RU2491571C2 - Способ и устройство фазовой синхронизации - Google Patents
Способ и устройство фазовой синхронизации Download PDFInfo
- Publication number
- RU2491571C2 RU2491571C2 RU2011134999/08A RU2011134999A RU2491571C2 RU 2491571 C2 RU2491571 C2 RU 2491571C2 RU 2011134999/08 A RU2011134999/08 A RU 2011134999/08A RU 2011134999 A RU2011134999 A RU 2011134999A RU 2491571 C2 RU2491571 C2 RU 2491571C2
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- boolean
- transform
- transformation
- unit
- galois field
- Prior art date
Links
Landscapes
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
Изобретение относится к гидроакустике и может быть использовано в системах целеуказания, самонаведения и телеметрии подводных аппаратов. Технический результат - повышение помехоустойчивости узкополосной фильтрации в режиме реального времени. Фазовая синхронизация узкополосного сигнала основана на дискретизации его по переходам через нуль, преобразовании в двоичный код и сравнении с одной из нормированных биортогональных последовательностей путем интегрирования и суммирования, причем двоичный код подвергают булевому преобразованию над полем Галуа GF(2n), перемножают попарно-сопряженные коэффициенты булевого преобразования, подвергают унитарному булевому преобразованию и с помощью быстрого преобразования Уолша методом максимума Понтрягина по пороговому уровню получают номер одной из биортогональных последовательностей, совпадающий с номером узкополосного фильтра, независящего от фазы. Устройство включает усилитель с дискретизатором, блок оперативной памяти, блок булевого преобразования над полем Галуа GF(2n), блок быстрого преобразования Уолша и дополнительно в него введен блок унитарного булевого преобразования, входы которого соединены с выходами умножителей, а выход подключен к входу блока быстрого преобразования Уолша. 2 н.п. ф-лы, 1 ил., 7 табл.
Description
Предлагаемое изобретение относится к гидроакустике и может быть использовано в системах целеуказания, самонаведения и телеметрии подводных аппаратов.
В гидроакустических эхолокаторах при обнаружении и пеленговании быстродвижущихся объектов, вследствие эффекта Доплера, отраженный сигнал находится в широкой частотной области. С целью повышения помехоустойчивости гидролокатора, система обработки узкополосного сигнала должна содержать большое количество фильтров такой частотной области. Известны способы фильтрации узкополосных сигналов с формированием откликов с дробно-линейной интерполяцией ортогональными функциями в заданной частотной области и дальнейшим интегрированием, возведением в квадрат и суммированием обладает пониженной точностью и сложностью процесса обработки (Ю.Ф. Тарасюк, Г.Н. Серавин. «Гидроакустическая телеметрия»., Л., 1973, с.110-112).
Известно техническое решение по а.с. СССР №221757, от 17.07.1968, согласно которому, узкополосный сигнал дискретизируют по переходам через нуль, преобразуют в двоичный код, сравнивают с одной из биортогональных последовательностей Радемахера-Уолша, интегрируют, возводят в квадрат, и по достижении порогового уровня принимают решение.
К сожалению такой метод не нашел широкого применения из-за несходства функций Радемахера-Уолша с узкополосными гармоническими сигналами и носит лишь теоретический характер.
В дальнейшем были найдены функции близкие к узкополосным гармоническим сигналам (а.с. СССР №136672 от 10.01.79, МКИ-2: H03H 7/10, G01S 7/52). В данном устройстве, содержится дискретизатор, схемы сравнения, генератор ортогональных функций на n-разрядных синусных и косинусных счетчиках с коммутаторами знаков и дальнейшим интегрированием известным способом.
Однако такой способ фильтрации обладает недостаточно высокой помехозащищенностью и как устройство для спектрального анализа периодических многочастотных сигналов, содержащих интергармоники и заданных цифровыми отсчетами, довольно громоздки по построению и не всегда могут быть реализованы в системах целеуказания, самонаведения и телеметрии.
Низкая помехозащищенность обусловлена высоким боковым лепестком спектральной функции опорных ортогональных последовательностей, выполненных по а.с. СССР №131092, «Устройство для генерирования ортогональных функций» с приоритетом от 30.08.78, МКИ-2: G01S 7/26 (прототип). Расчеты как теоретические, так и экспериментальные показали, что этот боковой выброс спектральной функции вне полосы оптимального фильтра составляет величину, близкую к одной чеверти от основного максимума, т.е. примерно 20-30%. Кроме того, спектральный анализ осуществляется параллельно и при частотной области, измеряемой в широком диапазоне частот потребуется несколько тысяч таких фильтров, что, зачастую, недопустимо при конструировании подводных комплексов по массо-габаритным, энергетическим и стоимостным ограничениям.
Целью предлагаемого изобретения является повышение помехоустойчивости узкополосной фильтрации путем разработки способа и устройства фазовой синхронизации, работающих в режиме реального масштаба времени применительно к гидроакустическим системам целеуказания, самонаведения и телеметрии.
Сущность предполагаемого изобретения понятна из блок-схемы, приведенной на фиг.1, где приняты следующие обозначения:
1 - усилитель с дискретизатором;
2 - блок оперативной памяти;
3 - блок булевого преобразования;
4 - умножители над полем Галуа GF(2n);
5 - блок унитарного булевого преобразования;
6 - блок быстрого преобразования Уолша;
Согласно предлагаемому изобретению, полученный с выхода усилителя с дискретизатором 1 двоичный код сохраняют в оперативной памяти 2 и подвергают булевому преобразованию над полем Галуа GF(2n) в блоке 3, перемножая попарно-сопряженные коэффициенты и суммируя над полем Галуа GF(2n) по времени в умножителе 4, осуществляют унитарное булево преобразование с полученным вектором в блоке 5, а затем, с помощью быстрого преобразования Уолша в блоке 6 методом максимума Понтрягина по пороговому уровню вычисляют номер одной из биортогональных последовательностей, совпадающий с частотой узкополосного фильтра, не зависящей от фазы.
Согласно предлагаемому изобретению узкополосный сигнал, не содержащий частот больше fmax, дискретизируется в усилителе с дискретизатором 1 по переходам через нуль с частотой f0=2fmax согласно теореме Котельникова и полностью определяется дискретным множеством значений выражений двоичным кодом F(Θ) в конечном интервале времени T, где -½≤Θ≤½; Θ=T.
Полученный двоичный код в блоке 3 подвергают булевому преобразованию над полем Галуа GF(2n) согласно неприводимого примитивного полинома над GF(2).
После булевого преобразования перемножают на умножителях 4 попарно-сопряженные коэффициенты и вновь подвергают унитарному булевому преобразованию в блоке 5. В результате таких операций сигнал фазосинхронизируется, т.е. превращается в двоичную биортогональную последовательность, не зависящую от фаз, вследствие чего с помощью быстрого преобразования Уолша в блоке 6 методом максимума Понтрягина по пороговому уровню, составляющему ¾ от N=2n-1, определяется номер узкополосного сигнала.
Моделирование способа фазовой синхронизации основано на присущей гамильтониановой форме свойства инвариантности для синусоидальных сигналов. Указанное моделирование проводилось с помощью дискретного преобразования (см. Табл. 1) над полем GF(25) расширением GF(2) неприводимым примитивным полиномом x5⊕x2⊕1, размерности N=25-1=31, что представлено в таблицах 2 и 3. В качестве главных векторов пучка выпуклоопределенной формы потенциальной энергии над GF(2) выбраны векторы таблицы 2. После перемножения сопряженных коэффициентов преобразования Лапласа над GF(2) всех этих 16 векторов получается унитарная матрица потенциальной энергии, представленной в таблице 4. Сопряженная над GF(2n) матрица, которой станет F*, представлена в таблице 5:
F*=(F*)-1=(F*)1.
Преобразование Лапласа FF* над GF(2n) от которой дает 15 синусоидальных сигналов размерности 15 при нулевой фазе. Матрица FF* получается после перемножения коэффициентов преобразования Лапласа над GF(2n) всех синусоидальных сигналов при различных сдвигах по фазе при квантовании N=31, вида представленного в таблице 6, и в метрике потенциальной энергии FF* станет выпуклоопределенной, т.е. над GF(2), откуда и следует информационная симметрия гамильтониана 15 синусоидальных сигналов, отквантованных по переходам через ноль с дискретизацией N=25-1=31. Она не зависит от фазы, т.е. инвариантна по времени. Это позволяет с помощью преобразования Лапласа квадратичной формы, описывающей кинетическую энергию перемножением сопряженных ее членов различать их независимо от фазы этих сигналов.
Быстрое унитарное булево преобразование над полем GF(25) представлено в таблице 7, она совпадает с таблицей 4.
Claims (2)
1. Способ фазовой синхронизации узкополосного сигнала, основанный на дискретизации его по переходам через нуль, преобразовании в двоичный код и сравнении с одной из нормированных биортогональных последовательностей путем интегрирования и суммирования, отличающийся тем, что, с целью повышения помехоустойчивости, двоичный сигнал подвергается булевому преобразованию над полем Галуа GF(2n), перемножают попарно сопряженные коэффициенты булевого преобразования, подвергают унитарному булевому преобразованию и с помощью быстрого преобразования Уолша методом максимума Понтрягина по пороговому уровню получают номер одной из биортогональных последовательностей, совпадающий с номером узкополосного фильтра, не зависящего от фазы.
2. Устройство фазовой синхронизации по предложенному способу, включающее усилитель с дискретизатором, блок для вычисления коэффициентов булевого преобразования над полем Галуа GF(2n), блок быстрого преобразования Уолша, отличающееся тем, что в него введен блок унитарного булевого преобразования, входы которого соединены с выходами умножителей, а выход подключен к входу блока быстрого преобразования Уолша, входы умножителей подключены к выходам блока булевого пребразования над полем Галуа GF(2n), входы которого подключены к выходам оперативно-запоминающего блока, и по достижении порогового уровня на выходе блока быстрого преобразования Уолша с помощью принципа Понтрягина принимается решение о синхронизации.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2011134999/08A RU2491571C2 (ru) | 2011-08-19 | 2011-08-19 | Способ и устройство фазовой синхронизации |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2011134999/08A RU2491571C2 (ru) | 2011-08-19 | 2011-08-19 | Способ и устройство фазовой синхронизации |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2011134999A RU2011134999A (ru) | 2013-02-27 |
RU2491571C2 true RU2491571C2 (ru) | 2013-08-27 |
Family
ID=49119974
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU2011134999/08A RU2491571C2 (ru) | 2011-08-19 | 2011-08-19 | Способ и устройство фазовой синхронизации |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU2491571C2 (ru) |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2210870C2 (ru) * | 2001-08-09 | 2003-08-20 | Федеральное государственное унитарное предприятие "Калужский научно-исследовательский институт телемеханических устройств" | Способ адаптивной кодовой цикловой синхронизации |
US6636549B1 (en) * | 1998-03-18 | 2003-10-21 | Fujitsu Limited | Method for calculating phase shift coefficients of an M sequence |
RU2259638C1 (ru) * | 2004-04-06 | 2005-08-27 | Федеральное государственное унитарное предприятие "Калужский научно-исследовательский институт телемеханических устройств" | Устройство адаптивной кодовой цикловой синхронизации |
RU2319308C1 (ru) * | 2006-05-11 | 2008-03-10 | Череповецкий военный инженерный институт радиоэлектроники | Способ кодовой цикловой синхронизации |
-
2011
- 2011-08-19 RU RU2011134999/08A patent/RU2491571C2/ru active IP Right Revival
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6636549B1 (en) * | 1998-03-18 | 2003-10-21 | Fujitsu Limited | Method for calculating phase shift coefficients of an M sequence |
RU2210870C2 (ru) * | 2001-08-09 | 2003-08-20 | Федеральное государственное унитарное предприятие "Калужский научно-исследовательский институт телемеханических устройств" | Способ адаптивной кодовой цикловой синхронизации |
RU2259638C1 (ru) * | 2004-04-06 | 2005-08-27 | Федеральное государственное унитарное предприятие "Калужский научно-исследовательский институт телемеханических устройств" | Устройство адаптивной кодовой цикловой синхронизации |
RU2319308C1 (ru) * | 2006-05-11 | 2008-03-10 | Череповецкий военный инженерный институт радиоэлектроники | Способ кодовой цикловой синхронизации |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
RU2011134999A (ru) | 2013-02-27 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
Lv et al. | Lv's distribution: principle, implementation, properties, and performance | |
US20200011911A1 (en) | High-precision frequency measuring system and method | |
CN102075484B (zh) | 一种降低信号峰均比的方法和装置 | |
CN105229431A (zh) | 具有改进的距离确定的料位测量 | |
Park | Guaranteed-stable sliding DFT algorithm with minimal computational requirements | |
CN110133580B (zh) | 一种随机共振增强的声矢量信号定向方法 | |
Assef et al. | Modeling and FPGA-based implementation of an efficient and simple envelope detector using a Hilbert Transform FIR filter for ultrasound imaging applications | |
CN103744066A (zh) | 数字正交鉴相与匹配滤波的优化方法 | |
Micchelli et al. | On computing with the Hilbert spline transform | |
RU2491571C2 (ru) | Способ и устройство фазовой синхронизации | |
Kong et al. | FIR filter synthesis based on interleaved processing of coefficient generation and multiplier-block synthesis | |
Boudreaux-Bartels | Time-frequency signal processing algorithms: Analysis and synthesis using Wigner distributions | |
Al-Ani | Study the characteristics of finite impulse response filter based on modified Kaiser window | |
Gordon et al. | Reduction of surface integrals to contour integrals | |
Zhang | Algebraic representation for fractional Fourier transform on one‐dimensional discrete signal models | |
Murakami | Block sampling rate conversion systems using real-valued fast cyclic convolution algorithms | |
WO2019232084A1 (en) | Filter configured to detect specific frequencies of a monitored signal | |
Islam et al. | A comparative study on discrete fourier transformation for digital signal analysis | |
Divya et al. | Implementation of Radar Digital Receiver based on Xeon-Processor using Intel IPP | |
RU2524843C2 (ru) | Способ измерения времени прихода сигнала и устройство для его реализации | |
Kovalev et al. | Hardware solution for Haar wavelet transform in real time | |
RU2543932C2 (ru) | Способ выполнения прямого и обратного вейвлет-преобразования | |
Singh | Survey paper on Hilbert transform with its applications in signal processing | |
RU2476985C1 (ru) | Способ измерения времени прихода сигнала и устройство для его реализации | |
de Abreu | Closed-form correlation functions of generalized Hermite wavelets |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20130820 |
|
NF4A | Reinstatement of patent |
Effective date: 20150910 |
|
MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20160820 |
|
NF4A | Reinstatement of patent |
Effective date: 20190603 |