) 25, выпрямитель 26 (см. Фиг.2). Часто используются в системах автоматического регулирования, например автоматической регулировки усиления, следящих АЦП, фазовой автоматической подстройки частоты (ФАПЧ);9, 11, 15 - automatic regulators. A circuit element containing a reversible counter 24, a comparison circuit (comparator) 25, a rectifier 26 (see Figure 2). Often used in automatic control systems, such as automatic gain control, servo ADCs, phase locked loop (PLL);

12 - тактовый генератор. Устройство, вырабатывающее тактовые импульсы постоянной частоты с параметрами (амплитуда, скорость нарастания/спада) цифровой логики. Может быть реализовано на элементах И-НЕ, охваченных положительной обратной связью с помощью RC-цепи, или путем использования специализированной интегральной микросхемы, например таймера LM555 фирмы Texas Instruments;12 - clock generator. A device that generates clock pulses of constant frequency with parameters (amplitude, rise / fall rate) of digital logic. It can be implemented on NAND elements covered by positive feedback using an RC circuit, or by using a specialized integrated circuit, for example, an LM555 timer from Texas Instruments;

13 - преобразователь двухфазного (квадратурного) напряжения в трехфазное (см. Фиг.3). Построен на основе технического решения, предложенного в А.С. СССР №762131. Содержит три операционных усилителя 34, 35 и 36 с подключенными весовыми резисторами 27-33, значения которых выбираются определенным образом, раскрытым в указанном А.С. №762131. Порядок расчета резисторов приводится ниже.13 - converter of two-phase (quadrature) voltage into three-phase (see Figure 3). Built on the basis of a technical solution proposed in A.S. USSR No. 762131. It contains three operational amplifiers 34, 35 and 36 with connected weight resistors 27-33, the values of which are selected in a certain way, disclosed in the specified A.S. No. 762131. The procedure for calculating resistors is given below.

14 - сумматор. Осуществляет арифметическое суммирование трехфазных сигналов с фазами 0°, 120° и 240°. Может быть использован суммирующий операционный усилитель, приведенный, например, в Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники: в 3-х томах. Пер. с англ. М.: Мир, 1993;14 - adder. Performs arithmetic summation of three-phase signals with phases 0 °, 120 ° and 240 °. A summing operational amplifier can be used, given, for example, in Horowitz P., Hill W. The art of circuitry: in 3 volumes. Per. from English M .: Mir, 1993;

16 - регистр шины данных. Осуществляет прием и хранение цифрового кода, посылаемого с микроконтроллера по шине данных для последующего ввода в реверсивный счетчик 24. Служит в качестве буферного устройства. Имеет свой уникальный адрес. Может быть использован, например, 16-разрядный регистр РСА9535 для шины данных I2C от фирмы NXP Semiconductors;16 - data bus register. Carries out the reception and storage of the digital code sent from the microcontroller via the data bus for subsequent input into the reversible counter 24. Serves as a buffer device. It has its own unique address. For example, a 16-bit PCA9535 register for the I 2 C data bus from NXP Semiconductors can be used;

17, 18 - аналого-цифровые преобразователи. Осуществляют преобразование аналогового переменного сигнала в цифровой код определенной разрядности. Может быть использован сдвоенный 24-разрядный АЦП типа UDA1361TS фирмы NXP Semiconductors;17, 18 - analog-to-digital converters. Convert the analog variable signal into a digital code of a certain bit depth. A dual 24-bit ADC type UDA1361TS manufactured by NXP Semiconductors can be used;

19 - микроконтроллер. Передает цифровые значения квадратурных сигналов I и Q на внешнее устройство управления, например мобильное компьютерное устройство, осуществляет управление обменом данных по шине обмена, формирует управляющие цифровые коды для управления синтезатором частоты по командам от внешнего устройства управления, управляет передачей данных по шине данных, например I2C или SPI. Может быть использован микроконтроллер общего назначения, например с ядром ARM Cortex-М3 серии LPC1700 фирмы NXP Semiconductors, обладающий достаточным быстродействием и набором необходимого количества периферийных портов GPIO, шин обмена, например USB (Universal Serial Bus), шин данных, например SPI и I2C;19 - microcontroller. It transmits the digital values of the quadrature signals I and Q to an external control device, for example, a mobile computer device, controls data exchange via the exchange bus, generates control digital codes for controlling the frequency synthesizer by commands from an external control device, and controls data transfer via a data bus, for example I 2 C or SPI. A general-purpose microcontroller can be used, for example, with an NXP Semiconductors series ARM Cortex-M3 core of the LPC1700 series, which has sufficient speed and a set of the required number of peripheral GPIO ports, exchange buses, for example USB (Universal Serial Bus), data buses, for example SPI and I 2 C;

20 - внешнее устройство управления, например стационарное (встроенное) или мобильное компьютерное устройство. Выступает как хост-устройство по отношению к микроконтроллеру, по шине обмена осуществляет передачу напряжения питания для приемника, с помощью набора программных демодуляторов SWD осуществляет обработку цифровых квадратурных сигналов I/Q: демодуляцию, канальное декодирование, аудио/видео-декодирование. В качестве шины обмена может выступать универсальная шина последовательного интерфейса USB. С помощью программного графического пользовательского интерфейса GUI осуществляет управление настройками приемника и отображением его текущего состояния: частоты настройки, поддиапазона, принимаемого вещательного стандарта. Также осуществляет управление отображением панорамного спектра и мультимедийного контента цифровых форматов вещания. В качестве внешнего устройства управления может быть использован смартфон, планшетный компьютер, ноутбук, встроенное устройство, такое как мультимедийный центр автомобиля, и другое. На Фиг.5 в качестве внешнего устройства управления показан планшетный компьютер как пример мобильного компьютерного устройства с запущенной программой управления, представляющей графический интерфейс пользователя с возможностью тактильного ввода;20 is an external control device, such as a stationary (built-in) or mobile computer device. It acts as a host device with respect to the microcontroller, transfers the power supply voltage to the receiver via the exchange bus, and with the help of a set of SWD software demodulators, processes digital quadrature I / Q signals: demodulation, channel decoding, audio / video decoding. A universal serial USB bus can act as an exchange bus. Using a graphical graphical user interface, the GUI manages the settings of the receiver and displays its current status: tuning frequency, subband, received broadcast standard. It also manages the display of the panoramic spectrum and multimedia content of digital broadcast formats. As an external control device, a smartphone, tablet computer, laptop, built-in device, such as a car multimedia center, and others can be used. 5, as an external control device, a tablet computer is shown as an example of a mobile computer device with a running control program presenting a graphical user interface with tactile input;

21 - программное обеспечение пользовательского графического интерфейса GUI и демодуляции SWD;21 is a graphical user interface GUI and demodulation software SWD;

22 - узел корректировки амплитуд квадратурных сигналов. Осуществляет привязку по амплитуде сигнала I к регулируемому опорному напряжению и привязку по амплитуде сигнала Q к усредненному значению сигнала I;22 - node adjusting the amplitudes of the quadrature signals. Carries out the binding on the amplitude of the signal I to the adjustable reference voltage and the binding on the amplitude of the signal Q to the average value of the signal I;

23 - узел корректировки фазы квадратурных сигналов I/Q. Определяет величину рассогласования фаз, сравнивает с задаваемым пороговым значением, корректирует цифровое значение фазы угла в 90° и отправляет это значение через микроконтроллер на синтезатор частоты;23 - node adjustment phase quadrature signals I / Q. It determines the amount of phase mismatch, compares it with the set threshold value, corrects the digital value of the phase angle of 90 ° and sends this value through the microcontroller to the frequency synthesizer;

24 - реверсивный счетчик. Двоичный реверсивный счетчик с возможностью параллельного ввода цифрового кода. Состояние этого счетчика увеличивается или уменьшается под действием приходящих тактовых импульсов и логического значения управляющего напряжения реверса. Может быть использован, например, двоичный счетчик К564ИЕ11;24 - reverse counter. Binary reversible counter with the ability to enter digital code in parallel. The state of this counter increases or decreases under the action of incoming clock pulses and the logical value of the reverse control voltage. Can be used, for example, a binary counter K564IE11;

25 - управляемый инвертор. Осуществляет инвертирование входного сигнала от схемы сравнения 26 под действием сигнала управления. Может быть реализован на логических элементах 2И-НЕ;25 - controlled inverter. Carries out the inversion of the input signal from the comparison circuit 26 under the action of a control signal. It can be implemented on logic elements 2I-NOT;

26 - схема сравнения. Сравнивает опорное напряжение Еоп с напряжением Um, поступающим от выпрямителя 27. В случае если Еоп>Um, на выходе схемы сравнения 26 формируется логическая «1», и счетчик работает в режиме сложения. В противном случае, т.е. если Um>Еоп, на выходе схемы сравнения 26 формируется логический «0», и счетчик начинает уменьшать свое значение. Установка значения Еоп позволяет регулировать динамический диапазон изменения напряжения Um. В качестве схемы сравнения 26 может быть использован операционный усилитель или специализированный компаратор, например К521СА3. Хорошие результаты дает применение двухпорогового компаратора с регулируемым гистерезисом, описанного, например, в патенте РФ №2426222;26 is a comparison diagram. Compares the reference voltage Eop with the voltage Um coming from the rectifier 27. In the event that Eop> Um, a logical “1” is formed at the output of the comparison circuit 26, and the counter operates in addition mode. Otherwise, i.e. if Um> Eop, a logical "0" is formed at the output of the comparison circuit 26, and the counter begins to decrease its value. Setting the value of Eop allows you to adjust the dynamic range of voltage variation Um. As a comparison circuit 26, an operational amplifier or a specialized comparator, for example K521CA3, can be used. The use of a two-threshold comparator with adjustable hysteresis, described, for example, in RF patent No. 2426222, gives good results;

27 - выпрямитель. Осуществляет выпрямление входного сигнала с целью определения его усредненного амплитудного значения. В качестве такого выпрямителя могут быть использованы прецизионные выпрямители на операционных усилителях, описанные, например, в Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники: в 3-х томах. Пер. с англ. М.: Мир, 1993;27 - rectifier. Carries out the rectification of the input signal in order to determine its average amplitude value. As such a rectifier can be used precision rectifiers on operational amplifiers, described, for example, in Horowitz P., Hill W. The art of circuitry: in 3 volumes. Per. from English M .: Mir, 1993;

28-34 - резисторы;28-34 - resistors;

35-37 - операционные усилители;35-37 - operational amplifiers;

38 - планшетный компьютер в качестве внешнего устройства управления;38 - a tablet computer as an external control device;

39 - поле отображения панорамного спектра. Показывает спектры сигналов в области текущей частоты настройки приемника;39 is a display field of a panoramic spectrum. Shows signal spectra in the area of the current receiver tuning frequency;

40 - первый трехмерный вращающийся виджет в виде барабана с лопастями. Служит для выбора вещательного стандарта: AM (амплитудная модуляция), FM (частотная модуляция), DAB (Digital Audio Broadcasting), DRM (Digital Radio Mondiale), DVB-T (Digital Video Broadcasting Terrestrial);40 - the first three-dimensional rotating widget in the form of a drum with blades. Selects the broadcast standard: AM (amplitude modulation), FM (frequency modulation), DAB (Digital Audio Broadcasting), DRM (Digital Radio Mondiale), DVB-T (Digital Video Broadcasting Terrestrial);

41, 46 - кнопки установки точного значения принимаемой частоты;41, 46 - buttons for setting the exact value of the received frequency;

42 - шкала точной настройки принимаемой частоты с сенсорно-управляемым указателем 45 настройки точной шкалы;42 is a scale for fine-tuning the received frequency with a touch-controlled pointer 45 for fine-tuning the scale;

43 - шкала грубой настройки с сенсорно-управляемым указателем 48 настройки грубой шкалы;43 - coarse tuning scale with a touch-controlled pointer 48 coarse scale settings;

44 - цифровое значение частоты настройки;44 - digital value of the tuning frequency;

45 - указатель настройки точной шкалы;45 - pointer settings accurate scale;

47 - второй трехмерный вращающийся виджет в виде барабана с лопастями. Служит для выбора поддиапазона или номера приемного канала;47 is a second three-dimensional rotating widget in the form of a drum with blades. Selects a subband or receive channel number;

48 - указатель настройки грубой шкалы.48 is a rough scale setting indicator.

Работа предлагаемого приемника осуществляется следующим образом. При включении внешнего устройства управления 20, например компьютера, и активации программы графического пользовательского интерфейса (Фиг.5) по шине обмена на микроконтроллер 19 поступает напряжение питания, а также код текущей частоты настройки приемника ω (Фиг.1). Исходя из значения кода частоты настройки ω, микроконтроллер 19 формирует код начальной фазы квадратурных сигналов φ, равной 90°, и отправляет его по шине данных на регистр шины данных 16 и на синтезатор частоты 5. По шине данных синтезатор частоты 5 получает от микроконтроллера 19 также код текущей частоты настройки приемника ω. В результате синтезатор частоты 5 генерирует на своем выходе квадратурные гармонические сигналы с частотой ω и начальными фазами соответственно 0° и 90°. Эти сигналы поступают с синтезатора частоты 5 на балансные смесители 3 и 4, где происходит их перемножение с входным радиочастотным сигналом, предварительно усиленным радиочастотным усилителем 1 и расщепленным на две идентичные составляющие в сплиттере 2. Разностные и суммарные частотные компоненты (ω-ωн) и (ω+ωн), где ωн - частота несущей входного радиочастотного сигнала, образованные в результате перемножения входного радиочастотного сигнала с квадратурными напряжениями синтезатора частоты 5, поступают на входы ФНЧ 6 и 7, где происходит подавление высокочастотных составляющих (ω+ωн). Полученные таким образом квадратурные сигналы I=A′(t)·sin(ω-ωн)·t и Q=A(t)·cos[(ω-ωн)·t+Δφ], где A′(t)=k·A(T), k - коэффициент разбаланса квадратурных сигналов по амплитуде, Δφ - ошибка разбаланса по фазе, A(t) - модулирующее напряжение полезного сигнала, поступают на вход узла корректировки амплитуд квадратурных сигналов 22. Сигнал I в умножающем ЦАП 8 перемножается с кодом N, поступающим со счетчика 24 автоматического регулятора 9. Результирующий квадратурный сигнал I' поступает на вход выпрямителя 27 автоматического регулятора 9. На выходе выпрямителя 27 формируется напряжение Um, пропорциональное среднему амплитудному значению квадратурного сигнала I'. Напряжение Um с помощью схемы сравнения 26 сравнивается с опорным напряжением Еоп в автоматическом регуляторе 9 (Фиг.2), а также служит опорным напряжением для второго автоматического регулятора 11. В результате действия обратной связи, образованной цепью: умножающий ЦАП 8 - выпрямитель 27 - схема сравнения 26, значение цифрового кода реверсивного счетчика 24 стабилизируется возле некоторого значения, определяемого значением опорного напряжения Еоп. Аналогичным образом осуществляется стабилизация цифрового кода на выходе второго автоматического регулятора 11, определяемого, однако, значением не опорного напряжения Еоп, а значением Um амплитуды сигнала I. Таким образом, происходит стабилизация уровня амплитуды сигнала Q по отношению к уровню амплитуды сигнала I, амплитуда которого, в свою очередь, определяется значением опорного напряжения Еоп.The work of the proposed receiver is as follows. When you turn on the external control device 20, such as a computer, and activate the graphical user interface program (Fig. 5), the supply voltage and the code of the current receiver tuning frequency ω are received via the exchange bus to the microcontroller 19 (Fig. 1). Based on the value of the tuning frequency code ω, the microcontroller 19 generates a code of the initial phase of the quadrature signals φ equal to 90 °, and sends it via the data bus to the data bus register 16 and to the frequency synthesizer 5. Using the data bus, the frequency synthesizer 5 receives from the microcontroller 19 also code of the current receiver tuning frequency ω. As a result, the frequency synthesizer 5 generates at its output quadrature harmonic signals with a frequency ω and initial phases of 0 ° and 90 °, respectively. These signals come from frequency synthesizer 5 to balanced mixers 3 and 4, where they are multiplied with an input radio frequency signal previously amplified by an RF amplifier 1 and split into two identical components in a splitter 2. Difference and total frequency components (ω-ωн) and ( ω + ωн), where ωн is the carrier frequency of the input RF signal, formed as a result of multiplying the input RF signal with the quadrature voltages of the frequency synthesizer 5, go to the inputs of the low-pass filter 6 and 7, where The pressure of high-frequency components (ω + ωn). Thus obtained quadrature signals I = A ′ (t) · sin (ω-ωн) · t and Q = A (t) · cos [(ω-ωн) · t + Δφ], where A ′ (t) = k · A (T), k is the unbalance coefficient of quadrature signals in amplitude, Δφ is the error of unbalance in phase, A (t) is the modulating voltage of the useful signal, fed to the input of the node for adjusting the amplitudes of quadrature signals 22. Signal I in the multiplying DAC 8 is multiplied with code N, coming from the counter 24 of the automatic controller 9. The resulting quadrature signal I 'is fed to the input of the rectifier 27 of the automatic controller 9. At the output of the rectifier 27 etsya voltage Um proportional to the average amplitude value of the quadrature signal I '. The voltage Um using the comparison circuit 26 is compared with the reference voltage Eop in the automatic controller 9 (Figure 2), and also serves as the reference voltage for the second automatic controller 11. As a result of the feedback formed by the circuit: the multiplying DAC 8 - rectifier 27 - circuit 26, the value of the digital code of the reverse counter 24 is stabilized near a certain value determined by the value of the reference voltage Eop. Similarly, the digital code is stabilized at the output of the second automatic controller 11, which, however, is determined not by the reference voltage Eop, but by the amplitude Um of signal I. Thus, the amplitude level of signal Q is stabilized with respect to the amplitude level of signal I, whose amplitude in turn, is determined by the value of the reference voltage Eop.

Квадратурные сигналы I'/Q' с нормированными амплитудами поступают на вход преобразователя 13 двухфазного напряжения в трехфазное. Как показано на Фиг.3, в преобразователе 13 сигнал «a» с нулевой фазой, снимаемый с выхода операционного усилителя 35, соответствует сигналу I'. Буферный операционный усилитель (ОУ) 35 служит для выравнивания амплитудно-частотных и фазовых характеристик канала «a» по отношению к каналам «b» и «c».Quadrature signals I '/ Q' with normalized amplitudes are fed to the input of the converter 13 of the two-phase voltage to three-phase. As shown in FIG. 3, in the converter 13, the zero-phase signal “ a ” taken from the output of the operational amplifier 35 corresponds to the signal I ′. Buffer operational amplifier (op amp) 35 serves to align the amplitude-frequency and phase characteristics of channel “ a ” with channels “b” and “c”.

Фаза «b», снимаемая с выхода ОУ 36, может быть представлена как векторная сумма вектора

Figure 00000001
и вектора
Figure 00000002
(Фиг.4):Phase "b", taken from the output of OS 36, can be represented as the vector sum of the vector
Figure 00000001
and vectors
Figure 00000002
(Figure 4):

Figure 00000003
.
Figure 00000003
.

Как следует из Фиг.4, вектор

Figure 00000002
образуется из вектора
Figure 00000004
умножением на некоторый скалярный коэффициент k1, а вектор
Figure 00000001
- умножением инверсного вектора
Figure 00000005
на некоторый скалярный коэффициент k2:As follows from Figure 4, the vector
Figure 00000002
formed from vector
Figure 00000004
multiplying by some scalar coefficient k 1 , and the vector
Figure 00000001
- by multiplying the inverse vector
Figure 00000005
by some scalar coefficient k 2 :

Figure 00000006
Figure 00000006

гдеWhere

Figure 00000007
, т.к. длины векторов
Figure 00000008
и
Figure 00000004
одинаковы.
Figure 00000007
because vector lengths
Figure 00000008
and
Figure 00000004
are the same.

Аналогично:Similarly:

Figure 00000009
.
Figure 00000009
.

Тогда:Then:

Figure 00000010
Figure 00000010

С другой стороны, из Фиг.3 следует, что выходное напряжение фазы «b» ОУ 36 равно:On the other hand, from figure 3 it follows that the output voltage of the phase "b" of the OS 36 is equal to:

Figure 00000011
Figure 00000011

Здесь R28 - резистор 28; R29 - резистор 29, R32 - резистор 32; R33 - резистор 33.Here R28 is a resistor 28; R29 - resistor 29, R32 - resistor 32; R33 - resistor 33.

Сравнивая выражения (1) и (2), получаем условия выбора значений резисторов 28, 29, 32, 33:Comparing expressions (1) and (2), we obtain the conditions for choosing the values of resistors 28, 29, 32, 33:

Figure 00000012
,
Figure 00000012
,

Figure 00000013
Figure 00000013

илиor

Figure 00000014
Figure 00000014

Если R28=R29=R, то:If R28 = R29 = R, then:

Figure 00000015
Figure 00000015

Аналогично фаза «c», снимаемая с выхода ОУ 37, может быть представлена как векторная сумма вектора

Figure 00000001
и инверсного вектора
Figure 00000002
(Фиг.4):Similarly, the phase "c", taken from the output of the op-amp 37, can be represented as the vector sum of the vector
Figure 00000001
and inverse vector
Figure 00000002
(Figure 4):

Figure 00000016
или
Figure 00000016
or

Figure 00000017
Figure 00000017

С другой стороны, из Фиг.3 следует, что выходное напряжение фазы «c» ОУ 37 равно:On the other hand, from figure 3 it follows that the output voltage of the phase "c" of the OS 37 is equal to:

Figure 00000018
Figure 00000018

Здесь R30 - резистор 30; R31 - резистор 31, RS4 - резистор 34.Here R30 is the resistor 30; R31 is resistor 31, RS4 is resistor 34.

Сравнивая выражения (3) и (4), получаем условия выбора значений резисторов 30, 31, 34:Comparing expressions (3) and (4), we obtain the conditions for choosing the values of resistors 30, 31, 34:

Figure 00000019
Figure 00000019

Если R34=R, то:If R34 = R, then:

Figure 00000020
Figure 00000020

Полученное трехфазное напряжение (фазы «a», «b», «c») с преобразователя 13 двухфазного напряжения в трехфазное поступает на сумматор 14, где осуществляется их арифметическое сложение. Если соблюдается точный баланс амплитуд и фаз, сумма векторов трехфазного напряжения будет равна нулю; в противном случае на выходе сумматора 14 появится некоторое напряжение ошибки. Это напряжение ошибки поступает на вход выпрямителя 27 автоматического регулятора 15 (Фиг.2), где сравнивается с задаваемым опорным напряжением Еоп≅0. В зависимости от соотношения величин напряжений Um и Еоп на выходе схемы сравнения формируется логическая «1» или логический «0», которые поступают через управляемый инвертор 25 на вход управления реверсом счетчика 24, в котором изначально из регистра шины данных записан код фазы, соответствующий φ=90°.The obtained three-phase voltage (phases " a ", "b", "c") from the converter 13 of the two-phase voltage to the three-phase voltage is supplied to the adder 14, where they are added together. If the exact balance of amplitudes and phases is observed, the sum of the vectors of the three-phase voltage will be zero; otherwise, some error voltage will appear at the output of the adder 14. This error voltage is fed to the input of the rectifier 27 of the automatic controller 15 (Figure 2), where it is compared with the set reference voltage Eop≅0. Depending on the ratio of the voltages Um and Eop, a logical “1” or logical “0” is generated at the output of the comparison circuit, which is fed through a controlled inverter 25 to the input of the reverse control of the counter 24, in which the phase code corresponding to φ = 90 °.

Наличие напряжения ошибки на выходе сумматора 14 констатирует только наличие разбаланса фаз в трехфазном напряжении (предполагается, что разбаланс амплитуд сведен к минимуму в узле корректировки амплитуд 22), но не указывает однозначно на знак ошибки Δφ: повлияла ли она на увеличение или уменьшение фазового сдвига φ=90°, т.е. характер обратной связи может носить как положительный (нежелательный), так и отрицательный характер. Пусть характер обратной связи носит отрицательный характер, и значение кода фазового сдвига φ в счетчике 24 под действием тактовых импульсов начинает, например, уменьшаться. Цифровой код скорректированного фазового сдвига φ′ с выхода реверсивного счетчика 24 поступает на вход микроконтроллера 19, который после процедуры проверки направляет этот код по шине данных в регистр фазы синтезатора частоты 5. Синтезатор частоты 5, получив новое значение кода фазы φ′, формирует на своем выходе косинусное напряжение с корректированным значением фазы, что улучшает фазовую балансировку как трехфазных, так и квадратурных сигналов, и уменьшает значение ошибки на выходе сумматора 14. Под действием отрицательной обратной связи код фазы φ′ на выходе реверсивного счетчика 24 автоматического регулятора 15 стабилизируется возле определенного значения, при котором значение напряжения ошибки на выходе сумматора стремится к нулю, что свидетельствует о достижении балансировки как трехфазных, так и квадратурных сигналов.The presence of an error voltage at the output of the adder 14 only indicates the presence of phase imbalance in the three-phase voltage (it is assumed that the amplitude imbalance is minimized in the amplitude correction unit 22), but does not unambiguously indicate the error sign Δφ: did it affect the increase or decrease of the phase shift φ = 90 °, i.e. the nature of the feedback can be either positive (undesirable) or negative. Let the feedback nature be negative, and the value of the phase shift code φ in the counter 24 under the action of clock pulses, for example, begin to decrease. The digital code of the corrected phase shift φ ′ from the output of the reverse counter 24 is fed to the input of the microcontroller 19, which after the verification procedure sends this code via the data bus to the phase register of the frequency synthesizer 5. The frequency synthesizer 5, having received a new value of the phase code φ ′, forms the output is a cosine voltage with a corrected phase value, which improves the phase balancing of both three-phase and quadrature signals, and reduces the error value at the output of the adder 14. Under the influence of negative feedback and phase φ 'at the output of the code-down counter 24, an automatic regulator 15 is stabilized near a certain value at which the error voltage value to the adder output goes to zero, which indicates reaching balancing as a three-phase and quadrature signals.

При положительном характере обратной связи уменьшение значения кода фазового сдвига φ в счетчике 24 вызовет, напротив, увеличение с каждым тактом напряжения ошибки на выходе сумматора 14. Для предотвращения этого негативного развития событий предусмотрена процедура проверки значений кода сдвига фазы φ′ в микроконтроллере 19 на выполнение условия (90′-Δβ)<φ′<(90°+Δβ), где 2Δβ - значение фазового «окна», в котором всегда должно находиться значение кода сдвига фазы φ′. Значение Δβ устанавливается, исходя из максимально возможной фазовой нестабильности, которая может возникнуть в квадратурных каналах. Можно принять, что всегда Δβ≤1°. Тогда, в случае действия положительной обратной связи, при увеличении значения кода фазового разбаланса φ′ до значений, превышающих 90°+Δβ, или уменьшении ниже чем 90°-Δβ микроконтроллер 19 формирует команду смены реверса счетчика 24, которая поступает с отдельного разряда регистра шины данных 16 на вход управляемого инвертора 25 (Фиг.2). В результате характер обратной связи становится отрицательным, изменение значения кода фазы φ′ будет приводить к уменьшению напряжения ошибки на выходе сумматора 14 и стабилизации кода фазы φ′ возле значения, при котором будет достигаться наилучший баланс фаз. Если происходит нарушение монотонного изменения кода фазы φ′ и возникает его скачкообразное изменение, например из-за системного сбоя, микроконтроллер 19 принудительно корректирует код фазы φ′ до номинального значения, равного 90°, и отправляет его в регистр шины данных 16 и синтезатор частоты 5.If the feedback is positive, a decrease in the value of the phase shift code φ in the counter 24 will, on the contrary, cause an increase in the error voltage at the output of the adder 14 with each cycle. To prevent this negative development of events, a procedure for checking the values of the phase shift code φ ′ in the microcontroller 19 to satisfy (90′-Δβ) <φ ′ <(90 ° + Δβ), where 2Δβ is the value of the phase “window”, in which the value of the phase shift code φ ′ should always be. The value of Δβ is set based on the maximum possible phase instability that can occur in quadrature channels. It can be assumed that always Δβ≤1 °. Then, in the case of positive feedback, when the value of the phase unbalance code φ ′ increases to values exceeding 90 ° + Δβ, or decrease lower than 90 ° -Δβ, the microcontroller 19 generates a counter reversal change command 24, which comes from a separate discharge of the bus register data 16 to the input of the controlled inverter 25 (Figure 2). As a result, the nature of the feedback becomes negative, a change in the value of the phase code φ ′ will lead to a decrease in the error voltage at the output of the adder 14 and stabilization of the phase code φ ′ near the value at which the best phase balance will be achieved. If there is a violation of a monotonous change in the phase code φ ′ and its abrupt change occurs, for example, due to a system failure, the microcontroller 19 forcibly corrects the phase code φ ′ to a nominal value of 90 ° and sends it to the data bus register 16 and frequency synthesizer 5 .

Режим параллельного ввода данных в реверсивный счетчик 24 и режим принудительного управления реверсом используется в автоматическом регуляторе 15. В автоматических регуляторах 9 и 11 эти режимы не используются.The parallel data entry mode in the counter 24 and the forced reverse control mode are used in automatic controller 15. In automatic controllers 9 and 11, these modes are not used.

Таким образом, в отличие от известного приемника, принятого за прототип, предлагаемое решение осуществляет более точную частотно-независимую балансировку квадратурных сигналов, благодаря чему происходит более существенное подавление помех по побочным каналам приема. Формирование трехфазных напряжений с помощью преобразователя двухфазных напряжений в трехфазные осуществляется более простым и точным способом, чем с использованием дополнительного балансного смесителя и гетеродина, и дает возможность исключить третий АЦП.Thus, in contrast to the well-known receiver adopted for the prototype, the proposed solution provides more accurate frequency-independent balancing of the quadrature signals, due to which there is a more significant suppression of interference on the side reception channels. The formation of three-phase voltages using a two-phase to three-phase voltage converter is carried out in a simpler and more accurate way than using an additional balanced mixer and a local oscillator, and makes it possible to exclude the third ADC.

Полученные таким образом квадратурные сигналы I′/Q′ поступают на АЦП 17, 18, где оцифровываются, и далее поступают на микроконтроллер 19. Затем по шине обмена данных, например USB, цифровые значения квадратурных сигналов I′/Q′ поступают на вход внешнего устройства управления 20, работающего под управлением программного обеспечения 21, для демодуляции квадратурных сигналов I/Q и формирования панорамного спектра и мультимедийного контента графического пользовательского интерфейса.Thus obtained quadrature signals I ′ / Q ′ are fed to the ADC 17, 18, where they are digitized, and then fed to the microcontroller 19. Then, via a data bus, for example USB, digital values of quadrature signals I ′ / Q ′ are fed to the input of an external device control 20, running software 21, for demodulating quadrature I / Q signals and generating a panoramic spectrum and multimedia content for a graphical user interface.

Программное обеспечение для демодуляции квадратурных сигналов I/Q состоит из отдельных программных модулей, имеющихся в памяти внешнего устройства управления, например мобильного компьютерного устройства, приведенного на Фиг.5. Это могут быть модули для демодуляции как аналоговых вещательных стандартов, например AM, FM, так и цифровых: DAB, DRM, DVB-T. В процессе исполнения этих программ во внешнем устройстве управления формируется аудиовизуальный контент, доступный для восприятия пользователем. При появлении новых вещательных стандартов необходимо лишь добавить новый программный модуль демодуляции без изменения общей архитектуры приемного устройства.The software for demodulating quadrature I / Q signals consists of separate software modules available in the memory of an external control device, such as the mobile computer device shown in FIG. These can be modules for demodulating both analog broadcast standards, for example AM, FM, and digital: DAB, DRM, DVB-T. During the execution of these programs, an audiovisual content is formed in the external control device that is accessible for perception by the user. With the advent of new broadcasting standards, it is only necessary to add a new demodulation software module without changing the overall architecture of the receiving device.

Для управления приемным устройством, а также для отображения визуального контента используется графический пользовательский интерфейс - специальное программное обеспечение, обеспечивающее визуализацию виртуальной панели управления приемного устройства.To control the receiving device, as well as to display visual content, a graphical user interface is used - special software that provides visualization of the virtual control panel of the receiving device.

На Фиг.5 для примера приведен вид графического пользовательского интерфейса при приеме сигналов цифрового вещательного стандарта DRM. В качестве внешнего управляющего устройства используется планшетный компьютер 38.Figure 5 is an example of a graphical user interface for receiving signals of the digital broadcasting standard DRM. A tablet computer 38 is used as an external control device.

Принимаемый вещательный стандарт выбирается вращением первого трехмерного барабанного графического виджета 40. В показанном на Фиг.5 случае установлен режим DRM.The received broadcast standard is selected by rotating the first three-dimensional drum graphic widget 40. In the case shown in FIG. 5, the DRM mode is set.

С помощью второго трехмерного барабанного графического виджета 47 устанавливается поддиапазон или канал принимаемых волн. В показанном на Фиг.5 случае установлены средние волны MW (Medium Wave).Using the second three-dimensional drum graphic widget 47, a subband or channel of received waves is set. In the case shown in FIG. 5, medium waves MW (Medium Wave) are set.

Значение частоты устанавливается манипуляцией настройками шкалы грубой настройки 43 и шкалы точной настройки 42. Для быстрой настройки служат сенсорно-чувствительные указатели точной 45 и грубой настройки 48. Точное значение частоты может быть установлено кнопками установки точного значения принимаемой частоты 41 и 46. Точное значение частоты настройки высвечивается с помощью цифрового индикатора 44. В показанном на Фиг.5 случае приемник настроен на частоту 1400 кГц. В поле 39 отображается спектр принимаемых сигналов.The frequency value is set by manipulating the settings of the coarse tuning scale 43 and fine-tuning scale 42. For quick tuning, touch sensitive sensitive indicators of fine 45 and coarse tuning 48 are used. The exact frequency value can be set using the buttons for setting the exact value of the received frequency 41 and 46. The exact value of the tuning frequency lights up with a digital indicator 44. In the case shown in FIG. 5, the receiver is tuned to a frequency of 1400 kHz. Field 39 displays the spectrum of the received signals.

Заявляемый способ управления настройками приемного устройства дает несколько преимуществ. Во-первых, он позволяет сохранить привычный вид панели радиоприемника с интуитивно-понятным расположением органов управления, при этом предоставляя возможность управления большим количеством параметров приемника на относительно небольшой поверхности экрана устройства управления. Во-вторых, при появлении новых вещательных стандартов и принимаемых диапазонов волн достаточно просто добавить новые «лопатки» в трехмерных барабанных виджетах без существенного изменения общей компоновки графического интерфейса.The inventive method of managing the settings of the receiving device provides several advantages. Firstly, it allows you to maintain the familiar appearance of the radio panel with an intuitive arrangement of controls, while providing the ability to control a large number of receiver parameters on a relatively small surface of the screen of the control device. Secondly, with the advent of new broadcast standards and accepted wave ranges, it is enough to simply add new “blades” in three-dimensional drum widgets without significantly changing the overall layout of the graphical interface.

Claims (5)

1. Приемник прямого преобразования с квадратурно-трехфазной архитектурой, включающий радиочастотный усилитель, сплиттер, первый и второй балансные смесители, синтезатор частоты, первый и второй фильтры нижних частот (ФНЧ), состоящие из последовательно соединенных LC-фильтра, усилителя и активного фильтра, причем выходы ФНЧ подключены к входам соответственно первого и второго умножающих цифроаналоговых преобразователей (ЦАП), первый автоматический регулятор, тактовый генератор, первый и второй аналого-цифровые преобразователи (АЦП), микроконтроллер, при этом выход радиочастотного усилителя подключен к входу сплиттера, первый и второй выходы сплиттера подключены соответственно к первым входам первого и второго балансных смесителей, вторые входы балансных смесителей подключены соответственно к первому и второму выходам синтезатора частоты, а выходы балансных смесителей подключены соответственно к входам первого и второго ФНЧ, первый вход первого автоматического регулятора подключен к выходу первого умножающего ЦАП, а цифровой выход первого автоматического регулятора подключен к цифровому входу первого умножающего ЦАП, первый выход тактового генератора подключен к второму входу первого автоматического регулятора, выходы первого и второго АЦП подключены соответственно к первому и второму входам микроконтроллера, отличающийся тем, что содержит второй и третий автоматические регуляторы, преобразователь двухфазного напряжения в трехфазное, сумматор, регистр шины данных, причем второй выход первого автоматического регулятора подключен к входу опорного напряжения второго автоматического регулятора, первый вход второго автоматического регулятора подключен к выходу второго умножающего ЦАП, а цифровой выход второго автоматического регулятора подключен к цифровому входу второго умножающего ЦАП, выходы первого и второго умножающих ЦАП подключены соответственно к первому и второму входам преобразователя двухфазного напряжения в трехфазное и входам соответственно первого и второго АЦП, трехфазные выходы преобразователя двухфазного напряжения в трехфазное подключены к трем соответствующим входам сумматора, выход сумматора подключен к первому входу третьего автоматического регулятора, цифровой выход третьего автоматического регулятора подключен к третьему входу микроконтроллера, первый выход микроконтроллера выполнен с возможностью подключения по шине обмена к внешнему устройству управления, а второй выход микроконтроллера по шине данных подключен к входу синтезатора частоты и к входу регистра шины данных, многоразрядный и одноразрядный цифровые выходы регистра шины данных подключены к цифровым входам третьего автоматического регулятора, первый и второй выходы тактового генератора подключены к вторым входам соответственно второго и третьего автоматических регуляторов.1. Direct conversion receiver with a quadrature-three-phase architecture, including a radio frequency amplifier, splitter, first and second balanced mixers, a frequency synthesizer, first and second low-pass filters (LPFs), consisting of a series-connected LC filter, an amplifier and an active filter, the outputs of the low-pass filter are connected to the inputs of the first and second multiplying digital-to-analog converters (DAC), the first automatic controller, clock, the first and second analog-to-digital converters (ADCs), mic the controller, while the output of the RF amplifier is connected to the input of the splitter, the first and second outputs of the splitter are connected respectively to the first inputs of the first and second balanced mixers, the second inputs of the balanced mixers are connected respectively to the first and second outputs of the frequency synthesizer, and the outputs of the balanced mixers are connected respectively to the inputs the first and second low-pass filters, the first input of the first automatic regulator is connected to the output of the first multiplying DAC, and the digital output of the first automatic regulator and connected to the digital input of the first multiplying DAC, the first output of the clock generator is connected to the second input of the first automatic controller, the outputs of the first and second ADCs are connected respectively to the first and second inputs of the microcontroller, characterized in that it contains the second and third automatic controllers, a two-phase voltage converter three-phase, adder, data bus register, and the second output of the first automatic controller is connected to the voltage input of the second automatic controller , the first input of the second automatic controller is connected to the output of the second multiplying DAC, and the digital output of the second automatic controller is connected to the digital input of the second multiplying DAC, the outputs of the first and second multiplying DACs are connected respectively to the first and second inputs of the two-phase voltage to three-phase converter and the inputs of the first and the second ADC, the three-phase outputs of the two-phase voltage to three-phase converter are connected to the three corresponding inputs of the adder, the output of the adder is connected is connected to the first input of the third automatic controller, the digital output of the third automatic controller is connected to the third input of the microcontroller, the first output of the microcontroller is configured to be connected via an exchange bus to an external control device, and the second output of the microcontroller via a data bus is connected to the input of the frequency synthesizer and to the register input data buses, multi-bit and single-bit digital outputs of the data bus register are connected to the digital inputs of the third automatic controller, the first and second moves clock generator connected to the second inputs respectively of the second and third automatic regulators. 2. Приемник прямого преобразования по п.1, отличающийся тем, что внешнее устройство управления представляет собой мобильное или встроенное компьютерное устройство с сенсорным экраном и включает программные демодуляторы (SWD) и программу графического пользовательского интерфейса (GUI).2. The direct conversion receiver according to claim 1, characterized in that the external control device is a mobile or integrated computer device with a touch screen and includes software demodulators (SWD) and a graphical user interface (GUI) program. 3. Способ прямого преобразования сигнала посредством приемника с квадратурно-трехфазной архитектурой, включающий
формирование кода начальной фазы квадратурных сигналов на основе кода текущей частоты настройки приемника ω и его передачу на регистр шины данных и синтезатор частоты,
генерирование синтезатором квадратурных гармонических сигналов с частотой настройки приемника ω и начальными фазами 0° и 90°,
передачу сгенерированных квадратурных сигналов на балансные смесители для их перемножения с входным радиочастотным сигналом, предварительно усиленным радиочастотным усилителем и расщепленным на две идентичные составляющие в сплиттере,
передачу разностных и суммарных частотных компонент (ω-ωн) и (ω+ωн), где ωн - частота несущей входного радиочастотного сигнала, образованных в результате перемножения входного радиочастотного сигнала с квадратурными напряжениями синтезатора, на входы фильтров нижней частоты ФНЧ для подавления высокочастотных составляющих (ω+ωн),
передачу полученных квадратурных сигналов I=A′(t)·sin(ω-ωн)·t и Q=A(t)·cos[(ω-ωн)·t+Δφ], где A′(t)=k·A(t), k - коэффициент разбаланса квадратурных сигналов по амплитуде, Δφ - ошибка разбаланса по фазе, A(t) - модулирующее напряжение полезного сигнала, на вход узла корректировки амплитуд квадратурных сигналов, перемножение квадратурного сигнала I в умножающем ЦАП с кодом, поступающим со счетчика автоматического регулятора, с формированием результирующего квадратурного сигнала I′,
подачу квадратурного сигнала I′ на вход выпрямителя первого автоматического регулятора,
формирование на выходе выпрямителя напряжения Um, пропорционального среднему амплитудному значению квадратурного сигнала I′,
сравнение напряжения Um с помощью схемы сравнения с опорным напряжением Еоп в первом автоматическом регуляторе,
осуществление стабилизации уровня амплитуды квадратурного сигнала Q по отношению к уровню амплитуды квадратурного сигнала I на выходе второго автоматического регулятора с опорным напряжением Еоп, определяемого значением Um амплитуды квадратурного сигнала I,
подачу квадратурных сигналов I′ и Q′ с нормированными амплитудами на вход преобразователя двухфазного напряжения в трехфазное,
подачу полученного трехфазного напряжения с выхода преобразователя двухфазного напряжения в трехфазное на сумматор,
передачу квадратурных сигналов I′ и Q′ на АЦП для оцифровки,
передачу цифровых квадратурных сигналов I′ и Q′ на микроконтроллер, и
передачу цифровых значений квадратурных сигналов I′ и Q′ на вход внешнего устройства управления для демодуляции квадратурных сигналов I и Q и отображения с помощью графического пользовательского интерфейса панорамного спектра и мультимедийного контента.
3. A method of direct signal conversion using a receiver with a quadrature-three-phase architecture, including
generating a code for the initial phase of the quadrature signals based on the code of the current receiver tuning frequency ω and its transmission to the data bus register and frequency synthesizer,
synthesizer generation of quadrature harmonic signals with the receiver tuning frequency ω and initial phases 0 ° and 90 °,
transmission of the generated quadrature signals to balanced mixers for their multiplication with the input radio frequency signal, pre-amplified radio frequency amplifier and split into two identical components in the splitter,
transfer of difference and total frequency components (ω-ωн) and (ω + ωн), where ωн is the carrier frequency of the input radio frequency signal, formed as a result of multiplying the input radio frequency signal with the quadrature voltage of the synthesizer, to the inputs of the low-pass filter of the low-pass filter to suppress high-frequency components ( ω + ωн),
transmission of the obtained quadrature signals I = A ′ (t) · sin (ω-ωн) · t and Q = A (t) · cos [(ω-ωн) · t + Δφ], where A ′ (t) = k · A (t), k is the unbalance coefficient of the quadrature signals in amplitude, Δφ is the error of the unbalance in phase, A (t) is the modulating voltage of the useful signal to the input of the node for adjusting the amplitudes of the quadrature signals, multiplying the quadrature signal I in the multiplying DAC with the code received from the counter of the automatic controller, with the formation of the resulting quadrature signal I ′,
applying a quadrature signal I ′ to the input of the rectifier of the first automatic controller,
the formation at the output of the rectifier voltage Um proportional to the average amplitude value of the quadrature signal I ′,
comparing the voltage Um using a comparison circuit with a reference voltage Eop in the first automatic controller,
the implementation of the stabilization of the amplitude level of the quadrature signal Q with respect to the amplitude level of the quadrature signal I at the output of the second automatic controller with a reference voltage Eop, determined by the value Um of the amplitude of the quadrature signal I,
the supply of quadrature signals I ′ and Q ′ with normalized amplitudes to the input of the converter of two-phase voltage to three-phase,
supplying the obtained three-phase voltage from the output of the two-phase voltage converter to the three-phase voltage to the adder,
transmission of quadrature signals I ′ and Q ′ to the ADC for digitization,
transmitting the digital quadrature signals I ′ and Q ′ to the microcontroller, and
transmitting digital values of quadrature signals I ′ and Q ′ to the input of an external control device for demodulating quadrature signals I and Q and displaying a panoramic spectrum and multimedia content using the graphical user interface.
4. Способ управления настройкой приемника прямого преобразования с квадратурно-трехфазной архитектурой по п.1 или 2 посредством внешнего устройства управления, содержащего программные демодуляторы (SWD) и графический пользовательский интерфейс (GUI), включающий цифровой индикатор для отображения точного значения частоты настройки и окно спектра принимаемых сигналов, отличающийся тем, что включает изменение по меньшей мере одного параметра, выбранного из: принимаемого вещательного стандарта посредством вращения первого трехмерного барабанного графического виджета, и
поддиапазона или канала принимаемых волн посредством вращения второго трехмерного барабанного графического виджета.
4. A method for controlling the tuning of a direct conversion receiver with a quadrature-three-phase architecture according to claim 1 or 2 by means of an external control device containing software demodulators (SWD) and a graphical user interface (GUI), including a digital indicator to display the exact value of the tuning frequency and a spectrum window received signals, characterized in that it includes changing at least one parameter selected from: the received broadcast standard by rotating the first three-dimensional drum a graphic widget, and
a subband or channel of the received waves by rotating the second three-dimensional drum graphic widget.
5. Способ управления настройкой приемника по п.4, отличающийся тем, что дополнительно включает изменение по меньшей мере одного параметра, выбранного из:
значения принимаемой частоты посредством манипуляции шкалы грубой настройки и шкалы точной настройки,
быстрой настройки значения принимаемой частоты посредством сенсорно-чувствительных указателей точной и грубой настройки, и
точной настройки приемника на частоту принимаемой станции посредством кнопки установки точного значения принимаемой частоты.
5. The method of controlling the configuration of the receiver according to claim 4, characterized in that it further includes changing at least one parameter selected from:
values of the received frequency by manipulating the coarse tuning scale and fine tuning scale,
quickly adjusting the value of the received frequency by means of touch sensitive sensitive and coarse tuning indicators, and
fine tuning the receiver to the frequency of the received station by means of the button for setting the exact value of the received frequency.
RU2013145247/08A 2013-10-09 2013-10-09 Direct transform receiver having quadrature three-phase architecture, method for direct signal transform using said receiver and method of controlling tuning of said receiver RU2542939C1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2013145247/08A RU2542939C1 (en) 2013-10-09 2013-10-09 Direct transform receiver having quadrature three-phase architecture, method for direct signal transform using said receiver and method of controlling tuning of said receiver

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2013145247/08A RU2542939C1 (en) 2013-10-09 2013-10-09 Direct transform receiver having quadrature three-phase architecture, method for direct signal transform using said receiver and method of controlling tuning of said receiver

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2542939C1 true RU2542939C1 (en) 2015-02-27

Family

ID=53290018

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2013145247/08A RU2542939C1 (en) 2013-10-09 2013-10-09 Direct transform receiver having quadrature three-phase architecture, method for direct signal transform using said receiver and method of controlling tuning of said receiver

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2542939C1 (en)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2736515C1 (en) * 2020-02-13 2020-11-17 Владимир Григорьевич Бартенев Dsp tuner frequency measurement and indication method and device for its implementation
RU2759753C1 (en) * 2020-12-24 2021-11-17 Владимир Григорьевич Бартенев Method for measuring and indicating the frequency for an fm tuner and device for its implementation
RU2806802C1 (en) * 2022-12-28 2023-11-07 Федеральное государственное бюджетное учреждение науки "Институт сильноточной электроники Сибирского отделения Российской академии наук" Method for expanding dynamic range of receiver

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5095536A (en) * 1990-03-23 1992-03-10 Rockwell International Corporation Direct conversion receiver with tri-phase architecture
RU2146416C1 (en) * 1994-12-28 2000-03-10 Телефонактиеболагет Лм Эрикссон (Пабл) Direct-detection digital-correction receiver
US6073001A (en) * 1997-05-09 2000-06-06 Nokia Mobile Phones Limited Down conversion mixer
RU2175463C2 (en) * 1995-05-10 2001-10-27 Роук Мейнор Рисерч Лимитед Direct-conversion radio receiver
RU2202854C2 (en) * 1997-07-01 2003-04-20 Телефонактиеболагет Лм Эрикссон (Пабл) Multimode direct-conversion receiver

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5095536A (en) * 1990-03-23 1992-03-10 Rockwell International Corporation Direct conversion receiver with tri-phase architecture
RU2146416C1 (en) * 1994-12-28 2000-03-10 Телефонактиеболагет Лм Эрикссон (Пабл) Direct-detection digital-correction receiver
RU2175463C2 (en) * 1995-05-10 2001-10-27 Роук Мейнор Рисерч Лимитед Direct-conversion radio receiver
US6073001A (en) * 1997-05-09 2000-06-06 Nokia Mobile Phones Limited Down conversion mixer
RU2202854C2 (en) * 1997-07-01 2003-04-20 Телефонактиеболагет Лм Эрикссон (Пабл) Multimode direct-conversion receiver

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2736515C1 (en) * 2020-02-13 2020-11-17 Владимир Григорьевич Бартенев Dsp tuner frequency measurement and indication method and device for its implementation
RU2759753C1 (en) * 2020-12-24 2021-11-17 Владимир Григорьевич Бартенев Method for measuring and indicating the frequency for an fm tuner and device for its implementation
RU2806802C1 (en) * 2022-12-28 2023-11-07 Федеральное государственное бюджетное учреждение науки "Институт сильноточной электроники Сибирского отделения Российской академии наук" Method for expanding dynamic range of receiver

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9900065B2 (en) System and method for high-speed analog beamforming
JP4593430B2 (en) Receiving machine
US8120531B2 (en) Signal processing apparatus for multi-mode satellite positioning system and method thereof
US20090086844A1 (en) Method And System For A Programmable Local Oscillator Generator Utilizing A DDFS For Extremely High Frequencies
US8085877B2 (en) Method and system for quadrature local oscillator generator utilizing a DDFS for extremely high frequencies
CN101162266B (en) Global positioning system receiver and hand-held electronic device
US20100195779A1 (en) Phase locked loop circuit and receiver using the same
JP2006101388A (en) Receiver, receiving method and mobile radio terminal
JP2004523142A (en) Broadband fast hopping receiver front-end and mixing method
US20060262230A1 (en) Receiver if system having image rejection mixer and band-pass filter
JP4335113B2 (en) DC offset calibration system
JP2012065017A (en) Harmonic rejection mixer and phase adjustment method
JP4087850B2 (en) Apparatus and method for downmixing input signal to output signal
RU2542939C1 (en) Direct transform receiver having quadrature three-phase architecture, method for direct signal transform using said receiver and method of controlling tuning of said receiver
JP5402037B2 (en) FM / AM demodulator, radio receiver, electronic device, and image correction adjustment method
WO2012032936A1 (en) Signal processing circuit, signal processing method and control program recording medium
US8280340B2 (en) Clock generation for integrated radio frequency receivers
US20160065256A1 (en) Sliding intermediate frequency (if) receiver with adjustable division ratio and sliding if reception method
JP5790650B2 (en) Frequency converter and receiver using the same
US20110292290A1 (en) Frequency conversion circuit, frequency conversion method, and electronic apparatus
JP2017173046A (en) Satellite signal receiver
JP2003289264A (en) Receiver
US20050157826A1 (en) Filtering signals
US8014422B2 (en) Method and system for utilizing a single PLL to clock an array of DDFS for multi-protocol applications
US20030236073A1 (en) Correction of mismatch between in-phase and quadrature signals in a radio receiver

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20161010