RU2455778C1 - Demodulator for sixteen-position quadrature amplitude modulation - Google Patents
Demodulator for sixteen-position quadrature amplitude modulation Download PDFInfo
- Publication number
- RU2455778C1 RU2455778C1 RU2011118404/08A RU2011118404A RU2455778C1 RU 2455778 C1 RU2455778 C1 RU 2455778C1 RU 2011118404/08 A RU2011118404/08 A RU 2011118404/08A RU 2011118404 A RU2011118404 A RU 2011118404A RU 2455778 C1 RU2455778 C1 RU 2455778C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- inputs
- input
- outputs
- output
- demodulator
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к радиотехнике, в частности к демодуляторам радиоприемных устройств, применяемым на линиях многоканальной цифровой связи и в сетях множественного доступа, а также может быть использовано в области цифрового радиовещания и цифрового телевидения.The invention relates to radio engineering, in particular to demodulators of radio receivers used on multi-channel digital communication lines and in multiple access networks, and can also be used in the field of digital broadcasting and digital television.
Известен демодулятор сигналов шестнадцатипозиционной квадратурной амплитудной манипуляции (патент RU №2013018, МПК5 H04L 27/22, 1994 г.), который содержит два фазовых детектора, одно решающее устройство, один четырехпозиционный модулятор, два вычитателя, один фильтр, один генератор, управляемый напряжением, два переключателя и два ограничителя.A known signal demodulator of sixteen-position quadrature amplitude manipulation (patent RU No. 2013018, IPC 5 H04L 27/22, 1994), which contains two phase detectors, one solver, one four-position modulator, two subtractors, one filter, one voltage-controlled generator , two switches and two limiters.
Недостатком данного аналога является наличие манипуляционной составляющей в цепи управления частотой генератора, управляемого напряжением, что вызывает дополнительную дисперсию фазы опорного колебания и снижает реальную помехоустойчивость приема. (Помехоустойчивость - способность устройств приема выполнять свои функции с требуемым качеством в условиях воздействия помех. Различают реальную и потенциальную помехоустойчивость. Реальная помехоустойчивость - это помехоустойчивость с учетом работы реального приемника, который может быть и неоптимальным. Потенциальная помехоустойчивость - предельно допустимая помехоустойчивость, которая обеспечивается идеальным приемником. В отличие от реальной помехоустойчивости при потенциальной помехоустойчивости оценивается воздействие помех при оптимальном способе приема для данного метода передачи. При одних и тех же условиях приема повышение потенциальной помехоустойчивости приемника влечет повышение его реальной помехоустойчивости.)The disadvantage of this analogue is the presence of the manipulation component in the frequency control circuit of the generator controlled by voltage, which causes additional dispersion of the phase of the reference oscillation and reduces the real noise immunity of the reception. (Noise immunity - the ability of receiving devices to perform their functions with the required quality under the influence of interference. Distinguish between real and potential noise immunity. Real noise immunity is noise immunity taking into account the operation of a real receiver, which may be non-optimal. Potential noise immunity is the maximum permissible noise immunity, which is ensured by ideal In contrast to the real noise immunity, the potential noise immunity assesses the impact of ex under optimal method for receiving this transmission method. In the same reception conditions increase potential noise immunity of the receiver entails increasing its real noise immunity).
Известен также демодулятор сигналов шестнадцатипозиционной квадратурной амплитудной манипуляции (патент RU №2020767, МПК5 H04L 27/22, 1994 г.), содержащий первый и второй аттенюаторы, решающий блок, первый, второй, третий, четвертый пятой и шестой сумматоры, первый и второй перемножители (в материалах прототипа названные первым и вторым фазовыми детекторами), первый и второй фильтры нижних частот, первый, второй и третий перемножители, первый и второй квантователи, петлевой фильтр, управляемый генератор и фазовращатель. Вторые входы фазовых детекторов соединены с входом демодулятора, а их выходы через последовательно соединенные первый фильтр нижних частот, первый перемножитель, второй фильтр нижних частот и второй перемножитель подключены к первому и второму входам первого сумматора соответственно. Входы первого и второго квантователей соединены с выходами первого и второго фильтров нижних частот соответственно. Петлевой фильтр соединен через управляемый генератор с первым входом первого фазового детектора непосредственно, а с первым входом второго фазового детектора - через фазовращатель. Входы решающего блока соединены с выходами первого и второго квантователей, а выходы решающего блока являются выходами демодулятора, кроме того, выходы первого и второго квантователей соединены с первыми входами второго и третьего сумматоров соответственно. Вторые выходы первого и второго квантователей через первый и второй аттенюаторы соединены соответственно с вторыми входами второго и третьего сумматоров, выходы которых соединены со вторыми входами второго и первого перемножителей соответственно. Первые выходы первого и второго квантователей соединены с первым и вторым входами четвертого сумматора соответственно. Выходы первого и второго аттенюаторов соединены соответственно с первым и вторым входами пятого сумматора. Выход пятого сумматора соединен с входом третьего перемножителя, второй вход которого соединен с выходом четвертого сумматора. Выход третьего перемножителя соединен с первым входом шестого сумматора, второй вход которого соединен с выходом первого сумматора, а выход - с входом петлевого фильтра. Первый вход первого сумматора и вторые входы второго, третьего и четвертого сумматоров являются инверсными.Also known is a signal demodulator of sixteen position quadrature amplitude manipulation (patent RU No. 2020767, IPC 5 H04L 27/22, 1994), containing the first and second attenuators, a deciding unit, the first, second, third, fourth fifth and sixth adders, the first and second multipliers (in the prototype materials called the first and second phase detectors), the first and second low-pass filters, the first, second and third multipliers, the first and second quantizers, a loop filter, a controlled oscillator and a phase shifter. The second inputs of the phase detectors are connected to the input of the demodulator, and their outputs are connected in series through the first low-pass filter, the first multiplier, the second low-pass filter and the second multiplier are connected to the first and second inputs of the first adder, respectively. The inputs of the first and second quantizers are connected to the outputs of the first and second low-pass filters, respectively. The loop filter is connected through a controlled generator to the first input of the first phase detector directly, and to the first input of the second phase detector through a phase shifter. The inputs of the decision block are connected to the outputs of the first and second quantizers, and the outputs of the decision block are the outputs of the demodulator, in addition, the outputs of the first and second quantizers are connected to the first inputs of the second and third adders, respectively. The second outputs of the first and second quantizers through the first and second attenuators are connected respectively to the second inputs of the second and third adders, the outputs of which are connected to the second inputs of the second and first multipliers, respectively. The first outputs of the first and second quantizers are connected to the first and second inputs of the fourth adder, respectively. The outputs of the first and second attenuators are connected respectively to the first and second inputs of the fifth adder. The output of the fifth adder is connected to the input of the third multiplier, the second input of which is connected to the output of the fourth adder. The output of the third multiplier is connected to the first input of the sixth adder, the second input of which is connected to the output of the first adder, and the output to the input of the loop filter. The first input of the first adder and the second inputs of the second, third and fourth adders are inverse.
Недостатком данного аналога является относительно низкая помехоустойчивость из-за возможных изменений амплитуд синфазной и квадратурной составляющих сигнала, что обусловлено отсутствием возможности адаптации параметров сигнала при воздействии дестабилизирующих факторов (например, замираний сигнала).The disadvantage of this analogue is the relatively low noise immunity due to possible changes in the amplitudes of the in-phase and quadrature components of the signal, which is due to the lack of the ability to adapt the signal parameters when exposed to destabilizing factors (for example, signal fading).
Наиболее близким по технической сущности и выполняемым функциям аналогом (прототипом) к заявляемому является демодулятор многопозиционных сигналов (патент RU №2246794, МПК7 H04L 27/22, 2003 г.), содержащий блок выделения несущего колебания, первый, второй и третий перемножители, первый, второй и третий фильтры нижних частот, первый и второй диодные мосты, первый и второй сумматоры, фазовращатель и блок принятия решения, первый, второй, третий и четвертый выходы которого являются соответствующими выходами демодулятора. Информационный вход блока выделения несущего колебания является входом демодулятора и подключен к вторым входам первого и второго перемножителей. Первый, второй, третий и четвертый управляющие входы блока выделения несущего колебания подключены соответственно к первому, второму, третьему и четвертому входам блока принятия решений, а опорный вход блока выделения несущего колебания подключен к выходу фазовращателя и первому входу второго перемножителя. Выход блока выделения несущего колебания подключен к входу фазовращателя, первому входу первого перемножителя и к первому и второму входам третьего перемножителя, выход которого подключен к входу третьего фильтра нижних частот, выход которого подключен к первым входам первого и второго сумматоров. Вторые входы первого и второго сумматоров подключены соответственно к выходам первого и второго диодных мостов, а выходы первого и второго сумматоров подключены соответственно к третьему и четвертому входам блока принятия решения. Входы первого и второго диодных мостов подключены к выходам соответственно первого и второго фильтров нижних частот, входы которых подключены соответственно к выходам первого и второго перемножителей.The closest in technical essence and performed functions analogue (prototype) to the claimed one is a multi-position signal demodulator (patent RU No. 2246794, IPC 7 H04L 27/22, 2003) containing a carrier oscillation isolation unit, first, second and third multipliers, first , the second and third low-pass filters, the first and second diode bridges, the first and second adders, the phase shifter and the decision block, the first, second, third and fourth outputs of which are the corresponding outputs of the demodulator. The information input of the carrier oscillation separation unit is the input of the demodulator and is connected to the second inputs of the first and second multipliers. The first, second, third and fourth control inputs of the carrier wave allocation unit are connected respectively to the first, second, third and fourth inputs of the decision block, and the reference input of the carrier wave separation unit is connected to the output of the phase shifter and the first input of the second multiplier. The output of the carrier oscillation separation unit is connected to the input of the phase shifter, the first input of the first multiplier and to the first and second inputs of the third multiplier, the output of which is connected to the input of the third low-pass filter, the output of which is connected to the first inputs of the first and second adders. The second inputs of the first and second adders are connected respectively to the outputs of the first and second diode bridges, and the outputs of the first and second adders are connected respectively to the third and fourth inputs of the decision block. The inputs of the first and second diode bridges are connected to the outputs of the first and second low-pass filters, the inputs of which are connected respectively to the outputs of the first and second multipliers.
При такой совокупности описанных элементов и связей достигается некоторое повышение помехоустойчивости из-за возможных изменений амплитуд синфазной и квадратурной составляющих сигнала, что обусловлено возможностью адаптации параметров сигнала при воздействии дестабилизирующих факторов (например, замираний сигнала).With such a combination of the described elements and relationships, a certain increase in noise immunity is achieved due to possible changes in the amplitudes of the in-phase and quadrature components of the signal, which is due to the possibility of adapting the signal parameters when exposed to destabilizing factors (for example, signal fading).
Однако устройство-прототип имеет недостаток, связанный с относительно невысокой реальной помехоустойчивостью, вызванной реализацией детектирования группового сигнала в соответствии с критерием оптимальности минимум вероятности ошибки на групповой символ. Такое детектирование не является оптимальным в случае минимизации вероятности ошибки на каждый бит группового символа, например, при многопользовательском детектировании [1].However, the prototype device has the disadvantage associated with the relatively low real noise immunity caused by the implementation of the detection of a group signal in accordance with the optimality criterion, the minimum probability of error per group symbol. Such detection is not optimal in the case of minimizing the probability of error per bit of a wildcard, for example, with multi-user detection [1].
Целью изобретения является повышение реальной помехоустойчивости детектирования многопозиционных сигналов с шестнадцатипозиционной квадратурной амплитудной манипуляцией (КАМ-16) на основе реализации критерия оптимальности минимум вероятности ошибки на каждый бит группового символа.The aim of the invention is to increase the real noise immunity of the detection of multi-position signals with sixteen-position quadrature amplitude manipulation (KAM-16) based on the implementation of the optimality criterion, the minimum error probability for each bit of the wildcard.
Поставленная цель достигается тем, что в известном демодуляторе многопозиционных сигналов КАМ-16, содержащем блок выделения несущего колебания (БВНК) 1, первый 2, второй 10 и третий 12 перемножители, первый 3, второй 9 и третий 13 фильтры нижних частот, первый 4 и второй 8 диодные мосты, первый 5 и второй 7 сумматоры, фазовращатель 11 и блок принятия решения 6, первый, второй, третий и четвертый выходы которого являются соответствующими выходами демодулятора, информационный вход БВНК 1 является входом демодулятора и подключен к вторым входам первого 2 и второго 10 перемножителей, первый, второй, третий и четвертый управляющие входы БВНК 1 подключены соответственно к первому, второму, третьему и четвертому входам блока принятия решений 6, а опорный вход БВНК 1 подключен к выходу фазовращателя 11 и первому входу второго перемножителя 10, выход БВНК 1 подключен к входу фазовращателя 11, первому входу первого перемножителя 2 и к первому и второму входам третьего перемножителя 12, выход которого подключен к входу третьего фильтра нижних частот 13, вторые входы первого 5 и второго 7 сумматоров подключены к выходам соответственно первого 4 и второго 8 диодных мостов, а выходы первого и второго сумматоров подключены соответственно к третьему и четвертому входам блока принятия решения 6, входы первого 4 и второго 8 диодных мостов подключены к выходам соответственно первого 3 и второго 9 фильтров нижних частот, входы которых подключены соответственно к выходам первого 2 и второго 10 перемножителей, дополнительно введен вычислитель компенсирующего напряжения (ВКН) 14, вход которого подключен к выходу третьего фильтра нижних частот 13, а выход ВКН 14 подключен к первым входам первого 5 и второго 7 сумматоров.This goal is achieved by the fact that in the well-known demodulator of multi-position signals KAM-16, containing the block selection of the carrier wave (BVNK) 1, first 2, second 10 and third 12 multipliers, first 3, second 9 and third 13 low-pass filters, the first 4 and the second 8 diode bridges, the first 5 and second 7 adders, the phase shifter 11 and the decision block 6, the first, second, third and fourth outputs of which are the corresponding outputs of the demodulator, the information input of the BVNK 1 is the input of the demodulator and connected to the second inputs of the first 2 and the second 10 multipliers, the first, second, third and fourth control inputs of the BVNK 1 are connected respectively to the first, second, third and fourth inputs of the decision block 6, and the reference input of the BVNK 1 is connected to the output of the phase shifter 11 and the first input of the second multiplier 10, the output of the BVNK 1 is connected to the input of the phase shifter 11, the first input of the
Перечисленная новая совокупность существенных признаков обеспечивает повышение реальной помехоустойчивости за счет реализации детектирования передаваемых двоичных информационных параметров поступающего на вход сигнала в соответствии с критерием оптимальности минимум вероятности ошибки на каждый бит группового символа.The listed new set of essential features provides an increase in real noise immunity due to the implementation of the detection of the transmitted binary information parameters of the input signal in accordance with the optimality criterion, the minimum probability of error for each bit of the wildcard.
Заявляемое устройство поясняется чертежами, на которых показаны:The inventive device is illustrated by drawings, which show:
на фиг.1 функциональная схема демодулятора многопозиционных сигналов;figure 1 is a functional diagram of a demodulator of multi-position signals;
на фиг.2 функциональная схема ВКН.figure 2 functional diagram of VKN.
Заявленный демодулятор многопозиционных сигналов, показанный на фиг.1, содержит БВНК 1, первый 2, второй 10 и третий 12 перемножители, первый 3, второй 9 и третий 13 фильтры нижних частот, первый 4 и второй 8 диодные мосты, первый 5 и второй 7 сумматоры, фазовращатель 11, блок принятия решения 6 и ВКН 14. Информационный вход БВНК 1 является входом демодулятора и подключен к вторым входам первого 2 и второго 10 перемножителей. Первый, второй, третий и четвертый управляющие входы БВНК 1 подключены соответственно к первому, второму, третьему и четвертому входам блока принятия решений 6, а опорный вход БВНК 1 подключен к выходу фазовращателя 11 и первому входу второго перемножителя 10. Выход БВНК 1 подключен к входу фазовращателя 11, первому входу первого перемножителя 2 и к первому и второму входам третьего перемножителя 12, выход которого подключен к входу третьего фильтра нижних частот 13. Вторые входы первого 5 и второго 7 сумматоров подключены к выходам соответственно первого 4 и второго 8 диодных мостов. Выходы первого и второго сумматоров подключены соответственно к третьему и четвертому входам блока принятия решения 6. Первый, второй, третий и четвертый выходы блока принятия решения 6 являются соответствующими выходами демодулятора. Входы первого 4 и второго 8 диодных мостов подключены к выходам соответственно первого 3 и второго 9 фильтров нижних частот, входы которых подключены соответственно к выходам первого 2 и второго 10 перемножителей. Вход ВКН 14 подключен к выходу третьего фильтра нижних частот 13, а выход ВКН 14 подключен к первым входам первого 5 и второго 7 сумматоров.The claimed demodulator of multi-position signals, shown in figure 1, contains BVNA 1, first 2, second 10 and third 12 multipliers, first 3, second 9 and third 13 low-pass filters, the first 4 and second 8 diode bridges, the first 5 and second 7 adders, phase shifter 11, decision block 6 and VKN 14. The information input of BVNK 1 is the input of the demodulator and is connected to the second inputs of the first 2 and second 10 multipliers. The first, second, third and fourth control inputs of BVNK 1 are connected respectively to the first, second, third and fourth inputs of decision block 6, and the reference input of BVNK 1 is connected to the output of the phase shifter 11 and the first input of the second multiplier 10. The output of BVNK 1 is connected to the input phase shifter 11, the first input of the
БВНК 1 предназначен для выделения инверсного колебания синфазной составляющей группового сигнала из смеси группового сигнала и шума адаптивно к изменению сопутствующих параметров входного сигнала. БВНК может быть реализован различным образом, в частности по схеме, показанной на фиг.2 патента RU №2246794, МПК7 H04L 27/22, 2003 г.BVNK 1 is designed to isolate the inverse oscillation of the in-phase component of a group signal from a mixture of a group signal and noise adaptively to change the accompanying parameters of the input signal. BVNA can be implemented in various ways, in particular according to the scheme shown in figure 2 of patent RU No. 2246794, IPC 7 H04L 27/22, 2003
Перемножители 2, 10 и 12, входящие в демодулятор, идентичны, предназначены для формирования и демодуляции сложных сигналов. Могут быть использованы аналоговый перемножитель марки 526 ПС1 и другие, описанные в книге [3] на с.200-202, рис.7.11.
Фильтры нижних частот 3, 9 и 13 предназначены для интегрирования произвольно изменяющегося напряжения на интервале длительности символов разделяемых сигналов, описаны в книге [4] на с.120-128, рис.6.7.Low-
Блок принятия решения 6 предназначен для принятия решения о принимаемых символах по правилу, описываемому функцией Хевисайда. Его схема известна, и, в частности, блок принятия решения на основе компараторов, формирующих сигналы на выходе с логическими уровнями «1» или «0» в зависимости от наличия положительного или отрицательного напряжения на входе, описан в книге [3] на с.202-205, рис.7.1.Decision block 6 is intended for deciding on the received symbols according to the rule described by the Heaviside function. Its circuit is known, and, in particular, a decision block based on comparators generating signals at the output with logical levels “1” or “0” depending on the presence of a positive or negative input voltage, is described in the book [3] on p. 202-205, Fig. 7.1.
Диодные мосты 4 и 8 предназначены для инвертирования отрицательных уровней напряжения, известны и описаны в книге [5] на с.551, 555.Diode bridges 4 and 8 are designed to invert negative voltage levels, are known and described in the book [5] on p.551, 555.
Сумматоры 5 и 7 предназначены для формирования на выходе значений, соответствующих разности напряжений, подаваемых на второй и первый входы, известны и описаны в книге [2] на с.110.
ВКН 14 предназначен для вычисления компенсирующего напряжения gгр, требуемого для детектирования второго и четвертого битов группового символа, передаваемого с помощью сигнальной конструкции КАМ-16. ВКН 14 функционирует в соответствии с алгоритмом, приведенным на фиг.2, и может быть реализован на базе цифрового процессора TMS320C64xx [6].VKN 14 is designed to calculate the compensating voltage g gr required to detect the second and fourth bits of the wildcard transmitted using the signal structure KAM-16. VKN 14 operates in accordance with the algorithm shown in figure 2, and can be implemented on the basis of a digital processor TMS320C64xx [6].
Заявляемое устройство работает следующим образом.The inventive device operates as follows.
На вход демодулятора многопозиционных сигналов поступает смесь группового сигнала КАМ-16 и аддитивного белого гауссовского шума (АБГШ). Выделение первого и второго оценочных значений двоичных информационных параметров соответствует корреляционному приему и происходит путем детектирования непосредственно в блоке принятия решения. Выделение третьего и четвертого оценочных значений двоичных информационных параметров осуществляется в два этапа. На первом этапе производится компенсация составляющей многопозиционного сигнала, соответствующая его первому и второму информационным параметрам. На втором этапе в соответствии с корреляционным приемом в блоке принятия решения происходит детектирование третьего и четвертого битов. Адаптация к изменению параметров сигнала при воздействии дестабилизирующих факторов (например, замираний сигнала) обеспечивается обратными связями с входов блока принятия решения и выхода фазовращателя.The input of the demodulator for multi-position signals receives a mixture of the group signal KAM-16 and additive white Gaussian noise (ABGS). The selection of the first and second estimated values of the binary information parameters corresponds to the correlation reception and occurs by detecting directly in the decision block. The selection of the third and fourth estimated values of binary information parameters is carried out in two stages. At the first stage, the component of the multi-position signal is compensated, corresponding to its first and second information parameters. At the second stage, in accordance with the correlation technique in the decision block, the third and fourth bits are detected. Adaptation to a change in signal parameters under the influence of destabilizing factors (for example, signal fading) is provided by feedback from the inputs of the decision block and the output of the phase shifter.
Функциональная схема демодулятора многопозиционных сигналов, реализующего выполнение описанных функций, приведена на фиг.1.Functional diagram of a demodulator of multi-position signals that implements the implementation of the described functions is shown in figure 1.
Поступающая на вход демодулятора многопозиционных сигналов смесь аддитивного белого гауссовского шума (АБГШ) и 16-позиционного сигнала с квадратурно-амплитудной манипуляцией, закодированного манипуляционным кодом (МК) Грея, имеет вид:The mixture of additive white Gaussian noise (ABGS) and a 16-position signal with quadrature amplitude manipulation encoded by the manipulation code (MK) of Gray arriving at the input of the demodulator of multiposition signals has the form:
где s(r, t)=s1(r1, t)+s3(r1, r3, t)+s2(r2, t)+s4(r2, r4, t)+n(t) - групповой сигнал КАМ-16;where s (r, t) = s 1 (r 1 , t) + s 3 (r 1 , r 3 , t) + s 2 (r 2 , t) + s 4 (r 2 , r 4 , t) + n (t) is the KAM-16 group signal;
r=(r1, r2, r3, r4) - шестнадцатеричный информационный параметр закодированного в МК Грея группового сигнала КАМ-16 (группового сигнала) на интервале t∈[tk, tk+1); ri, i={1, 2, 3, 4} - двоичные информационные параметры (ИП) (передаваемые биты); s1(r1, t), s2(r2, t), s3(r1, r3, t), s4(r2, r4, t) - аддитивные составляющие группового сигнала; ψi(t), i={1, 2} - колебания синфазной и квадратурной составляющих группового сигнала; n(t) - АБГШ; T - период передачи сигналов КАМ-16.r = (r 1 , r 2 , r 3 , r 4 ) is the hexadecimal information parameter of the KAM-16 group signal (group signal) encoded in MK Gray on the interval t∈ [t k , t k +1); r i , i = {1, 2, 3, 4} - binary information parameters (IP) (transmitted bits); s 1 (r 1 , t), s 2 (r 2 , t), s 3 (r 1 , r 3 , t), s 4 (r 2 , r 4 , t) are the additive components of the group signal; ψ i (t), i = {1, 2} - oscillations of the in-phase and quadrature components of the group signal; n (t) - ABGS; T - KAM-16 signal transmission period.
Выделение первого r1 * и второго r2 * оценочных значений двоичных ИП происходит следующим образом.The allocation of the first r 1 * and second r 2 * estimated values of binary PI occurs as follows.
Поступающая на вход смесь y(t), определяемая (1), подается одновременно на информационный вход БВН 1 и вторые входы первого 2 и второго 10 перемножителей, которые в совокупности с первым 3 и вторым 9 ФНЧ образуют соответственно первый и второй корреляторы. В первом корреляторе происходит свертка смеси y(t) и инверсного колебания синфазной составляющей группового сигнала - ψ1(t) поступающего с выхода БВН 1. Аналогичным образом во втором корреляторе происходит свертка смеси y(t) и инверсного колебания квадратурной составляющей группового сигнала - ψ2(t), поступающего с выхода ФВ 11 и отличающегося ψ1(t) поворотом фазы колебания на 90 градусов.The mixture y (t) arriving at the input, determined by (1), is fed simultaneously to the information input of the BVN 1 and the second inputs of the first 2 and second 10 multipliers, which together with the first 3 and second 9 low-pass filters form the first and second correlators, respectively. In the first correlator, the mixture of y (t) and the inverse oscillation of the in-phase component of the group signal - ψ 1 (t) coming from the output of the BVN 1 are convolved. Similarly, in the second correlator, the mixture of y (t) and the inverse oscillation of the quadrature component of the group signal is ψ 2 (t) coming from the output of the PV 11 and characterized by ψ 1 (t) by the rotation of the oscillation phase by 90 degrees.
В результате в каждый момент времени tk, k=1, 2, 3… на выходах первого 3 и второго 9 ФНЧ формируются напряжения, величины которых пропорциональны значениям b1 и b2:As a result, at each moment of time t k , k = 1, 2, 3 ... at the outputs of the first 3 and second 9 low-pass filters, voltages are formed whose values are proportional to the values of b 1 and b 2 :
Данные напряжения в каждый момент времени tk, k=1, 2, 3… подаются на первый и второй входы блока принятия решений (БПР) 6, где в соответствии с правилом (3):The voltage data at each moment of time t k , k = 1, 2, 3 ... are fed to the first and second inputs of the decision block (BPR) 6, where, in accordance with rule (3):
принимается решение об оценочных значениях двоичных ИП (битах) r1 * и r2 *.a decision is made on the estimated values of the binary PI (bits) r 1 * and r 2 * .
Выделение оценочных значений третьего r3 * и четвертого r4 * двоичных ИП происходит следующим образом.The allocation of the estimated values of the third r 3 * and fourth r 4 * binary PI is as follows.
Инверсное колебание синфазной составляющей группового сигнала ψ1(t) с выхода БВНК 1 подается на первый и второй входы третьего перемножителя 12, который в совокупности с третьим ФНЧ 13 образует третий коррелятор, на выходе которого в каждый момент времени tk, k=1, 2, 3… образуется уровень напряжения h1 2, пропорциональный величинеThe inverse oscillation of the in-phase component of the group signal ψ 1 (t) from the output of the BVNK 1 is fed to the first and second inputs of the third multiplier 12, which together with the third low-pass filter 13 forms a third correlator, at the output of which at each time t k , k = 1, 2, 3 ... a voltage level h 1 2 is formed , proportional to the value
В первом 5 и втором 7 сумматорах данный уровень напряжения вычитается из напряжений |bi|, i=1, 2 (bi определяем выражением (2) с инверсными отрицательными значениями), поступающих с выходов первого 4 и второго 8 диодных мостов (ДМ). С выхода первого 5 и второго 7 сумматоров результирующие уровни напряжения поступают соответственно на третий и четвертый входы БПР 6, в котором в соответствии с правилом (3) принимаются решения об информационных параметрах (битах) r3 * и r4 *.In the first 5 and second 7 adders, this voltage level is subtracted from the voltages | b i |, i = 1, 2 (b i is determined by expression (2) with inverse negative values) coming from the outputs of the first 4 and second 8 diode bridges (DM) . From the output of the first 5 and second 7 adders, the resulting voltage levels are supplied respectively to the third and fourth inputs of the BPR 6, in which, in accordance with rule (3), decisions are made about information parameters (bits) r 3 * and r 4 * .
ВКН 14, алгоритм функционирования которого представлен на фиг.2, работает следующим образом.VKN 14, the functioning algorithm of which is presented in figure 2, works as follows.
На вход ВКН 14 с выхода третьего фильтра нижних частот 13 поступает сигнал с напряжением h1 2, уровень которого пропорционален величине E1, определяемой (4). Значение величины данного сигнала является исходным значением для алгоритма функционирования ВКН. После ввода исходного значения h1 2 во втором блоке блок-схемы алгоритма вычисления, представленного на фиг.2, вычисляется величина X, численно равная гиперболическому тангенсу величины h1 2. После чего в третьем и четвертом блоках вычисляются численные значения A и B. В пятом блоке вычисляется численное значение, равное половине натурального логарифма отношения A к B. В шестом блоке осуществляется формирование уровня компенсирующего напряжения gгр, пропорционального численному значению, вычисленному в шестом блоке блок-схемы алгоритма вычисления, и подача его на выход ВКН 14. Данный уровень компенсирующего напряжения gгр является составляющей многопозиционного сигнала, соответствующей его первому r1 и второму r2 информационным параметрам.The input VKN 14 from the output of the third low-pass filter 13 receives a signal with voltage h 1 2 , the level of which is proportional to the value of E 1 determined by (4). The value of the value of this signal is the initial value for the functioning algorithm of the VKN. After entering the initial value h 1 2 in the second block of the flowchart of the calculation algorithm shown in FIG. 2, the value X is calculated, numerically equal to the hyperbolic tangent of the value h 1 2 . Then, in the third and fourth blocks, the numerical values of A and B are calculated. In the fifth block, a numerical value is calculated equal to half the natural logarithm of the ratio of A to B. In the sixth block, the compensating voltage g g is proportional to the numerical value calculated in the sixth block -scheme calculation algorithm, and supply it to the output 14. This level WCS compensating voltage g c is a multipoint signal component corresponding to its first r 1 and r 2 to the second informational th parameters.
Таким образом, при такой совокупности существенных признаков в заявляемом устройстве за счет формирования компенсирующего напряжения gгр производится детектирование шестнадцатипозиционных сигналов квадратурной амплитудной манипуляции в соответствии с критерием оптимальности минимум вероятности ошибки на каждый бит группового символа, что обеспечивает повышение реальной помехоустойчивости детектирования многопозиционных сигналов с шестнадцатипозиционной квадратурной амплитудной манипуляцией.Thus, with such a combination of essential features in the inventive device due to the formation of the compensating voltage g gr , the sixteen-position signals of quadrature amplitude manipulation are detected in accordance with the optimality criterion, the minimum probability of error for each bit of the group symbol, which increases the real noise immunity of detecting multi-position signals from sixteen-position quadrature amplitude manipulation.
СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННОЙ ЛИТЕРАТУРЫLIST OF USED LITERATURE
1. Бобровский В.И. Многопользовательское детектирование / Под ред. Д.Л.Бураченко. Ульяновск: Изд-во «Вектор-C», 2007. - 348 с.1. Bobrovsky V.I. Multiuser Detection / Ed. D.L. Burachenko. Ulyanovsk: Vector-C Publishing House, 2007. - 348 p.
2. Применение операционных усилителей и линейных интегральных схем / Фолькенберри, Пер. с англ. Л.М.Наймарка. - М.: Мир, 1985, с. 113.2. The use of operational amplifiers and linear integrated circuits / Volkenberry, Trans. from English L.M. Naimarka. - M.: Mir, 1985, p. 113.
3. Сикарев А.А., Лебедев С.Н. Микроэлектронные устройства формирования и обработки сложных сигналов. - М.: Радио и связь, 1983. - 216 с.3. Sikarev A.A., Lebedev S.N. Microelectronic devices for the formation and processing of complex signals. - M .: Radio and communications, 1983. - 216 p.
4. Справочник по расчету линейных радиотехнических цепей / Б.Ф.Емелин. - Л.: ВАС, 1966. - с.220.4. Reference for the calculation of linear radio circuits / B.F. Emelin. - L .: YOU, 1966. - p. 220.
5. Диоды и их зарубежные аналоги. Справочник в 3 томах. Том 1. - М.: 1998.5. Diodes and their foreign analogues. Handbook in 3 volumes. Volume 1. - M .: 1998.
6. TMS320C6455 Fixed-Point Digital Signal Processor. - Texas Instruments, 2005 (http://www.ti.com).6. TMS320C6455 Fixed-Point Digital Signal Processor. - Texas Instruments, 2005 (http://www.ti.com).
Claims (1)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2011118404/08A RU2455778C1 (en) | 2011-05-06 | 2011-05-06 | Demodulator for sixteen-position quadrature amplitude modulation |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2011118404/08A RU2455778C1 (en) | 2011-05-06 | 2011-05-06 | Demodulator for sixteen-position quadrature amplitude modulation |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2455778C1 true RU2455778C1 (en) | 2012-07-10 |
Family
ID=46848745
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2011118404/08A RU2455778C1 (en) | 2011-05-06 | 2011-05-06 | Demodulator for sixteen-position quadrature amplitude modulation |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2455778C1 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2756906C1 (en) * | 2021-04-07 | 2021-10-06 | Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский государственный университет аэрокосмического приборостроения" | Qam signal receiving device |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SU1587659A1 (en) * | 1988-08-17 | 1990-08-23 | Ленинградский Электротехнический Институт Связи Им.Проф.М.А.Бонч-Бруевича | Demodulator of signals of multiplexing phase manipulation |
| RU2020767C1 (en) * | 1990-09-25 | 1994-09-30 | Ростовский научно-исследовательский институт радиосвязи | Signal demodulator of sixteen-position square-law on-off keying |
| RU2246794C1 (en) * | 2003-08-25 | 2005-02-20 | Военный университет связи | Multiposition signal demodulator |
-
2011
- 2011-05-06 RU RU2011118404/08A patent/RU2455778C1/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SU1587659A1 (en) * | 1988-08-17 | 1990-08-23 | Ленинградский Электротехнический Институт Связи Им.Проф.М.А.Бонч-Бруевича | Demodulator of signals of multiplexing phase manipulation |
| RU2020767C1 (en) * | 1990-09-25 | 1994-09-30 | Ростовский научно-исследовательский институт радиосвязи | Signal demodulator of sixteen-position square-law on-off keying |
| RU2246794C1 (en) * | 2003-08-25 | 2005-02-20 | Военный университет связи | Multiposition signal demodulator |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2756906C1 (en) * | 2021-04-07 | 2021-10-06 | Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский государственный университет аэрокосмического приборостроения" | Qam signal receiving device |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US20080080598A1 (en) | Method and apparatus for processing communication using different modulation schemes | |
| CN1138394A (en) | Digital communications equipment using differential quaternary frequency shift keying | |
| CN110278168B (en) | Carrier frequency offset compensation circuit and process for communication receiver | |
| KR20170079127A (en) | Frequency shift keying signal receiving method and device | |
| CN108337202A (en) | The system and method for removing to carry out Frequency Estimation using frequency shift (FS) deviation | |
| RU2455778C1 (en) | Demodulator for sixteen-position quadrature amplitude modulation | |
| Glushkov et al. | Basic algorithm for the coherent digital processing of the radio signals | |
| US4809298A (en) | Radio data transmission system | |
| Familua et al. | Narrowband PLC channel modeling using USRP and PSK modulations | |
| US9106485B1 (en) | System and method for FSK demodulation | |
| US4823361A (en) | Interference immune digital modulation receiver | |
| EP1006700A1 (en) | Signal carrier recovery method | |
| RU2246794C1 (en) | Multiposition signal demodulator | |
| Zamkotsian et al. | Layered offset hierarchical QAM modulation for intersymbol interference reduction | |
| Nikitin et al. | M-ary aggregate spread pulse modulation in LPWANs for IoT applications | |
| MXPA06002582A (en) | Method for estimating signal magnitude, noise power, and signal-to-noise ratio of received signals. | |
| KR101069416B1 (en) | Normalised coherent amplitude and differential phase modulation method for multiuser communication | |
| JP2015530005A (en) | Method for wireless transmission using ultra-wideband transmission | |
| RU2707729C1 (en) | Quadrature amplitude shift keying signal reception device | |
| US20060062330A1 (en) | Modulation method using hard decision for quadrature amplitude modualtion and an apparatus thereof | |
| JP4641927B2 (en) | FSK demodulation circuit | |
| RU2491570C1 (en) | Quadrature pulsed noise compensator | |
| Zhang et al. | A secure communication system based on DCSK | |
| RU2790205C1 (en) | Amplitude-differential phase-shift keying digital signal demodulator | |
| RU2756906C1 (en) | Qam signal receiving device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20130507 |