RU2524678C2

RU2524678C2 - Astable single-phase converter

Info

Publication number: RU2524678C2
Application number: RU2010110190/07A
Authority: RU
Inventors: Владимир Яковлевич Грошев
Original assignee: Владимир Яковлевич Грошев
Priority date: 2010-03-17
Filing date: 2010-03-17
Publication date: 2014-08-10
Also published as: RU2010110190A

Abstract

FIELD: electricity.

SUBSTANCE: device relates to the field of pulse equipment and is designed to convert DC voltage. The objective of the invention is to increase efficiency of an astable single-phase converter. The device comprises a switching key VT1, a comparison device DA1, a CMOS inverter, the first divider R3, R4 and the second divider R1, R2. The resistor R2 is current-setting. The switching key VT1 via an inductance coil L1 is connected between terminals of the primary source GB, and the inlet of the second divider is connected to the source of shift U_sh, which may be the primary source GB. Terminals of supply of the CMOS inverter DD1 are connected to the same source. Intervals of inductance coil charge and discharge time in this device are determined by the inductance coil itself.

EFFECT: invention provides several advantages in respect to available devices, including highest limit efficiency factor at pulse power supply to passive loads, possibility to ensure stable mode without OOS and independence of output capacity on the value of used inductance.

2 cl, 1 dwg

Description

Предлагаемое устройство относится к области импульсной техники, а именно к преобразователям постоянного напряжения или тока.The proposed device relates to the field of pulsed technology, namely to converters of constant voltage or current.

Существуют преобразователи постоянного тока с независимым тактированием, содержащие блок тактирования, модулятор с усилителем сигнала обратной связи и выходной ключ, коммутирующий нагрузочную индуктивность, см., например [1],[2]. Основным недостатком таких устройств является отсутствие прямой зависимости между рабочей частотой преобразования и параметрами используемых индуктивных элементов-трансформаторов или дросселей. В таких конвертерах с любыми видами модуляции индуктивность работает либо в прерывистом режиме, т.е. в таком, когда в течение части такта преобразования ток через нее отсутствует, либо в непрерывном с укороченными циклами заряда-разряда, когда ток через индуктивность в течение всего периода преобразования может содержать значительную постоянную составляющую. Такие режимы являются следствием отсутствия контроля над процессами заряда и разряда индуктивности со стороны независимого блока тактирования. При этом в первом случае из-за увеличения скважности зарядный ток может в несколько раз превышать минимально необходимое значение, а это обуславливает как высокий уровень пульсаций выходного напряжения, так и увеличивает стоимость конвертеров из-за необходимости применения индуктивностей с большим допустимым рабочим током и ключей с очень низким сопротивлением во включенном состоянии для обеспечения приемлемого КПД. Существенным недостатком прерывистого режима преобразования является также неопределенность момента замыкания выходного ключа относительно колебательного процесса на разомкнутой индуктивности, вследствие чего в момент коммутации напряжение на паразитной емкости, шунтирующей индуктивность, может быть больше или равно напряжению первичного источника, что является источником дополнительных потерь мощности.There are independent DC-DC converters with a clock unit, a modulator with a feedback signal amplifier and an output switch switching load inductance, see, for example, [1], [2]. The main disadvantage of such devices is the lack of a direct relationship between the operating frequency of the conversion and the parameters of the used inductive transformer elements or chokes. In such converters with any kind of modulation, the inductance works either in intermittent mode, i.e. in such a case when there is no current through it during the conversion cycle part, or in a continuous one with shortened charge-discharge cycles, when the current through the inductance during the entire conversion period can contain a significant constant component. Such modes are the result of the lack of control over the processes of charge and discharge of inductance from the side of an independent clock unit. In this case, in the first case, due to an increase in the duty cycle, the charging current can be several times higher than the minimum required value, and this causes both a high level of output voltage ripples and increases the cost of converters due to the need to use inductors with a large permissible operating current and switches with very low resistance when turned on to provide acceptable efficiency. A significant drawback of the intermittent conversion mode is also the uncertainty of the closure of the output switch relative to the open-loop inductance process, as a result of which, at the time of switching, the voltage on the stray capacitance shunting the inductance can be greater than or equal to the voltage of the primary source, which is a source of additional power losses.

Во втором случае, который относится к преобразователям с укороченным разрядным циклом [2], через индуктивность кроме переменной составляющей протекает постоянный ток и из-за этого существенно возрастают потери на внутреннем сопротивлении индуктивности и на внутреннем сопротивлении первичного источника. Это обусловлено тем, что среднее значение постоянного тока в три раза больше среднего значения треугольного тока. Следует отметить, что поскольку при испытаниях в качестве первичных источников используются лабораторные источники питания, выходное сопротивление которых практически равно нулю, потери этого вида обычно не выявляются при лабораторных испытаниях микросхем и соответствующие данные не приводятся в технической документации. Поэтому параметры конвертеров с укороченным разрядным циклом в реальных условиях, например, при использовании батарей в качестве первичного источника, могут оказаться существенно худшими, чем это дается в справочных материалах. Кроме этого, поскольку в режиме с укороченным разрядным циклом в нагрузку отдается лишь часть запасенной в индуктивности энергии, зарядный ток так же, как и в преобразователях первого типа, может существенно превышать минимально необходимое значение. Вдобавок, поскольку при больших выходных токах индуктивность в таких конвертерах никогда не разряжается до нуля, частота преобразования получается существенно более высокой, чем в преобразователях первого типа, в результате чего возникают дополнительные потери. В том числе связанные с замыканием ключа в момент, когда на индуктивности и на параллельно подключенной к ней паразитной емкости максимальное напряжение, примерно равное выходному напряжению конвертера, что является наихудшим вариантом коммутации.In the second case, which relates to converters with a shortened discharge cycle [2], in addition to the variable component, direct current flows through the inductance, and because of this, the losses on the internal resistance of the inductance and on the internal resistance of the primary source increase significantly. This is because the average value of the direct current is three times the average value of the triangular current. It should be noted that since the tests use laboratory power sources as the primary sources, the output resistance of which is practically zero, losses of this type are usually not detected during laboratory tests of microcircuits and the corresponding data are not given in the technical documentation. Therefore, the parameters of converters with a shortened discharge cycle in real conditions, for example, when using batteries as the primary source, can turn out to be significantly worse than that given in the reference materials. In addition, since in the mode with a shortened discharge cycle only part of the energy stored in the inductance is transferred to the load, the charging current, as well as in the converters of the first type, can significantly exceed the minimum required value. In addition, since at high output currents the inductance in such converters never discharges to zero, the conversion frequency is significantly higher than in converters of the first type, resulting in additional losses. Including those connected with the key closure at the moment when the maximum voltage at the inductance and the parasitic capacitance connected in parallel to it is approximately equal to the output voltage of the converter, which is the worst switching option.

Таким образом, при отсутствии прямой связи между тактовой частотой конвертера и режимами заряда-разряда индуктивности не удается получить оптимальные характеристики конвертеров постоянного тока. Кроме этого, рассматриваемые конвертеры имеют неоправданно сложную структуру, а их работоспособность обычно обеспечивается лишь в узком диапазоне значений индуктивности.Thus, in the absence of a direct connection between the clock frequency of the converter and the charge-discharge modes of the inductance, it is not possible to obtain the optimal characteristics of DC converters. In addition, the converters in question have an unreasonably complex structure, and their performance is usually ensured only in a narrow range of inductance values.

Недостатком известных конвертеров является также невозможность прямой регулировки выходного тока без использования петли обратной связи, наличие которой приводит не только к увеличению потерь преобразования, но и к существенному увеличению объема преобразователя и его усложнению, хотя для многих применений, например питания светодиодных нагрузок, в чрезмерно высокой стабильности тока нет никакой необходимости, зато необходим максимально возможный КПД преобразования.A disadvantage of the known converters is the impossibility of directly adjusting the output current without using a feedback loop, the presence of which leads not only to an increase in conversion losses, but also to a significant increase in the volume of the converter and its complication, although for many applications, for example, power supply of LED loads, in excessively high there is no need for current stability, but the maximum possible conversion efficiency is needed.

Наиболее близким к предлагаемому устройству по принципу функционирования является автоколебательный однотактный конвертер [3], в котором используется принцип блокинг-генератора.Closest to the proposed device according to the operating principle is a self-oscillating single-cycle converter [3], which uses the principle of a blocking generator.

Он содержит устройство сравнения, подключенное выходом к входу управления коммутирующего ключа, включенного последовательно с индуктивностью между клеммами первичного источника, инвертор напряжения и токозадающий резистор, подключенный к источнику смещения. В качестве инвертора напряжения в данном устройстве используется нагрузочный трансформатор.It contains a comparison device connected by an output to the control input of a switching key, connected in series with the inductance between the terminals of the primary source, a voltage inverter and a current-setting resistor connected to the bias source. As a voltage inverter in this device, a load transformer is used.

Такой преобразователь работает в режиме автоколебаний, причем одна времязадающая цепь представлена индуктивностью первичной обмотки нагрузочного трансформатора, а другая - RC цепью. Продолжительность одного полупериода генерируемого напряжения в этом конвертере определяется временем нарастания тока через индуктивность первичной обмотки трансформатора, а второго - временем разряда заряженной в первом полу периоде емкости. Автоколебания в таких устройствах возникают за счет наличия положительной обратной связи, которая обеспечивается за счет соответствующего включения вторичной обмотки нагрузочного трансформатора на входе сравнивающего устройства.Such a converter operates in a mode of self-oscillation, with one timing circuit represented by the inductance of the primary winding of the load transformer, and the other by an RC circuit. The duration of one half-cycle of the generated voltage in this converter is determined by the rise time of the current through the inductance of the primary winding of the transformer, and the second by the discharge time of the capacitance charged in the first half period. Self-oscillations in such devices arise due to the presence of positive feedback, which is provided due to the corresponding inclusion of the secondary winding of the load transformer at the input of the comparison device.

В конвертерах этого типа мощность преобразования определяется током управления, который одновременно определяет скорость перезаряда RC цепи и величину максимального тока через индуктивность. Единственный усилительный элемент в этом устройстве выполняет функции как элемента сравнения, так и коммутирующего ключа. Поэтому основным недостатком таких устройств является низкий КПД, обусловленный невозможностью глубокого насыщения коммутирующего ключа в момент, когда он должен выполнять функции сравнивающего устройства, т.е. перед размыканием ключа. Однако преимуществом такого конвертера по сравнению с рассмотренными выше устройствами является то, что режим его работы автоматически подстраивается под величину используемой индуктивности, поскольку само устройство определяет необходимую продолжительность зарядного цикла в соответствии с величиной индуктивности и величиной выходного тока. Поэтому блокинг-генератры могут работать с индуктивностями произвольной величины. К сожалению, время разрядного цикла в таких конвертерах зависит от состояния индуктивности только частично, а в основном определяется временем разряда RC цепи, что является причиной прерывистого режима работы индуктивности со всеми его недостатками, изложенными выше. Недостатком является также необходимость использования в качестве нагрузочной индуктивности не дросселя, а трансформатора. Однако положительной особенностью конвертеров такого типа является возможность их работы без петли ООС, что позволяет обеспечить с их помощью достаточно стабильное питание активных нагрузок без дополнительных элементов типа датчиков тока и усилителей в цепи обратной связи и соответственно без дополнительных потерь.In converters of this type, the conversion power is determined by the control current, which simultaneously determines the charge rate of the RC circuit and the maximum current through the inductance. The only amplifier element in this device performs the functions of both the comparison element and the switching key. Therefore, the main disadvantage of such devices is low efficiency, due to the impossibility of deep saturation of the switching key at the time when it should perform the functions of a comparative device, i.e. before opening the key. However, the advantage of such a converter compared to the devices discussed above is that its operation mode automatically adjusts to the value of the used inductance, since the device itself determines the necessary duration of the charging cycle in accordance with the value of the inductance and the magnitude of the output current. Therefore, blocking generators can work with inductances of arbitrary magnitude. Unfortunately, the discharge cycle time in such converters depends on the inductance state only partially, and is mainly determined by the discharge time of the RC circuit, which is the reason for the intermittent operation of the inductance with all its disadvantages described above. The disadvantage is the need to use as a load inductance not a choke, but a transformer. However, a positive feature of this type of converter is the possibility of their operation without an OOS loop, which allows them to provide a fairly stable supply of active loads without additional elements such as current sensors and amplifiers in the feedback circuit and, accordingly, without additional losses.

Задачей настоящего изобретения является увеличение КПД автоколебательного однотактного конвертера при одновременном расширении его функциональных возможностей.The objective of the present invention is to increase the efficiency of a self-oscillating single-cycle converter while expanding its functionality.

С этой целью в автоколебательном однотактном конвертере, содержащем устройство сравнения, подключенное выходом к входу управления коммутирующего ключа, включенного последовательно с индуктивностью между клеммами первичного источника, инвертор напряжения и токозадающий резистор, подключенный к источнику смещения, отличающийся тем, что в него введены дополнительно два резисторных делителя, в качестве инвертора напряжения использован КМОП инвертор, а в качестве устройства сравнения применен двухвходовый компаратор, причем выход сравнивающего устройства соединен с входом КМОП инвертора, а его инвертирующий и неинвертирующий входы подключены соответственно к выходу первого делителя, включенного параллельно коммутирующему ключу, и к выходу второго делителя, включенного между выходом КМОП инвертора и источником смещения, причем токозадающий резистор используется в качестве верхнего плеча этого делителя.To this end, in a self-oscillating one-cycle converter containing a comparison device connected by an output to the control input of a switching key connected in series with the inductance between the terminals of the primary source, a voltage inverter and a current-sensing resistor connected to the bias source, characterized in that two additional resistor are introduced into it divider, a CMOS inverter is used as a voltage inverter, and a two-input comparator is used as a comparison device, and the output is compared The unit is connected to the CMOS input of the inverter, and its inverting and non-inverting inputs are connected respectively to the output of the first divider, connected in parallel with the switching key, and to the output of the second divider, connected between the CMOS output of the inverter and the bias source, and the current-setting resistor is used as the upper arm of this divider.

Выводы питания КМОП инвертора подключены к первичному источнику.The CMOS inverter power leads are connected to the primary source.

Принципиальная схема устройства представлена на фиг.1.Schematic diagram of the device shown in figure 1.

Устройство содержит коммутирующий ключ VT1, устройство сравнения DA1, КМОП инвертор DD1, первый делитель R3, R4 и второй делитель R1, R2. Резистор R2 является токозадающим. Коммутирующий ключ через индуктивность L1 включен между клеммами первичного источника GB, а вход второго делителя подключен к источнику смещения U_см, в качестве которого может быть использован первичный источник GB.The device contains a switching key VT1, a comparison device DA1, a CMOS inverter DD1, a first divider R3, R4 and a second divider R1, R2. Resistor R2 is a current setting. A switching key through inductance L1 is connected between the terminals of the primary source GB, and the input of the second divider is connected to a bias source U _cm , which can be used as the primary source GB.

Устройство работает следующим образом. После подключения первичного источника напряжение на выходе первого делителя R3, R4 оказывается равным нулю, а на выходе второго делителя R1, R2 устанавливается некоторое положительное напряжение, определяемое коэффициентом деления этого делителя и величиной напряжения источника смещения U_см. Поэтому на выходе компаратора DA1 устанавливается высокий потенциал, открывающий транзисторный ключ VT1.The device operates as follows. After connecting the primary source, the voltage at the output of the first divider R3, R4 turns out to be zero, and at the output of the second divider R1, R2, a certain positive voltage is established, determined by the division coefficient of this divider and the magnitude of the voltage of the bias source U _cm . Therefore, at the output of the comparator DA1, a high potential is established, opening the transistor switch VT1.

Поскольку индуктивность L1 оказывается включенной между клеммами первичного источника, ток через нее увеличивается, а поэтому возрастает напряжение на внутреннем сопротивлении замкнутого ключа VT1. Это продолжается до тех пор, пока напряжение на инвертирующем входе компаратора DA1 не превысит напряжение на его неинвертирующем входе, задаваемое источником смещения U_см и вторым делителем Rl, R2. В этот момент на выходе компаратора DA1 устанавливается низкий потенциал, ключ VT1 запирается, а на выходе КМОП инвертора DD1 устанавливается напряжение, практически равное напряжению первичного источника GB, от которого он питается. Соответственно на неинвертирующем входе компаратора DA1 также установится приблизительно такое напряжение. А на разомкнутой индуктивности L1 устанавливается напряжение, определяемое внешней нагрузкой и существенно большее, чем напряжение первичного источника GB, т.к. конвертер является повышающим. При этом на инвертирующем входе компаратора DA1 поддерживается положительное напряжение относительно неинвертирующего входа все время, пока индуктивность L1 не разрядится полностью на внешнюю нагрузку. Соответственно все это время на выходе компаратора DA1 удерживается низкий потенциал, запирающий коммутирующий ключ VT1. В течение этого интервала индуктивность L1 разряжается на нагрузку. После полного разряда напряжение на индуктивности L1 начинает падать и за счет резонансных явлений полярность его изменяется на противоположную. Соответственно на инвертирующем входе компаратора DA1 напряжение становится меньше, чем напряжение первичного источника GB, примерно равное напряжению на выходе КМОП инвертора DD1. Поскольку полярность напряжения между входами компаратора DA1 изменяется на противоположную, на его выходе устанавливается высокий потенциал, замыкающий ключ VT1. С учетом задержек распространения в используемых элементах и при значениях индуктивности в несколько десятков микрогенри замыкание ключа VT1 именно в этот момент приводит к тому, что энергия, затрачиваемая на перезаряд паразитной емкости, включенной параллельно индуктивности L1, оказывается минимальной, поскольку напряжение на ней в момент коммутации вследствие колебательного процесса может быть существенно меньше напряжения первичного источника GB. Далее весь процесс повторяется, причем время зарядного и разрядного циклов в заявляемом устройстве определяется самой индуктивностью, что придает ему уникальные свойства.Since the inductance L1 is turned on between the terminals of the primary source, the current through it increases, and therefore the voltage at the internal resistance of the closed key VT1 increases. This continues until the voltage at the inverting input of the comparator DA1 exceeds the voltage at its non-inverting input, set by the bias source U _cm and the second divider Rl, R2. At this point, the low potential is established at the output of the comparator DA1, the key VT1 is locked, and at the output of the CMOS of the inverter DD1, a voltage is set that is almost equal to the voltage of the primary source GB, from which it is powered. Accordingly, approximately the same voltage will also be established at the non-inverting input of the comparator DA1. And at the open inductance L1, a voltage is determined that is determined by the external load and is significantly larger than the voltage of the primary source GB, because the converter is boost. At the same time, a positive voltage is maintained at the inverting input of the comparator DA1 with respect to the non-inverting input all the time, until the inductance L1 is completely discharged to an external load. Accordingly, all this time at the output of the comparator DA1, a low potential is held that locks the switching key VT1. During this interval, the inductance L1 is discharged to the load. After a complete discharge, the voltage at the inductance L1 begins to fall, and due to resonance phenomena, its polarity changes to the opposite. Accordingly, the voltage at the inverting input of the comparator DA1 becomes less than the voltage of the primary source GB, approximately equal to the voltage at the CMOS output of the inverter DD1. Since the voltage polarity between the inputs of the comparator DA1 is reversed, a high potential is established at its output, which closes the key VT1. Taking into account propagation delays in the elements used and with inductance values of several tens of microgenry, closing the VT1 key at this moment leads to the fact that the energy spent on recharging the stray capacitance connected in parallel to the inductance L1 is minimal, since the voltage on it at the time of switching due to the oscillatory process, it can be significantly lower than the voltage of the primary source GB. Further, the whole process is repeated, and the time of the charge and discharge cycles in the inventive device is determined by the inductance itself, which gives it unique properties.

Например, теоретически предлагаемый конвертер может работать с индуктивностью любой величины без изменения других элементов схемы. При этом изменяется только частота преобразования, а мощность, отдаваемая в нагрузку, остается постоянной и равной $P_{В Ы Х} = \frac{I_{L \max} \cdot U_{0}}{2} \cdot$

Q,For example, the theoretically proposed converter can operate with an inductance of any size without changing other circuit elements. In this case, only the conversion frequency changes, and the power supplied to the load remains constant and equal

P_{AT S X} = \frac{I_{L \max} \cdot U_{0}}{2} \cdot

Q,

где U₀ - это напряжение первичного источника, Q - отношение периода колебаний на выходе конвертера к времени зарядного цикла (скважность), определяемая сопротивлением нагрузки конвертера. Уменьшение величины индуктивности ограничивается только быстродействием используемых элементов схемы. Важным достоинством рассматриваемых конвертеров является то, что величина I_Lmax при любой выходной мощности имеет в заявляемом устройстве минимальное значение по сравнению с конвертерами любого другого типа, что позволяет при равном КПД использовать наиболее высокоомные, а значит и наиболее дешевые ключевые элементы, а также индуктивности минимальных габаритов.where U ₀ is the voltage of the primary source, Q is the ratio of the oscillation period at the converter output to the charge cycle time (duty cycle), determined by the load resistance of the converter. The decrease in the inductance is limited only by the speed of the used circuit elements. An important advantage of the converters under consideration is that the value of I _Lmax for any output power in the inventive device has a minimum value compared to converters of any other type, which allows for equal efficiency to use the most high-resistance, and therefore the cheapest key elements, as well as the inductances of the minimum dimensions.

Кроме этого, особенностью предлагаемого устройства является то, что ток нагрузки находится в прямой зависимости от тока управления в соответствии с соотношениемIn addition, a feature of the proposed device is that the load current is in direct proportion to the control current in accordance with the ratio

$P_{в ы х . с р} \approx \frac{U_{с м}}{R_{2}} \cdot \frac{R_{1}}{R {}_{Т}} = I_{В Х} \cdot \frac{R_{1}}{R_{Т}}$

,

P_{at s x . from R} \approx \frac{U_{from m}}{R_{2}} \cdot \frac{R_{one}}{R {}_{T}} = I_{AT X} \cdot \frac{R_{one}}{R_{T}}

,

где I_вых.ср - среднее значение тока через нагрузку, U_см - напряжение источника смещения; R₂ - сопротивление токозадающего резистора; I_вх - ток через второй делитель, R₁ - сопротивление нижнего плеча второго делителя, определяющего величину первого порога, R_т - суммарное сопротивление, включенное последовательно с коммутирующим ключом, состоящее из суммы собственного внутреннего сопротивления замкнутого ключа VT1 и сопротивления резистора R5. Следует отметить, что использование этого резистора необязательно, поскольку он устанавливается исключительно для уменьшения температурной зависимости выходного тока, определяемой температурной зависимостью сопротивления замкнутого полупроводникового ключа, или для увеличения порогового напряжения на входе компаратора при малых токах через ключ.where I _out.avg is the average value of the current through the load, U _cm is the voltage of the bias source; R ₂ is the resistance of the current-setting resistor; I _in - current through the second divider, R ₁ - resistance of the lower arm of the second divider, which determines the value of the first threshold, R _t - total resistance, connected in series with the switching key, consisting of the sum of the internal resistance of the closed key VT1 and the resistance of the resistor R5. It should be noted that the use of this resistor is optional, since it is installed solely to reduce the temperature dependence of the output current, determined by the temperature dependence of the resistance of the closed semiconductor switch, or to increase the threshold voltage at the input of the comparator at low currents through the switch.

Представленное соотношение позволяет считать предлагаемое устройство токовым конвертером. При этом обеспечивается замечательное свойство - для поддержания достаточно стабильного тока через нагрузку в данном устройстве нет необходимости в петле ООС. Это исключает необходимость как в выходном выпрямителе, так и в датчиках обратной связи, включенных последовательно с нагрузкой. Поэтому предлагаемое устройство не только обладает предельно простой структурой, но и позволяет получить предельно возможный КПД по сравнению с любым другим преобразователем. Обеспечив обратно пропорциональную зависимость между I_вх и U₀, что осуществляется достаточно простыми средствами, можно обеспечить независимость мощности в нагрузке и от напряжения первичного источника и тем самым реализовать стабилизированный источник тока без цепи ООС.The presented ratio allows us to consider the proposed device as a current converter. This provides a wonderful property - to maintain a fairly stable current through the load in this device, there is no need for an OOS loop. This eliminates the need for both an output rectifier and feedback sensors connected in series with the load. Therefore, the proposed device not only has an extremely simple structure, but also allows you to get the maximum possible efficiency compared to any other Converter. Providing an inversely proportional relationship between I _in and U ₀ , which is carried out by fairly simple means, it is possible to ensure that the power in the load and the voltage of the primary source are independent and thereby realize a stabilized current source without an OOS circuit.

Это свойство делает предлагаемое устройство наиболее эффективным конвертером для питания светодиодных устройств, а также для импульсного питания других пассивных нагрузок с КПД, близким к 100%, т.к. в отличие от известных устройств такого типа здесь во вторичной цепи нет ни выпрямительных диодов, ни фильтров, ни датчиков обратной связи и нет соответствующих потерь мощности. Однако это не исключает возможности использования предлагаемого устройства в качестве высокоэффективного преобразователя напряжения общего назначения при дополнении его выходным выпрямителем и цепью ООС с усилителем-преобразователем проводимости. Возможно также стабилизировать выходную мощность конвертера при изменении первичного питающего напряжения путем использования импульсного напряжения на нагрузке после его усреднения, т.е. без выпрямления.This property makes the proposed device the most efficient converter for powering LED devices, as well as for switching power supply to other passive loads with an efficiency close to 100%, because unlike the known devices of this type, there are no rectifier diodes, filters, or feedback sensors in the secondary circuit, and there are no corresponding power losses. However, this does not exclude the possibility of using the proposed device as a highly efficient general-purpose voltage converter when supplemented with an output rectifier and an OOS circuit with a conductivity amplifier-converter. It is also possible to stabilize the output power of the converter when changing the primary supply voltage by using the pulse voltage at the load after averaging, i.e. without straightening.

Уникальной особенностью предлагаемого конвертера является также то, что его выходная мощность напрямую определяется сопротивлением замкнутого ключа (при отсутствии резистора R5). Поэтому при фиксированном выходном напряжении второго делителя R1, R2 выходную мощность можно регулировать, изменяя амплитуду открывающего напряжения управления на затворе ключа VT1. Наиболее просто это реализуется путем использования КМОП драйвера, в качестве напряжения питания которого используется напряжение управления, поскольку в таком случае это напряжение определяет амплитуду напряжения на затворе ключевого транзистора VT1, его сопротивление во включенном состоянии и соответственно выходную мощность конвертера.A unique feature of the proposed converter is also that its output power is directly determined by the resistance of the closed key (in the absence of resistor R5). Therefore, with a fixed output voltage of the second divider R1, R2, the output power can be adjusted by changing the amplitude of the opening control voltage at the gate of the key VT1. This is most easily realized by using the CMOS driver, the control voltage being used as the supply voltage, since in this case this voltage determines the voltage amplitude at the gate of the key transistor VT1, its resistance in the on state and, accordingly, the output power of the converter.

В заключение следует отметить, что заявляемое устройство может иметь различные модификации. Например, можно поменять местами входы компаратора, но при этом управляющий вход ключа соединить с выходом КМОП инвертора, а резистор R1 подключить к выходу компаратора. Можно реализовать заявленный конвертер, используя только один компаратор, выполненный по КМОП технологии и с двумя противофазными выходами. Можно заменить КМОП инвертор двумя МОП ключами с противофазным управлением и т.д.In conclusion, it should be noted that the inventive device may have various modifications. For example, you can swap the inputs of the comparator, but at the same time connect the control input of the key to the CMOS output of the inverter, and connect the resistor R1 to the output of the comparator. It is possible to implement the claimed converter using only one comparator, made according to CMOS technology and with two antiphase outputs. You can replace the CMOS inverter with two MOS keys with antiphase control, etc.

Источники информацииInformation sources

1. ON Semicondactor. Fixed frequency PWM Step-Up micropower switching regulator NCP1400A-D. Datasheet.1. ON Semicondactor. Fixed frequency PWM Step-Up micropower switching regulator NCP1400A-D. Datasheet

2. Sipex. Ultra-low quiescent current, high efficiency boost regulator SP6648. Datasheet.2. Sipex. Ultra-low quiescent current, high efficiency boost regulator SP6648. Datasheet

3. Р.Граф. Электронные схемы. 1300 примеров. М.: Мир. 1989. Стр.330, фиг.45, 18.3. R. Graf. Electronic circuits. 1300 examples. M .: World. 1989. P. 330, Figs. 45, 18.

Claims

1. A self-oscillating one-cycle converter containing a comparison device connected by an output to the control input of a switching key connected in series with the inductance between the terminals of the primary source, a voltage inverter and a current-sensing resistor connected to the bias source, characterized in that two additional resistor dividers are introduced into it, A CMOS inverter was used as a voltage inverter, and a two-input comparator was used as a comparison device, and the output of the comparator The properties are connected to the CMOS input of the inverter, and its inverting and non-inverting inputs are connected respectively to the output of the first divider, connected in parallel with the switching key, and to the output of the second divider, connected between the CMOS output of the inverter and the bias source, and the current-setting resistor is used as the upper arm of this divider .

2. The self-oscillating one-cycle converter according to claim 1, characterized in that the CMOS inverter power leads are connected to the primary source.