RU2479101C1

RU2479101C1 - Dc converter

Info

Publication number: RU2479101C1
Application number: RU2011146219/07A
Authority: RU
Inventors: Владимир Яковлевич Грошев
Original assignee: Владимир Яковлевич Грошев
Priority date: 2011-11-14
Filing date: 2011-11-14
Publication date: 2013-04-10

Abstract

FIELD: electricity.

SUBSTANCE: device comprises a key transistor, a load inductance with secondary windings, one of which is designed for generation of control voltage, a control transistor, an RC-circuit, a current-setting circuit, a diode and a resistor. The main difference of this device from the prototype is replacement of a negative feedback (FB) covering transistors at the moment of opening of the key transistor with a positive FB. The inner capacitance of the diode is of great importance in development of this positive FB. The proposed technical solution makes it possible to ensure the most efficient usage of capabilities of a bipolar key transistor, as a result of which the maximum output capacity of the converter may be increased several times while preserving capacity, dispersed on the key transistor. At the same time the minimum number of components required for implementation of a free-running converter is preserved, and it is possible to ensure a higher efficiency compared to converters based on MOS transistors.

EFFECT: increased electrical efficiency of a DC converter due to lower losses of capacity on a key transistor.

3 dwg

Description

Предлагаемое устройство относится к категории автоколебательных конвертеров напряжения, выполненных на биполярных транзисторах с индуктивной нагрузкой. Областью применения изобретения является создание вторичных источников питания и зарядных устройств.The proposed device belongs to the category of self-oscillating voltage converters made on bipolar transistors with inductive load. The scope of the invention is the creation of secondary power sources and chargers.

Существуют аналогичные устройства, реализованные на полевых транзисторах - см., например [1]. Однако чтобы реализовать такой конвертер для устранения недостатков, характерных для ключевых полевых транзисторов, необходимо использовать не менее десятка других транзисторов. Поэтому такие устройства слишком сложны и неэффективны для реализации на дискретных компонентах, вследствие чего их выполняют, в основном, в виде относительно дорогих интегральных микросхем. Кроме этого, поскольку мощность, выделяющаяся на ключевом транзисторе, определяется сопротивлением открытого канала и выходной емкостью, то рассеиваемая на полевых транзисторах мощность всегда превосходит этот показатель для биполярных транзисторов, естественно, при правильном выборе режима работы последних. Это определяется тем, что произведение сопротивления открытого ключа на выходную емкость у биполярных транзисторов имеет существенно меньшую величину по сравнению с полевыми транзисторами при одинаковом произведении максимально допустимого напряжения на максимально допустимый ток ключевого элемента. Поэтому в диапазоне мощностей в единицы Ватт сетевые конвертеры на биполярных транзисторах оказываются проще, эффективнее и дешевле аналогов на полевых транзисторах и именно этим обусловлено их массовое применение в качестве маломощных источников питания и зарядных устройств.There are similar devices implemented on field-effect transistors - see, for example, [1]. However, to implement such a converter to eliminate the disadvantages characteristic of key field-effect transistors, it is necessary to use at least a dozen other transistors. Therefore, such devices are too complex and ineffective for implementation on discrete components, as a result of which they are performed mainly in the form of relatively expensive integrated circuits. In addition, since the power released by the key transistor is determined by the open channel resistance and the output capacitance, the power dissipated by field-effect transistors always exceeds this indicator for bipolar transistors, naturally, with the right choice of the mode of operation of the latter. This is determined by the fact that the product of the resistance of the public key to the output capacitance of bipolar transistors is significantly smaller than field-effect transistors with the same product of the maximum allowable voltage and the maximum allowable current of the key element. Therefore, in the range of capacities of a Watt unit, network converters based on bipolar transistors turn out to be simpler, more efficient, and cheaper than analogs based on field-effect transistors, and this is the reason for their mass use as low-power power sources and chargers.

Такие устройства также известны [2]. В состав каждого такого устройства входит ключевой транзистор с нагрузочной индуктивностью, а также элементы, позволяющие осуществить автоколебательный режим работы конвертера.Such devices are also known [2]. The composition of each such device includes a key transistor with a load inductance, as well as elements that allow for a self-oscillating mode of operation of the converter.

Безусловным достоинством преобразователей такого типа является их простота и низкая стоимость, поскольку при использовании нагрузочной индуктивности с вторичными обмотками достаточно всего одного-двух транзисторов для реализации автоколебательного конвертера, пригодного для практического применения.The undoubted advantage of converters of this type is their simplicity and low cost, since when using a load inductance with secondary windings, only one or two transistors are enough to implement a self-oscillating converter suitable for practical use.

Основным же недостатком этих устройств является их низкая эффективность, обусловленная в первую очередь неудовлетворительным режимом коммутации индуктивности, вследствие чего до 25% от преобразуемой мощности выделяется на ключевом транзисторе. Это объясняется тем, что в известных преобразователях ток управления для ключевого транзистора формируется последовательной RC цепью, вследствие чего ток базы уменьшается во времени, в то время как ток коллектора, определяемый индуктивностью нагрузки, возрастает. Такой способ поддержания включенного состояния ключевого транзистора является наихудшим, поскольку для минимизации остаточного напряжения на ключе базовый ток не только не должен уменьшаться, а должен возрастать по мере увеличения тока коллектора. Вследствие этого ключевой транзистор в конце интервала заряда индуктивности находится практически в линейном режиме, что является причиной больших потерь на ключевом элементе из-за недостаточного его насыщенияThe main disadvantage of these devices is their low efficiency, due primarily to the unsatisfactory inductance switching mode, as a result of which up to 25% of the converted power is allocated to the key transistor. This is because in the known converters the control current for the key transistor is formed by a serial RC circuit, as a result of which the base current decreases in time, while the collector current, determined by the load inductance, increases. This method of maintaining the on state of the key transistor is the worst, because to minimize the residual voltage on the key, the base current should not only not decrease, but should increase as the collector current increases. As a result, the key transistor at the end of the inductance charge interval is almost linear, which causes large losses on the key element due to insufficient saturation

Кроме этого, после того как управляющее напряжение на базе ключевого транзистора становится недостаточным для насыщения ключевого транзистора, этот транзистор запирается через относительно высокоомную базовую цепь, что является причиной возникновения эффекта Миллера. Все это приводит к значительному уменьшению скорости переключения и к увеличению мощности, рассеиваемой на ключевом транзисторе.In addition, after the control voltage at the base of the key transistor becomes insufficient to saturate the key transistor, this transistor is blocked through a relatively high-resistance base circuit, which causes the Miller effect. All this leads to a significant decrease in the switching speed and to an increase in the power dissipated by the key transistor.

Указанные недостатки ограничивает область применимости известных устройств, которые используются только в качестве маломощных конвертеров с выходной мощностью 1-2 Вт, в основном в качестве маломощных зарядных устройств, поскольку при указанной выше доле потерь на ключевом транзисторе только такой уровень выходной мощности позволяет исключить необходимость применения радиаторов и сделать зарядные устройства достаточно компактными и дешевыми.These disadvantages are limited by the applicability of the known devices that are used only as low-power converters with an output power of 1-2 W, mainly as low-power chargers, since with the above percentage of losses on the key transistor, only this level of output power eliminates the need for radiators and make chargers compact and cheap enough.

Наиболее близким к предлагаемому устройству по составу признаков является конвертер постоянного напряжения, представленный в [2] на рис.2. Это устройство содержит ключевой транзистор с индуктивной нагрузкой, база которого через RC цепь подключена к источнику управляющего напряжения и непосредственно соединена с коллектором управляющего транзистора, причем эмиттеры обоих транзисторов соединены с отрицательной шиной питания.The closest to the proposed device according to the composition of features is a constant voltage converter, presented in [2] in Fig. 2. This device contains a key transistor with inductive load, the base of which is connected via an RC circuit to a control voltage source and directly connected to the collector of a control transistor, and the emitters of both transistors are connected to a negative power bus.

Управляющее напряжение создается обмоткой, индуктивно связанной с нагрузочной индуктивностью таким образом, что полярность управляющего напряжения противоположна по отношению к напряжению на коллекторе ключевого транзистора.The control voltage is generated by a winding inductively coupled to the load inductance so that the polarity of the control voltage is opposite to the voltage at the collector of the key transistor.

Для данного устройства характерны все достоинства и недостатки, изложенные выше. Кроме этого, в преобразователях такого типа, которые содержат элементы, ограничивающие величину тока коллектора ключевого транзистора, потери на ключевом транзисторе обусловлены еще одной причиной. В таких устройствах после завершения зарядного цикла ключевой транзистор совместно с транзистором ограничения тока оказывается охваченным обратной отрицательной связью по току, что превращает его в выходной транзистор обычного токостабилизатора. Причем выходной ток этого токостабилизатора в точности равен по величине току через индуктивность в момент окончания зарядного цикла. В результате в начальной стадии перехода к разрядному циклу все емкости, шунтирующие индуктивную нагрузку, перезаряжаются не общим током разомкнутой индуктивности, а только разностью между текущим значением тока через индуктивность и выходным током генератора стабильного тока. Это является причиной уменьшения скорости коммутации и, соответственно, дополнительного увеличения мощности, рассеиваемой на ключевом транзисторе.This device is characterized by all the advantages and disadvantages described above. In addition, in converters of this type, which contain elements that limit the collector current of the key transistor, the losses on the key transistor are due to another reason. In such devices, after the completion of the charging cycle, the key transistor together with the current limiting transistor is covered by current negative feedback, which turns it into an output transistor of a conventional current stabilizer. Moreover, the output current of this current stabilizer is exactly equal in magnitude to the current through the inductance at the end of the charging cycle. As a result, in the initial stage of the transition to the discharge cycle, all capacitances shunting the inductive load are not recharged not by the common open inductance current, but only by the difference between the current value of the current through the inductance and the output current of the stable current generator. This is the reason for the decrease in switching speed and, accordingly, an additional increase in the power dissipated by the key transistor.

Задачей настоящего изобретения является увеличение электрической эффективности конвертера постоянного напряжения за счет уменьшения потерь мощности на ключевом транзисторе.An object of the present invention is to increase the electrical efficiency of a DC / DC converter by reducing power loss on a key transistor.

С этой целью в конвертер постоянного напряжения, содержащий ключевой транзистор с индуктивной нагрузкой, база которого через RC цепь подключена к источнику управляющего напряжения и непосредственно соединена с коллектором управляющего транзистора, причем эмиттеры обоих транзисторов соединены с отрицательной шиной питания, введены дополнительно диод, включенный между коллектором ключевого транзистора и базой управляющего транзистора катодом в сторону коллектора, токозадающая цепь, включенная параллельно RC цепи, а также токозадающий элемент, включенный между источником управляющего напряжения и базой управляющего транзистора.To this end, a DC voltage converter containing a key transistor with an inductive load, the base of which is connected via an RC circuit to a control voltage source and directly connected to a control transistor collector, the emitters of both transistors connected to a negative power bus, an additional diode is connected between the collector of the key transistor and the base of the control transistor with the cathode towards the collector, a current-supply circuit connected in parallel to the RC circuit, as well as a current-transfer circuit an element connected between the source of control voltage and the base of the control transistor.

Упрощенная принципиальная схема конвертера представлена на фиг.1.A simplified circuit diagram of the converter is presented in figure 1.

Конвертер постоянного напряжения содержит ключевой транзистор 1, нагрузочную индуктивность 2 с вторичными обмотками, одна из которых предназначена для формирования управляющего напряжения, управляющий транзистор 3, RC цепь 4 и токозадающую цепь 5, диод 6 и резистор 7, используемый в качестве токозадающего элемента.The DC voltage converter contains a key transistor 1, a load inductance 2 with secondary windings, one of which is used to generate a control voltage, a control transistor 3, an RC circuit 4 and a current-supply circuit 5, a diode 6 and a resistor 7 used as a current-setting element.

Устройство работает следующим образом.The device operates as follows.

После подачи первичного напряжения U1 ток через резистор начального смещения начинает втекать в базу ключевого транзистора 1. Чтобы этот ток не замыкался через базовую обмотку на отрицательную шину питания, в токозадающей цепи 5 используется диод. В результате ключевой транзистор 1 становится активным, а за счет противоположной фазы формирования управляющего напряжения по отношению к коллекторному напряжению этого транзистора устройство оказывается охваченным положительной ОС по цепи - коллектор ключевого транзистора 1, вторичная обмотка нагрузочной индуктивности 2, RC цепь 4, база ключевого транзистора 1. Наличие положительной обратной связи приводит к быстрому увеличению коллекторного тока ключевого транзистора 1 и уменьшению напряжения на его коллекторе.After the primary voltage U1 is applied, the current through the initial bias resistor starts flowing into the base of the key transistor 1. To prevent this current from closing through the base winding to the negative power bus, a diode is used in the current-setting circuit 5. As a result, the key transistor 1 becomes active, and due to the opposite phase of the formation of the control voltage relative to the collector voltage of this transistor, the device is covered by a positive OS along the circuit - the collector of the key transistor 1, the secondary winding of the load inductance 2, RC circuit 4, the base of the key transistor 1 The presence of positive feedback leads to a rapid increase in the collector current of the key transistor 1 and a decrease in voltage on its collector.

Вследствие этого уменьшения на вторичной обмотке индуктивной нагрузки 2 появляется возрастающее положительное управляющее напряжение, при этом к начальному току смещения сначала добавляется ток через RC цепь 4, а затем, когда управляющее напряжение превысит напряжение открывания диода токозадающей цепи 5, этот ток многократно возрастает за счет включенного последовательно с диодом низкоомного резистора этой цепи. В результате ключевой транзистор 1 насыщается, причем большая величина базового тока поддерживается все время, пока ключевой транзистор 1 находится в состоянии насыщения, поскольку в токозадающей цепи 5 отсутствует разделительная емкость.Due to this decrease, an increasing positive control voltage appears on the secondary winding of the inductive load 2, in this case, the current through the RC circuit 4 is first added to the initial bias current, and then, when the control voltage exceeds the opening voltage of the diode of the current-supply circuit 5, this current increases many times due to the switched on in series with the diode of the low resistance resistor of this circuit. As a result, the key transistor 1 is saturated, and a large amount of the base current is maintained all the time while the key transistor 1 is in a saturation state, since there is no separation capacitance in the current-collecting circuit 5.

Одновременно ток от источника управляющего напряжения должен был бы через резистор 7 поступать и в базу управляющего транзистора 3, который противодействовал бы насыщению ключевого транзистора 1, отводя часть его базового тока на отрицательную шину питания.At the same time, the current from the control voltage source would have to pass through the resistor 7 to the base of the control transistor 3, which would counteract the saturation of the key transistor 1, diverting part of its base current to the negative power bus.

Однако из-за быстрого уменьшения напряжения на коллекторе ключевого транзистора 1 ток через резистор 7 втекает не в базу управляющего транзистора 3, а перезаряжает внутреннюю емкость диода 6, в результате чего транзистор 3 остается выключенным и не препятствует насыщению ключевого транзистора 1.However, due to the rapid decrease in the voltage at the collector of the key transistor 1, the current through the resistor 7 does not flow into the base of the control transistor 3, but recharges the internal capacitance of the diode 6, as a result of which the transistor 3 remains off and does not impede the saturation of the key transistor 1.

После того как ключевой транзистор 1 оказывается в состоянии насыщения, диод 6 открывается и удерживает управляющий транзистор 3 в выключенном состоянии.After the key transistor 1 is in a saturated state, the diode 6 opens and holds the control transistor 3 in the off state.

Поскольку ток через нагрузочную индуктивность 2 и, соответственно, через ключевой транзистор 1 возрастает, суммарное падение на эмиттерном резисторе ключевого транзистора 1 и на его насыщенном переходе коллектор-эмиттер также увеличивается. Это продолжается до тех пор, пока суммарное падение напряжения, приложенное к катоду диода 6, не превысит напряжения открывания базо-эмиттерного перехода управляющего транзистора 3. При этом следует учитывать взаимную компенсацию падений напряжения на диоде 6 и диоде, включенном последовательно с базо-эмиттерным переходом управляющего транзистора 3. Как только управляющий транзистор 3 начинает открываться, оба транзистора 1, 3 оказываются охваченными второй цепью положительной ОС через диод 6 и его внутреннюю емкость. Из-за этой связи управляющий транзистор 3 быстро насыщается и шунтирует базо-эмиттерный переход ключевого транзистора 1, что способствует быстрому выводу неосновных носителей заряда, накопленных в базовом переходе этого транзистора, а также полностью нейтрализует эффект Миллера. В результате скорость изменения напряжения на коллекторе ключевого транзистора 1 определяется только емкостью коллекторного перехода и достигает 6-8 тысяч В/мкс (400 В за 50-60 нс).Since the current through the load inductance 2 and, accordingly, through the key transistor 1 increases, the total drop at the emitter resistor of the key transistor 1 and at its saturated collector-emitter junction also increases. This continues until the total voltage drop applied to the cathode of the diode 6 exceeds the opening voltage of the base-emitter junction of the control transistor 3. In this case, the mutual compensation of the voltage drops across the diode 6 and the diode connected in series with the base-emitter junction control transistor 3. As soon as the control transistor 3 begins to open, both transistors 1, 3 are covered by the second circuit of the positive OS through the diode 6 and its internal capacitance. Due to this connection, the control transistor 3 quickly saturates and shunts the base-emitter junction of the key transistor 1, which contributes to the fast withdrawal of minority carriers accumulated in the base junction of this transistor, and also completely neutralizes the Miller effect. As a result, the rate of change of voltage across the collector of the key transistor 1 is determined only by the collector junction capacity and reaches 6-8 thousand V / μs (400 V in 50-60 ns).

После запирания ключевого транзистора 1 начинается процесс разряда индуктивности на нагрузку, причем этот транзистор удерживается в запертом состоянии за счет изменения полярности управляющего напряжения, приложенного к его базо-эмиттерному переходу через RC цепь 4. Новый зарядный цикл работы конвертера начинается сразу же после полного разряда индуктивной нагрузки 2 и смены на ней полярности напряжения из-за резонансных явлений, причем из-за спада напряжения на коллекторе ключевого транзистора 1 появляется ток через внутреннюю емкость диода 6, который нейтрализует управляющий транзистор 3 на время переключения.After locking the key transistor 1, the process of discharging the inductance to the load begins, and this transistor is kept locked by changing the polarity of the control voltage applied to its base-emitter junction through the RC circuit 4. A new charging cycle of the converter starts immediately after the inductive discharge load 2 and voltage polarity changes on it due to resonance phenomena, and due to a voltage drop on the collector of the key transistor 1, a current appears through the internal capacitance diode 6, which neutralizes the control transistor 3 at the time of switching.

Из описания принципа действия следует, что основным отличием заявляемого устройства от прототипа является использование положительной обратной связи, охватывающей транзисторы 1, 3 в момент размыкания ключевого транзистора 1. В работе устройства важную роль играет внутренняя емкость диода 6. Если эта емкость оказывается недостаточной, диод 6 можно зашунтировать внешним конденсатором. Аналогичный результат также может быть получен при включении конденсатора параллельно базо-эмиттерному переходу управляющего транзистора 3.From the description of the principle of action it follows that the main difference between the claimed device from the prototype is the use of positive feedback, covering transistors 1, 3 at the time of opening of the key transistor 1. In the operation of the device, the internal capacity of diode 6 plays an important role. If this capacity is insufficient, diode 6 can be shunted with an external capacitor. A similar result can also be obtained by turning on the capacitor in parallel with the base-emitter junction of the control transistor 3.

В низковольтных применениях в качестве диода 6 может быть использован диод Шоттки, при этом максимальное напряжение на коллекторе насыщенного ключевого транзистора 1 не может превысить разности между напряжением базо-эмиттерного перехода управляющего транзистора 3 и прямого падения на диоде Шоттки. Диод, включенный последовательно с базой управляющего транзистора 3, при этом не используется. Выполненные таким образом конвертеры могут эффективно работать даже при входном напряжении в 1 В. Следует отметить, что в низковольтном варианте заявляемого устройства индуктивная нагрузка 2 может не иметь вторичных обмоток, при этом управляющее напряжение формируется путем инверсии коллекторного напряжения ключевого транзистора 1, например, с помощью p-n-p транзистора, эмиттер которого подключен к положительной шине питания. Такой вариант заявляемого конвертера, выполняющего функции преобразователя напряжение - ток, изображен на фиг.3, причем при использовании двух транзисторных сборок (например, типа BCV62 и BC817U) устройство занимает на печатной плате практически столько же места, сколько его необходимо для любого интегрального аналога, и, будучи в несколько раз дешевле, не уступает аналогам на полевых транзисторах по эффективности при фиксированной выходной мощности. Выходную мощность этого устройства можно уменьшать с помощью резистора в эмиттере ключевого транзистора 1.In low-voltage applications, a Schottky diode can be used as diode 6, while the maximum voltage on the collector of the saturated key transistor 1 cannot exceed the difference between the voltage of the base-emitter junction of the control transistor 3 and the direct drop on the Schottky diode. A diode connected in series with the base of the control transistor 3 is not used. Converters made in this way can work effectively even with an input voltage of 1 V. It should be noted that in the low-voltage version of the claimed device, the inductive load 2 may not have secondary windings, while the control voltage is formed by inverting the collector voltage of the key transistor 1, for example, using pnp transistor whose emitter is connected to the positive power bus. This version of the inventive converter, which performs the functions of a voltage-current converter, is shown in Fig. 3, and when using two transistor assemblies (for example, type BCV62 and BC817U), the device occupies almost as much space on a printed circuit board as it needs for any integral analog, and, being several times cheaper, it is not inferior to analogs on field-effect transistors in efficiency at a fixed output power. The output power of this device can be reduced by using a resistor in the emitter of the key transistor 1.

В высоковольтных применениях в качестве диода 6 проще использовать обычный быстродействующий диод, при этом для увеличения базо-эмиттерного напряжения управляющего транзистора 3 между его базой и анодом диода 6 включается один или несколько прямосмещенных диодов, а между отрицательной шиной питания и эмиттером ключевого транзистора 1 включается резистор, ограничивающий максимальное значение тока через индуктивную нагрузку 2.In high-voltage applications, it is easier to use a conventional high-speed diode as a diode 6, in order to increase the base-emitter voltage of the control transistor 3 between its base and the anode of the diode 6, one or more forward-biased diodes are turned on, and a resistor is turned on between the negative power bus and the emitter of the key transistor 1 limiting the maximum value of the current through the inductive load 2.

Необходимо отметить, что при использовании резистора в токозадающей цепи 5, она может быть объединена с RC цепью 4 путем соединения анода диода токозадающей цепи 5 с верхним по схеме выводом конденсатора RC цепи 4 и исключения более высокоомного из двух параллельно включенных резисторов этих цепей. В таком случае для дополнительного увеличения скорости коммутации возможно обеспечить отрицательное напряжение на базе ключевого транзистора 1, подключив коллектор управляющего транзистора 3 не к катоду, а к аноду диода токозадающей цепи 5.It should be noted that when using a resistor in the pick-up circuit 5, it can be combined with the RC circuit 4 by connecting the anode diode of the pick-up circuit 5 to the circuit output of the RC capacitor 4 and eliminating the higher-resistance of the two parallel-connected resistors of these circuits. In this case, to further increase the switching speed, it is possible to provide a negative voltage on the basis of the key transistor 1 by connecting the collector of the control transistor 3 not to the cathode, but to the anode of the diode of the current-supply circuit 5.

Если токозадающая цепь 5 содержит диод и резистор, то значение тока через нее выбирается таким, чтобы он мог удерживать ключевой транзистор 1 в глубоком насыщении при максимальном токе через нагрузочную индуктивность 2. Вместо резистора в токозадающей цепи 5 можно также использовать индуктивность для дополнительного снижения мощности, рассеиваемой на ключевом транзисторе. В таком случае ее величина выбирается таким образом, чтобы в течение зарядного цикла между током коллектора ключевого транзистора 1 и током через токозадающую цепь 5 поддерживалось постоянное соотношение, например, 10. При этом потери в базовой цепи ключевого транзистора 1 оказываются минимальными, однако необходимо, чтобы в качестве резистора 7 также использовалась индуктивность в несколько раз большей величины. Такой вариант заявляемого устройства представлен на фиг.2. Следует отметить, что практически вся энергия, накапливаемая в этих индуктивностях в течение зарядного цикла, передается в нагрузку. Это объясняется тем, что в рабочем цикле обе индуктивности заряжаются пропорционально заряду нагрузочной индуктивности 2, поэтому после смены полярности напряжения управления на вторичной обмотке ток базы управляющего транзистора 3 сохраняется, транзистор остается в насыщенном состоянии, а следовательно сохраняется цепь разряда для индуктивности токозадающей цепи 5 через промежуток эмиттер-коллектор этого транзистора. При этом токи разряда обеих индуктивностей проходят через вторичную обмотку нагрузочной индуктивности 2 и, поскольку первичная обмотка разомкнута, через трансформаторную связь между вторичными обмотками передаются на нагрузку. Поэтому с учетом существенно меньшей мощности, рассеиваемой на ключевом транзисторе, в таком виде заявляемое устройство имеет более высокий КПД по сравнению с конвертерами на МОП транзисторах.If the current-supply circuit 5 contains a diode and a resistor, then the current value through it is selected so that it can keep the key transistor 1 in deep saturation at the maximum current through the load inductance 2. Instead of the resistor in the current-supply circuit 5, you can also use inductance to further reduce power, dissipated by a key transistor. In this case, its value is selected so that during the charging cycle between the collector current of the key transistor 1 and the current through the current-collecting circuit 5, a constant ratio, for example, 10, is maintained. In this case, the losses in the base circuit of the key transistor 1 are minimal, but it is necessary that as a resistor 7, an inductance several times larger was also used. This option of the claimed device is presented in figure 2. It should be noted that almost all the energy stored in these inductors during the charging cycle is transferred to the load. This is because in the duty cycle both inductors are charged in proportion to the charge of the load inductance 2, therefore, after changing the polarity of the control voltage on the secondary winding, the base current of the control transistor 3 is saved, the transistor remains in a saturated state, and therefore the discharge circuit for the inductance of the current-supply circuit 5 the emitter-collector gap of this transistor. In this case, the discharge currents of both inductors pass through the secondary winding of the load inductance 2 and, since the primary winding is open, through the transformer connection between the secondary windings are transferred to the load. Therefore, given the significantly lower power dissipated by the key transistor, in this form the inventive device has a higher efficiency compared to converters on MOS transistors.

Возможен также вариант, в котором только резистор токозадающей цепи 5 заменен индуктивностью, однако при этом необходимы некоторые дополнения в составе устройства для обеспечения цепи разряда этой индуктивности.A variant is also possible in which only the resistor of the current-supply circuit 5 is replaced by an inductance, however, some additions are necessary as part of the device to provide a discharge circuit of this inductance.

Регулировка выходной мощности конвертера производится путем ввода внешнего регулирующего тока в базу управляющего транзистора 3. Это приводит к уменьшению насыщающего тока, поступающего в базу ключевого транзистора 1, поскольку часть тока токозадающей цепи 5 отводится через транзистор 3 на отрицательную шину питания. В результате напряжение на коллекторе ключевого транзистора 1 начинает увеличиваться при меньшем токе через индуктивную нагрузку 2, зарядный цикл укорачивается, а соответственно уменьшается мощность, передаваемая в нагрузку. Кроме этого возможно использовать регулировку сопротивления канала полевого транзистора, используемого в качестве эмиттерного резистора у ключевого транзистора 1.The output power of the converter is adjusted by introducing an external control current into the base of the control transistor 3. This leads to a decrease in the saturating current supplied to the base of the key transistor 1, since part of the current of the pick-up circuit 5 is diverted through the transistor 3 to the negative power bus. As a result, the voltage at the collector of the key transistor 1 begins to increase at a lower current through the inductive load 2, the charging cycle is shortened, and the power transmitted to the load decreases accordingly. In addition, it is possible to use the channel resistance adjustment of the field effect transistor used as the emitter resistor of the key transistor 1.

Предлагаемое устройство, выполненное в объеме стандартного малогабаритного зарядного устройства, рассчитанного на мощность в 1,8 Вт, при использовании трансформатора с таким же общим объемом 13×13×13 мм и на тех же компонентах (кроме выпрямительного диода в выходной секции и конденсаторов фильтров) позволяет обеспечить максимальную выходную мощность 6 В × 2,4 А, ограничиваемую только возможностями трансформатора. При этом на ключевом транзисторе выделяется приблизительно такая же мощность, как в исходном зарядном устройстве. При испытаниях в обоих устройствах использовался биполярный ключевой транзистор типа ST 13003.The proposed device, made in the volume of a standard small-sized charger designed for power of 1.8 W, using a transformer with the same total volume of 13 × 13 × 13 mm and on the same components (except for the rectifier diode in the output section and filter capacitors) allows for a maximum output power of 6 V × 2.4 A, limited only by the capabilities of the transformer. At the same time, approximately the same power is released on the key transistor as in the original charger. In tests in both devices, a ST 13003 type bipolar key transistor was used.

Источники информацииInformation sources

1. Power Integrations. TOP 221-227. Datasheet.1. Power Integrations. TOP 221-227. Datasheet

2. Грошев В.Я. «Модернизация маломощного зарядного устройства». Электронный журнал «Радиолоцман», №9, 2011, стр.50. URL www.rlocman.ru/book /book.html.2. Groshev V.Ya. "Modernization of a low-power charger." Electronic journal "Radiolotsman", No. 9, 2011, p. 50. URL www.rlocman.ru/book /book.html.

Claims

A DC voltage converter containing a key transistor with an inductive load, the base of which is connected via an RC circuit to a source of control voltage and directly connected to the collector of a control transistor, and the emitters of both transistors are connected to a negative power bus, characterized in that an additional diode is included in it between the collector of the key transistor and the base of the control transistor with the cathode toward the collector, a current-supply circuit connected in parallel to the RC circuit, and a current-sensing element connected between the source of the control voltage and the base of the control transistor.