RU2419954C1

RU2419954C1 - Electric motor control device

Info

Publication number: RU2419954C1
Application number: RU2010116153/07A
Authority: RU
Inventors: Хидетоси КИТАНАКА (JP); Хидетоси КИТАНАКА
Original assignee: Мицубиси Электрик Корпорейшн
Priority date: 2007-09-25
Filing date: 2007-09-25
Publication date: 2011-05-27

Abstract

FIELD: electricity. ^ SUBSTANCE: in control device (100) for synchronous electric motor with constant magnets the asynchronous pulse mode is switched over to synchronous pulse mode in the situation when modulation coefficient becomes equal to or higher than the first specified value, or when output frequency of inverter (2) becomes equal to or higher than the second specified value. Synchronous pulse mode is switched over to asynchronous pulse mode in the situation when modulation coefficient becomes less than the first specified value, as well as output frequency of inverter (2) becomes less than the second specified value. When setting the second specified value so that the number of pulses included in half-period of the main sinusoid of output voltage of inverter (2) is equal to or higher than the pre-determined value, it is possible to prevent current oscillations and torque moment pulsations in electric motor. ^ EFFECT: providing stability of control by reducing current oscillations and torque moment pulsations and reducing noise and vibrations at control of electric motor. ^ 13 cl, 7 dwg

Description

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИFIELD OF TECHNOLOGY

Настоящее изобретение относится к устройству управления электродвигателем, которое используется для управления электродвигателем переменного тока для приведения в движение железнодорожного вагона с электроприводом, и в частности, управления синхронным электродвигателем с постоянными магнитами.The present invention relates to an electric motor control device that is used to control an AC electric motor to drive an electric railway car, and in particular to control a permanent magnet synchronous electric motor.

ПРЕДШЕСТВУЮЩИЙ УРОВЕНЬ ТЕХНИКИBACKGROUND OF THE INVENTION

В последние годы в областях, в которых применяются электродвигатели переменного тока, таких как области промышленных машин, бытовых электроприборов, автомобилей и т.п., примеры, в которых синхронный электродвигатель с постоянными магнитами приводится в действие и управляется инвертором, становятся все чаще, заменяя традиционные способы, в которых асинхронный электродвигатель приводится в действие и управляется инвертором.In recent years, in areas in which AC electric motors are used, such as in industrial machines, household electrical appliances, automobiles, etc., examples in which a permanent magnet synchronous electric motor are driven and controlled by an inverter are becoming increasingly common, replacing traditional methods in which an induction motor is driven and controlled by an inverter.

Синхронные электродвигатели с постоянными магнитами известны как обладающие более высоким КПД, чем асинхронные электродвигатели, например, по следующим причинам: синхронные электродвигатели с постоянными магнитами не нуждаются в токах возбуждения из-за того, что магнитный поток устанавливается постоянным магнитом; в синхронных электродвигателях с постоянными магнитами не возникают вторичные потери в меди, так как в роторе не протекает электрический ток; синхронные электродвигатели с постоянными магнитами способны эффективно получать крутящий момент, в дополнение к крутящему моменту, сформированному магнитным потоком, установленным постоянным магнитом, используя реактивный момент, который использует разницу между магнитными сопротивлениями в роторе. В последние годы также рассматривалось применение синхронных электродвигателей с постоянными магнитами в устройствах преобразования электроэнергии, используемых для приведения в движение железнодорожных вагонов с электроприводом.Permanent magnet synchronous motors are known to have higher efficiency than asynchronous motors, for example, for the following reasons: permanent magnet synchronous motors do not need excitation currents due to the fact that the magnetic flux is set by a permanent magnet; in synchronous permanent magnet motors there are no secondary losses in copper, since no electric current flows in the rotor; permanent magnet synchronous motors are able to efficiently obtain torque, in addition to the torque generated by the magnetic flux set by the permanent magnet, using a reactive moment that uses the difference between the magnetic resistances in the rotor. In recent years, the use of permanent magnet synchronous motors in power conversion devices used to drive electric-powered railway cars has also been considered.

Патентный документ 1: Японская выложенная патентная заявка № H7-227085Patent Document 1: Japanese Patent Application Laid-Open No. H7-227085

КРАТКОЕ ИЗЛОЖЕНИЕ СУЩЕСТВА ИЗОБРЕТЕНИЯSUMMARY OF THE INVENTION

Одной из задач, которые должны быть достигнуты при конфигурировании устройства управления электродвигателем, которое приводит в действие и управляет синхронным электродвигателем с постоянными магнитами, является устранение проблемы изменений в уровне напряжения между клеммами электродвигателя, которое возникает во время попытки оптимально управлять синхронным электродвигателем с постоянными магнитами. Чтобы оптимально управлять синхронным электродвигателем с постоянными магнитами, например, может использоваться способ управления с максимальным крутящим моментом/током, посредством которого генерируется максимальный крутящий момент относительно определенного уровня электрического тока, или способ управления с максимальным КПД, посредством которого КПД электродвигателя поддерживается на максимальном уровне. Эти способы, используемые для оптимального управления синхронным электродвигателем постоянного тока, являются способами управления, посредством которых амплитуда и фаза электрического тока, прикладываемого к электродвигателю, регулируются таким образом, чтобы иметь оптимальные значения, которые сохраняются в расчетных формулах или сохраняются в таблице заранее. Так как детали этих способов управления раскрываются в различных документах, подробное их пояснение будет опущено. Когда используется любой из этих оптимальных способов управления, описанных выше, так как составляющая тока по крутящему моменту (т.е. ток q-оси и составляющая тока по магнитному потоку (т.е. ток d-оси) обе регулируются таким образом, что эти токи, каждый, имеют оптимальное значение согласно скорости вращения и уровню выходного крутящего момента электродвигателя, то оптимальный потокосцепление электродвигателя изменяется согласно скорости вращения и уровню выходного крутящего момента электродвигателя. В результате, напряжение между клеммами электродвигателя (т.е. выходное напряжение инвертора) значительно изменяется.One of the tasks that must be achieved when configuring a motor control device that drives and controls a permanent magnet synchronous motor is to eliminate the problem of changes in the voltage level between the terminals of the electric motor that occurs during an attempt to optimally control a permanent magnet synchronous motor. To optimally control a permanent magnet synchronous motor, for example, a maximum torque / current control method can be used to generate maximum torque relative to a certain level of electric current, or a maximum efficiency control method by which the motor efficiency is kept at a maximum level. These methods, used to optimally control a synchronous DC motor, are control methods by which the amplitude and phase of the electric current applied to the electric motor are controlled so as to have optimal values that are stored in the calculation formulas or stored in a table in advance. Since the details of these control methods are disclosed in various documents, a detailed explanation thereof will be omitted. When using any of these optimal control methods described above, since the current component of the torque (i.e., the q-axis current and the component of the current of the magnetic flux (i.e., the d-axis current) are both controlled so that these currents each have an optimal value according to the speed of rotation and the level of the output torque of the electric motor, the optimal flux linkage of the electric motor changes according to the speed of rotation and the level of the output torque of the electric motor. As a result, the voltage between the terminals by the motor (i.e., the inverter output voltage) varies significantly.

В противоположность, в обычной практике устройство управления электродвигателем, которое приводит в действие и управляет традиционным асинхронным электродвигателем, выполняет работу при постоянном крутящем моменте, одновременно поддерживая вторичный магнитный поток электродвигателя на постоянном уровне до тех пор, пока скорость вращения не достигнет базовой скорости после того, как электродвигатель запущен. После того, как скорость вращения становится равной или большей, чем базовая скорость, устройство управления электродвигателем выполняет работу при постоянной электрической мощности, уменьшая вторичный магнитный поток, по существу, в обратной пропорции к увеличению выходной частоты инвертора, в то же время фиксируя выходное напряжение инвертора в максимальном значении. В результате, пока скорость вращения равна или выше, чем базовая скорость, инвертор работает в так называемом одноимпульсном режиме, в котором получается максимальное выходное напряжение. Тот же принцип применяется при использовании электродвигателей в качестве источников энергии для устройств, отличных от железнодорожных вагонов с электроприводом, таких как электромобили, или при использовании электродвигателей в широких отраслях промышленности. Другими словами, в диапазоне работы при постоянной электрической мощности вторичный магнитный поток конфигурируется только так, чтобы изменяться в обратной пропорции к выходной частоте инвертора, но не конфигурируется так, чтобы изменяться согласно уровню выходного крутящего момента. Хотя возможно регулировать вторичный магнитный поток согласно выходному крутящему моменту, этот способ обычно не используется, поскольку, как пояснено ниже, переходные характеристики выходного крутящего момента ухудшаются.In contrast, in normal practice, an electric motor control device that drives and controls a traditional asynchronous electric motor performs constant torque while maintaining the secondary magnetic flux of the electric motor at a constant level until the rotation speed reaches the base speed after how the electric motor is started. After the rotation speed becomes equal to or greater than the base speed, the motor control device performs operation at constant electric power, reducing the secondary magnetic flux, essentially in the inverse proportion to the increase in the inverter output frequency, while fixing the inverter output voltage at maximum value. As a result, while the rotation speed is equal to or higher than the base speed, the inverter operates in the so-called single-pulse mode, in which the maximum output voltage is obtained. The same principle applies when using electric motors as energy sources for devices other than electric railway cars, such as electric cars, or when using electric motors in wide industrial sectors. In other words, in the range of operation at constant electric power, the secondary magnetic flux is only configured to change in inverse proportion to the output frequency of the inverter, but is not configured to change according to the level of the output torque. Although it is possible to adjust the secondary magnetic flux according to the output torque, this method is usually not used because, as explained below, the transient characteristics of the output torque are degraded.

Согласно принципу работы асинхронных электродвигателей вторичный магнитный поток генерируется в асинхронном электродвигателе индуцированием электрического тока на стороне ротора, в то время как электрический ток на стороне статора (т.е. первичный электрический ток) и частота скольжения, которые управляются извне асинхронного электродвигателя, управляются так, чтобы быть на требуемых уровнях. Эта конфигурация сильно отличается от конфигурации синхронных электродвигателей с постоянными магнитами, где постоянный магнит вставлен в ротор так, что магнитный поток устанавливается им. В асинхронных электродвигателях соотношение между первичным электрическим током и вторичным магнитным потоком является соотношением задержки первого порядка, имеющим постоянную времени второго порядка, которая определяется из вторичного сопротивления и вторичной индуктивности. Таким образом, даже если первичный электрический ток изменяется так, что вторичный магнитный поток конфигурируется таким образом, чтобы изменяться согласно уровню выдаваемого крутящего момента, это занимает период времени (вообще говоря, приблизительно 500 миллисекунд в примерах асинхронных электродвигателей, используемых для железнодорожных вагонов с электроприводом), соответствующий постоянной времени второго порядка, прежде, чем вторичный магнитный поток станет стабильным при требуемом значении. В течение этого периода времени выдаваемый крутящий момент нестабилен. В результате, крутящий момент завышается или проявляет склонность к колебанию, а переходные характеристики крутящего момента, таким образом, ухудшаются. По этим причинам способ, посредством которого вторичный магнитный поток регулируется согласно выдаваемому крутящему моменту, обычно не используется в асинхронных электродвигателях.According to the principle of operation of induction motors, a secondary magnetic flux is generated in the induction motor by inducing an electric current on the rotor side, while the electric current on the stator side (i.e., the primary electric current) and the slip frequency, which are controlled from the outside of the induction motor, are controlled as follows: to be at the required levels. This configuration is very different from the configuration of permanent magnet synchronous motors, where the permanent magnet is inserted into the rotor so that the magnetic flux is set by it. In induction motors, the ratio between the primary electric current and the secondary magnetic flux is a first-order delay ratio having a second-order time constant, which is determined from the secondary resistance and secondary inductance. Thus, even if the primary electric current is changed so that the secondary magnetic flux is configured to vary according to the level of output torque, it takes a period of time (generally speaking, about 500 milliseconds in examples of induction motors used for electric railway cars) corresponding to a second-order time constant before the secondary magnetic flux becomes stable at the desired value. During this time period, the torque output is unstable. As a result, the torque is overestimated or exhibits a tendency to oscillate, and the transient characteristics of the torque are thus deteriorated. For these reasons, the method by which the secondary magnetic flux is controlled according to the output torque is not usually used in induction motors.

В устройстве управления электродвигателем, которое приводит в действие и управляет традиционным асинхронным электродвигателем, поскольку соотношение между скоростью вращения электродвигателя и значением вторичного магнитного потока электродвигателя определяется способом соответствия один к одному, соотношение между скоростью вращения электродвигателя и уровнем выходного напряжения инвертора также определяется способом соотношения один к одному. Также, когда скорость равна или выше базовой скорости, вторичный магнитный поток уменьшается таким образом, что инвертор выводит максимальное напряжение. Таким образом, выходное напряжение инвертора фиксируется в максимальном значении, несмотря на уровень выдаваемого крутящего момента (например, см. патентный документ 1).In a motor control device that drives and controls a traditional asynchronous electric motor, since the ratio between the rotational speed of the electric motor and the value of the secondary magnetic flux of the electric motor is determined by the one-to-one correspondence, the ratio between the rotational speed of the electric motor and the output voltage level of the inverter is also determined by the one-to-one ratio method to one. Also, when the speed is equal to or higher than the base speed, the secondary magnetic flux decreases so that the inverter outputs the maximum voltage. Thus, the inverter output voltage is fixed at its maximum value, despite the level of output torque (for example, see Patent Document 1).

Однако в устройстве управления электродвигателем, которое приводит в действие и управляет синхронным электродвигателем с постоянными магнитами, соотношение между скоростью вращения электродвигателя и уровнем выходного напряжения инвертора изменяется согласно выходному крутящему моменту. Таким образом, когда конфигурируется устройство управления электродвигателем, необходимо обратить внимание на эту характеристику.However, in a motor control device that drives and controls a permanent magnet synchronous motor, the ratio between the rotational speed of the motor and the output voltage level of the inverter changes according to the output torque. Thus, when the motor control device is configured, it is necessary to pay attention to this characteristic.

В качестве другой проблемы, отличной от обсужденных выше, может рассматриваться соотношение между частотой переключения переключающего элемента, включенного в инвертор, используемый для приведения в действие электродвигателя, и числом полюсов в электродвигателе. Вообще говоря, напряжение источника питания постоянного тока, используемого в качестве входного для инвертора для железнодорожного вагона с электроприводом, приблизительно равно 1500-3000 В и является очень высоким. Таким образом, необходимо использовать высоковольтный переключающий элемент, который работает под напряжением 3300-6500 В. Однако такой высоковольтный переключающий элемент имеет большие потери при переключении и большие потери на электропроводность. В результате, принимая во внимание неиспользование избыточных охлаждающих средств (например, охлаждающих устройств, охлаждающих вентиляторов) для переключающего элемента, приемлемый уровень частоты переключения равен приблизительно 1000 Гц максимум. Например, этот уровень частоты переключения является настолько низким, как одна десятая - одна двадцатая частоты переключения для бытового электроприбора, инвертора промышленного применения или электромобиля.As a different problem than discussed above, the relationship between the switching frequency of the switching element included in the inverter used to drive the electric motor and the number of poles in the electric motor can be considered. Generally speaking, the voltage of a DC power source used as input to an inverter for an electric railway car is approximately 1500-3000 V and is very high. Thus, it is necessary to use a high voltage switching element that operates at a voltage of 3300-6500 V. However, such a high voltage switching element has large switching losses and large losses in electrical conductivity. As a result, taking into account the non-use of excess cooling means (e.g., cooling devices, cooling fans) for the switching element, an acceptable level of switching frequency is approximately 1000 Hz maximum. For example, this switching frequency level is as low as one tenth to one twentieth of the switching frequency for a household appliance, industrial inverter, or electric vehicle.

Что касается числа полюсов в синхронном электродвигателе с постоянными магнитами, приводимом в действие инвертором, шесть полюсов или восемь полюсов подходят с точки зрения создания компактного и легковесного электродвигателя. Так как большинство традиционных асинхронных электродвигателей включают в себя четыре полюса, число полюсов в синхронном электродвигателе с постоянными магнитами в 1,5-2 раза больше, чем число полюсов в традиционном асинхронном электродвигателе.Regarding the number of poles in a permanent magnet synchronous electric motor driven by an inverter, six poles or eight poles are suitable for creating a compact and lightweight electric motor. Since most traditional asynchronous electric motors include four poles, the number of poles in a synchronous permanent magnet motor is 1.5–2 times greater than the number of poles in a traditional asynchronous electric motor.

Когда число полюсов в электродвигателе увеличивается, выходная частота инвертора, соответствующая той же скорости железнодорожного вагона с электроприводом, увеличивается пропорционально увеличению числа полюсов. В случае, когда традиционный четырехполюсный асинхронный электродвигатель заменен, например, восьмиполюсным синхронным электродвигателем с постоянными магнитами, максимальное значение выходной частоты инвертора применительно к широко используемому железнодорожному вагону с электроприводом (т.е. выходная частота инвертора при предполагаемой максимальной скорости железнодорожного вагона с электроприводом) равно приблизительно 300 Гц, что является удвоением максимального уровня, когда используется традиционный асинхронный электродвигатель (т.е. 150 Гц). Однако, как пояснено выше, приемлемый уровень максимального значения частоты переключения приблизительно равен 1000 Гц, и невозможно увеличивать частоту переключения до уровня выше, чем этот. Таким образом, например, чтобы регулировать уровень выходного напряжения инвертора (т.е. так, чтобы это было значение, отличное от максимального напряжения) в случае, когда выходная частота инвертора равна приблизительно 300 Гц, что является максимальным значением, так как частота переключения равна приблизительно 1000 Гц самое большее, при этом число импульсов, включенных в полупериод выходного напряжения инвертора, равно приблизительно 3, что является результатом, полученным делением несущей частоты (т.е. частоты переключения) на выходную частоту инвертора, и чрезвычайно мало. Когда электродвигатель приводится в действие в таком состоянии, будут ситуации, в которых несущая частота не делится на выходную частоту инвертора. В таких ситуациях число импульсов и позиции импульсов, которые включены в положительный полупериод и в отрицательный полупериод выходного напряжения инвертора, неуравновешены. В результате, положительная/отрицательная симметричность напряжения, прикладываемого к электродвигателю, теряется, и шум и/или вибрации вызываются колебаниями тока и/или пульсациями крутящего момента, происходящими в электродвигателе.When the number of poles in an electric motor increases, the inverter output frequency corresponding to the same speed of an electric railway car increases in proportion to the increase in the number of poles. In the case where the traditional four-pole asynchronous electric motor is replaced, for example, by an eight-pole permanent magnet synchronous electric motor, the maximum value of the inverter output frequency in relation to the widely used electric railway car (i.e., the inverter output frequency at the estimated maximum speed of the electric railway car) approximately 300 Hz, which is a doubling of the maximum level when using a traditional asynchronous electrode drive (i.e. 150 Hz). However, as explained above, an acceptable level of the maximum value of the switching frequency is approximately 1000 Hz, and it is not possible to increase the switching frequency to a level higher than this. Thus, for example, in order to adjust the inverter output voltage level (i.e., so that it is a value different from the maximum voltage) in the case where the inverter output frequency is approximately 300 Hz, which is the maximum value since the switching frequency is approximately 1000 Hz at most, while the number of pulses included in the half-cycle of the inverter output voltage is approximately 3, which is the result obtained by dividing the carrier frequency (i.e., switching frequency) by the output h The frequency of the inverter, and extremely few. When the electric motor is driven in this state, there will be situations in which the carrier frequency is not divided by the inverter output frequency. In such situations, the number of pulses and the position of the pulses that are included in the positive half cycle and in the negative half cycle of the inverter output voltage are unbalanced. As a result, the positive / negative symmetry of the voltage applied to the electric motor is lost, and noise and / or vibrations are caused by current fluctuations and / or torque ripples occurring in the electric motor.

Устройство управления электродвигателем, которое приводит в действие и управляет традиционным асинхронным электродвигателем, работает, как пояснено выше, в одноимпульсном режиме, в котором, пока скорость вращения равна или выше, чем базовая скорость вращения, выходное напряжение инвертора постоянно зафиксировано в максимальном значении, несмотря на уровень выходного крутящего момента. В результате, нет необходимости регулировать уровень выходного напряжения инвертора, а также число импульсов, включенных в полупериод выходного напряжения инвертора, всегда равно 1 и постоянно без какого-либо временного изменения. Следовательно, число импульсов и позиции импульсов равны между положительным полупериодом и отрицательным полупериодом выходного напряжения инвертора. Таким образом, возможно сохранять положительную/отрицательную симметричность напряжения, приложенного к электродвигателю. Следовательно, нет необходимости беспокоиться о колебаниях тока или пульсациях крутящего момента, происходящих в электродвигателе.The electric motor control device, which drives and controls a traditional asynchronous electric motor, operates, as explained above, in a single-pulse mode, in which, while the rotation speed is equal to or higher than the base rotation speed, the inverter output voltage is constantly fixed at the maximum value, despite output torque level. As a result, there is no need to adjust the level of the inverter output voltage, as well as the number of pulses included in the half-cycle of the inverter output voltage, always equal to 1 and constantly without any temporary change. Therefore, the number of pulses and the position of the pulses are equal between the positive half-cycle and the negative half-cycle of the inverter output voltage. Thus, it is possible to maintain the positive / negative symmetry of the voltage applied to the motor. Therefore, there is no need to worry about current fluctuations or torque ripples occurring in the electric motor.

Другими словами, устройство управления электродвигателем для железнодорожного вагона с электроприводом, которое приводит в действие и управляет синхронным электродвигателем с постоянными магнитами, нуждается в осуществлении управления при уделении достаточного внимания положительной/отрицательной симметричности напряжения, приложенного к электродвигателю, особенно в диапазоне, где выходная частота инвертора является высокой.In other words, an electric motor control device for an electric railway carriage that drives and controls a permanent magnet synchronous electric motor needs to be controlled while paying sufficient attention to the positive / negative symmetry of the voltage applied to the electric motor, especially in the range where the inverter output frequency is high.

Резюмируя, устройство управления электродвигателем для железнодорожного вагона с электроприводом, которое приводит в действие и управляет синхронным электродвигателем с постоянными магнитами, нуждается в осуществлении управления, при уделении достаточного внимания изменениям в уровне напряжения между клеммами электродвигателя на основе выходного крутящего момента и скорости вращения электродвигателя и положительной/отрицательной симметричности напряжения, приложенного к электродвигателю.In summary, an electric motor control device for an electric railway carriage that drives and controls a permanent magnet synchronous electric motor needs to be controlled, given sufficient attention to changes in the voltage level between the motor terminals based on the output torque and motor speed and positive / negative symmetry of the voltage applied to the motor.

В виду обстоятельств, описанных выше, задачей настоящего изобретения является предоставление устройства управления электродвигателем, приводящего в действие и управляющего, в частности, синхронным электродвигателем с постоянными магнитами, которое способно осуществлять управление при уделении достаточного внимания изменениям в уровне выходного напряжения инвертора на основе выдаваемого крутящего момента и скорости вращения электродвигателя и положительной/отрицательной симметричности напряжения, приложенного к электродвигателю, при этом устройство способно не допускать ситуаций, при которых в электродвигателе возникают колебания тока и пульсации крутящего момента, следовательно, устройство способно не допускать ситуаций, при которых шум и вибрации вызываются такими колебаниями тока и пульсациями крутящего момента, и также устройство способно приводить в действие и управлять электродвигателем устойчивым образом.In view of the circumstances described above, an object of the present invention is to provide an electric motor control device that drives and controls, in particular, a permanent magnet synchronous electric motor, which is capable of controlling while paying sufficient attention to changes in the output voltage level of the inverter based on the output torque and rotational speed of the electric motor and positive / negative symmetry of the voltage applied to the electric motor w, the device is able to prevent situations in which current fluctuations and torque ripples occur in the electric motor, therefore, the device is able to prevent situations in which noise and vibrations are caused by such current fluctuations and torque ripples, and the device can also cause action and drive the motor in a sustainable way.

Для решения поставленной задачи устройство управления электродвигателем, предназначенное для управления электродвигателем переменного тока посредством вывода сигнала широтно-импульсной модуляции переключающему элементу, включенному в инвертор, который подключен к источнику электропитания постоянного тока и выполнен с возможностью выдачи переменного тока, имеющего произвольную частоту и произвольное напряжение, электродвигателю переменного тока, указанное устройство управления электродвигателем содержит блок управления импульсным режимом, который выполнен с возможностью выборочного переключения среди множества импульсных режимов, каждый из которых может служить в качестве образца вывода сигнала широтно-импульсной модуляции, и каждый из которых включает в себя синхронный импульсный режим, асинхронный импульсный режим и одноимпульсный режим. Дополнительно, блок управления импульсным режимом переключает между синхронным импульсным режимом и асинхронным импульсным режимом на основе множества количественных параметров, каждый из которых связан с выходным состоянием инвертора и каждый из которых делает возможным ссылаться на число, указывающее как много импульсов включено в период основной синусоиды выходного напряжения инвертора.To solve the problem, an electric motor control device for controlling an alternating current electric motor by outputting a pulse width modulation signal to a switching element included in an inverter that is connected to a direct current power source and configured to output alternating current having an arbitrary frequency and arbitrary voltage, AC motor, the specified motor control device comprises a pulse control unit a clear mode, which is configured to selectively switch among a plurality of pulse modes, each of which can serve as a sample output pulse width modulation signal, and each of which includes a synchronous pulse mode, asynchronous pulse mode and single-pulse mode. Additionally, the pulse mode control unit switches between a synchronous pulse mode and an asynchronous pulse mode based on a plurality of quantitative parameters, each of which is associated with the output state of the inverter and each of which makes it possible to refer to a number indicating how many pulses are included in the period of the main sine wave of the output voltage inverter.

Согласно аспекту настоящего изобретения во время процесса переключения, выполняемого устройством управления электродвигателем, чтобы переключаться между синхронным импульсным режимом и асинхронным импульсным режимом, импульсный режим переключается на основе множества количественных параметров, каждый из которых связан с выходным состоянием инвертора, причем множество количественных параметров включает в себя количественный параметр, который делает возможным ссылаться на число импульсов, включенных в период основной синусоиды выходного напряжения инвертора. В такой компоновке в случае, когда уровень выходного напряжения инвертора изменяется согласно выходному крутящему моменту и скорости вращения электродвигателя, так же как, например, в синхронном электродвигателе с постоянными магнитами, возможно сохранять положительную/отрицательную симметричность напряжения, давая возможность выбирать синхронный импульсный режим даже в ситуации, когда согласно традиционному способу управления невозможно сохранять положительную/отрицательную симметричность напряжения, приложенного к электродвигателю, так как выбран асинхронный импульсный режим. В результате, достигаются полезные эффекты, когда возможно не допускать ситуаций, в которых колебания тока и пульсации крутящего момента возникают в электродвигателе, чтобы, следовательно, не допускать ситуаций, в которых шум и вибрации вызываются такими колебаниями тока и пульсациями крутящего момента, и возможно приводить в действие и управлять электродвигателем устойчивым образом.According to an aspect of the present invention, during a switching process performed by the motor control device to switch between a synchronous pulse mode and an asynchronous pulse mode, the pulse mode is switched based on a plurality of quantitative parameters, each of which is associated with an output state of the inverter, the plurality of quantitative parameters including a quantitative parameter that makes it possible to refer to the number of pulses included in the period of the main sinusoid you running voltage of the inverter. In this arrangement, in the case when the inverter output voltage level changes according to the output torque and the rotation speed of the electric motor, as, for example, in a synchronous permanent magnet motor, it is possible to maintain positive / negative voltage symmetry, making it possible to choose a synchronous pulse mode even in situations when, according to the traditional control method, it is impossible to maintain positive / negative symmetry of the voltage applied to the electric motor Atelier as asynchronous pulse mode is selected. As a result, useful effects are achieved when it is possible to prevent situations in which current fluctuations and torque ripples occur in the electric motor, so that to prevent situations in which noise and vibrations are caused by such current fluctuations and torque ripples, and it is possible to cause to operate and operate the electric motor in a sustainable manner.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙBRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

В дальнейшем изобретение поясняется описанием предпочтительных вариантов воплощения со ссылками на сопроводительные чертежи, на которых:The invention is further explained in the description of the preferred embodiments with reference to the accompanying drawings, in which:

фиг.1 изображает схему примера устройства управления электродвигателем согласно первому варианту осуществления настоящего изобретения;1 is a diagram of an example motor control device according to a first embodiment of the present invention;

фиг.2 изображает схему примера блока формирования командного сигнала напряжения/широтно-импульсной модуляции (PWM) согласно первому варианту осуществления;FIG. 2 is a diagram of an example of a voltage command command / pulse width modulation (PWM) unit according to the first embodiment; FIG.

фиг.3 изображает схему для пояснения работы, которая выполняется в ситуации, когда традиционный способ переключения импульсного режима применяется к устройству управления электродвигателем, которое приводит в действие и управляет синхронным электродвигателем с постоянными магнитами;FIG. 3 is a diagram for explaining a job that is performed in a situation where a conventional pulse mode switching method is applied to an electric motor control device that drives and controls a permanent magnet synchronous electric motor;

фиг.4 изображает схему для пояснения операции переключения импульсного режима согласно первому варианту осуществления;4 is a diagram for explaining a switching operation of a pulse mode according to the first embodiment;

фиг.5 изображает схему для пояснения операции переключения импульсного режима согласно второму варианту осуществления настоящего изобретения;5 is a diagram for explaining a switching operation of a pulse mode according to a second embodiment of the present invention;

фиг.6 изображает схему для пояснения операции переключения импульсного режима согласно третьему варианту осуществления настоящего изобретения;6 is a diagram for explaining a switching operation of a pulse mode according to a third embodiment of the present invention;

фиг.7 изображает схему для пояснения операции переключения импульсного режима согласно традиционному способу.7 is a diagram for explaining a switching operation of a pulse mode according to a conventional method.

ОПИСАНИЕ ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫХ ВАРИАНТОВ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯDESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS OF THE INVENTION

В последующих разделах примерные варианты осуществления устройства управления электродвигателем согласно настоящему изобретению будут описаны подробно со ссылкой на сопровождающие чертежи. Настоящее изобретение не ограничено примерными вариантами осуществления.In the following sections, exemplary embodiments of a motor control device according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. The present invention is not limited to exemplary embodiments.

ПЕРВЫЙ ВАРИАНТ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯFIRST IMPLEMENTATION

Фиг.1 - это схема примера устройства управления электродвигателем согласно первому варианту осуществления настоящего изобретения. Как показано на фиг.1, основная схема сконфигурирована так, чтобы включать в себя: конденсатор 1, служащий в качестве источника питания постоянного тока; инвертор 2, который преобразует напряжение постоянного тока от конденсатора 1 в напряжение переменного тока, имеющее произвольную частоту и произвольное напряжение, и выводит трехфазный переменный ток; синхронный электродвигатель 6 с постоянными магнитами (далее в данном документе просто называемый "электродвигателем").Figure 1 is a diagram of an example of a motor control device according to a first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the main circuit is configured to include: a capacitor 1 serving as a DC power source; an inverter 2, which converts the DC voltage from the capacitor 1 into an AC voltage having an arbitrary frequency and an arbitrary voltage, and outputs a three-phase alternating current; permanent magnet synchronous motor 6 (hereinafter, simply referred to as an “electric motor").

В основной схеме предусмотрены датчик 8 напряжения, который детектирует напряжение конденсатора 1 и датчики 3, 4 и 5 тока, которые соответственно детектируют электрические токи iu, iv и iw, протекающие в выходных линиях от инвертора 2. Электродвигатель 6 снабжен датчиком 7 положения, который детектирует механический угол θm ротора. Сигналы детектирования от датчика 8 напряжения, датчиков 3, 4 и 5 тока и датчика 7 положения вводятся в устройство 100 управления электродвигателем.In the main circuit, a voltage sensor 8 is provided that detects the voltage of the capacitor 1 and current sensors 3, 4 and 5, which respectively detect electric currents iu, iv and iw flowing in the output lines from the inverter 2. The electric motor 6 is equipped with a position sensor 7 that detects mechanical angle θm of the rotor. Detection signals from the voltage sensor 8, current sensors 3, 4 and 5 and the position sensor 7 are input to the motor control device 100.

Можно использовать кодирующее устройство вместо датчика 7 положения. Также вместо сигнала положения, полученного от датчика 7 положения, можно использовать способ без датчика положения, посредством которого сигнал положения получается из вычисления на основе детектированного напряжения, детектированных токов и т.п. В этой ситуации нет необходимости использовать датчик 7 положения. Другими словами, сигнал положения необязательно должен быть получен с помощью датчика 7 положения. Кроме того, относительно датчиков 3, 4 и 5 тока, когда датчики тока предусмотрены, по меньшей мере, для двух фаз, возможно получать ток для другой фазы посредством вычисления. Таким образом, схема может быть выполнена этим способом. Возможна еще одна компоновка, в которой электрические токи получаются посредством восстановления выходного тока инвертора 2 на основе тока инвертора 2 со стороны постоянного тока.You can use the encoder instead of the sensor 7 position. Also, instead of a position signal received from the position sensor 7, a method without a position sensor can be used by which the position signal is obtained from the calculation based on the detected voltage, the detected currents, and the like. In this situation, there is no need to use the position sensor 7. In other words, the position signal does not have to be obtained using the position sensor 7. Furthermore, with respect to current sensors 3, 4 and 5, when current sensors are provided for at least two phases, it is possible to obtain current for another phase by calculation. Thus, the circuit can be performed in this way. Another arrangement is possible in which electric currents are obtained by restoring the output current of the inverter 2 based on the current of the inverter 2 from the DC side.

Стробирующие сигналы U, V, W, X, Y и Z, которые были сформированы устройством 100 управления электродвигателем, вводятся в инвертор 2. Переключающий элемент, который предусмотрен в инверторе 2, управляется посредством процесса управления с широтно-импульсной модуляцией (PWM). PWM-инвертор источника напряжения подходит для использования в качестве инвертора 2. Так как его конфигурации широко известны, подробное их пояснение будет опущено.The gate signals U, V, W, X, Y, and Z that were generated by the motor control device 100 are input to the inverter 2. The switching element that is provided in the inverter 2 is controlled by a pulse width modulated (PWM) control process. The PWM inverter of the voltage source is suitable for use as inverter 2. Since its configurations are widely known, their detailed explanation will be omitted.

Устройство 100 управления электродвигателем сконфигурировано таким образом, что командный сигнал T* крутящего момента вводится в него из внешнего устройства управления (не показано). Устройство 100 управления электродвигателем сконфигурировано таким образом, чтобы управлять инвертором 2 таким способом, что крутящий момент T, сгенерированный электродвигателем 6, равен командному сигналу T* крутящего момента.The motor control device 100 is configured so that a torque command signal T * is input into it from an external control device (not shown). The motor control device 100 is configured to control the inverter 2 in such a way that the torque T generated by the electric motor 6 is equal to the torque command signal T *.

Далее будет пояснена конфигурация устройства 100 управления электродвигателем. Устройство 100 управления электродвигателем сконфигурировано таким образом, чтобы включать в себя: вычислитель 95 угла опорной фазы, который вычисляет угол θe опорной фазы на основе механического угла θm ротора; блок 90 преобразования трехфазных координат dq-осей, который формирует ток id d-оси и ток iq q-оси на основе трехфазных токов iu, iv и iw, которые соответственно были детектированы датчиками 3, 4 и 5 тока, и угла θe опорной фазы; вычислитель 70 угловой частоты инвертора, который вычисляет выходную угловую частоту ω инвертора на основе угла θe опорной фазы; блок 10 формирования командного сигнала тока, который формирует командный сигнал id* тока d-оси и командный сигнал iq* тока q-оси на основе командного сигнала T* крутящего момента, который был подан от внешнего источника, и выходной угловой частоты ω инвертора; блок 20 управления током d-оси, который формирует ошибку pde тока d-оси, выполняя пропорционально-интегральный процесс регулирования по разности между командным сигналом id* тока d-оси и током d-оси; блок 23 управления током q-оси, который формирует ошибку pqe тока q-оси, выполняя пропорционально-интегральный процесс регулирования по разности между командным сигналом iq* тока q-оси и током q-оси; вычислитель 21 разделения q-оси, который вычисляет напряжение vqFF q-оси прямой связи на основе командного сигнала id* тока d-оси и выходной угловой частоты ω инвертора; вычислитель 22 разделения d-оси, который вычисляет напряжение vdFF d-оси прямой связи на основе командного сигнала iq* тока q-оси и выходной угловой частоты ω инвертора; вычислитель 30 коэффициента модуляции, который вычисляет коэффициент PMF модуляции на основе командного сигнала vd* напряжения d-оси, который является суммой ошибки pde тока d-оси и напряжения vdFF d-оси прямой связи, а также командного сигнала vq* напряжения q-оси, который является суммой ошибки pqe тока q-оси и напряжения vqFF q-оси прямой связи, угла θe опорной фазы и напряжения EFC конденсатора 1; вычислитель 40 угла фазы управления, который вычисляет угол θ фазы управления на основе командного сигнала vd* напряжения d-оси, который является суммой ошибки pde тока d-оси и напряжения vdFF d-оси прямой связи, а также командного сигнала vq* напряжения q-оси, который является суммой ошибки pqe тока q-оси и напряжения vqFF q-оси прямой связи, и угла θe опорной фазы; и блок 50 формирования командного сигнала напряжения/PWM, который формирует стробирующие сигналы U, V, W, X, Y и Z, которые должны предоставляться инвертору 2, на основе коэффициента PMF модуляции и угла θ фазы управления.Next, the configuration of the motor control device 100 will be explained. The motor control device 100 is configured to include: a reference phase angle calculator 95 that calculates a reference phase angle θe based on a rotor mechanical angle θm; a unit 90 for converting the three-phase coordinates of the dq axes, which generates a d-axis id current and a q-axis current iq based on three-phase currents iu, iv, and iw, which were respectively detected by current sensors 3, 4, and 5, and the angle θe of the reference phase; an inverter angular frequency calculator 70 that calculates an output angular frequency ω of the inverter based on the angle θe of the reference phase; a current command signal generating unit 10 that generates a d-axis current command signal id * and a q-axis current command signal iq * based on a torque command T * that was supplied from an external source and an inverter output angular frequency ω; a d-axis current control unit 20, which generates an error pde of the d-axis current, performing a proportional-integral control process for the difference between the command signal id * of the d-axis current and the d-axis current; a q-axis current control unit 23, which generates a q-axis current error pqe, performing a proportional-integral control process for the difference between the q-axis current command signal iq * and the q-axis current; a q-axis separation calculator 21 that calculates a direct coupling q-axis voltage vqFF based on a d-axis current command signal id * and an inverter output angular frequency ω; a d-axis separation calculator 22, which calculates a direct coupling d-axis voltage vdFF based on a q-axis current command signal iq * and an inverter output angular frequency ω; a modulation factor calculator 30 that calculates a modulation coefficient PMF based on a d-axis voltage command signal vd *, which is the sum of the d-axis current error pde and a direct coupling d-axis voltage vdFF, and a q-axis voltage command signal vq *, which is the sum of the error pqe of the q-axis current and the direct coupling q-axis voltage vqFF, the angle θe of the reference phase and the voltage EFC of the capacitor 1; a control phase angle calculator 40 that calculates a control phase angle θ based on a d-axis voltage command signal vd *, which is the sum of the d-axis current error pde and direct coupling d-axis voltage vdFF, as well as a q- voltage command signal vq * axis, which is the sum of the error pqe of the q-axis current and the direct coupling q-axis voltage vqFF, and the angle θe of the reference phase; and a voltage command / PWM signal generating unit 50, which generates gate signals U, V, W, X, Y, and Z to be provided to the inverter 2 based on the modulation factor PMF and the control phase angle θ.

Далее будут пояснены подробные конфигурации и операции управляющих блоков, описанных выше. Сначала вычислитель 95 угла опорной фазы вычисляет угол θe опорной фазы, который является электрическим углом, на основе механического угла θm ротора согласно формуле (1)Next, detailed configurations and operations of the control units described above will be explained. First, the reference phase angle calculator 95 calculates the angle θe of the reference phase, which is the electric angle, based on the rotor mechanical angle θm according to formula (1)

В формуле (1) PP представляет число пар полюсов в электродвигателе 6.In the formula (1), PP represents the number of pole pairs in the motor 6.

Блок 90 преобразования трехфазных координат dq-осей формирует ток id d-оси и ток iq q-оси на основе трехфазных токов iu, iv и iw и угла θe опорной фазы с помощью формулы (2), показанной нижеThe dq-axis three-phase coordinate transformation unit 90 generates a d-axis id current and a q-axis current iq based on three-phase currents iu, iv and iw and a reference phase angle θe using formula (2) shown below

Вычислитель 70 угловой частоты инвертора вычисляет выходную угловую частоту ω инвертора посредством дифференцирования угла θe опорной фазы согласно формуле (3)The inverter angular frequency calculator 70 calculates the output angular frequency ω of the inverter by differentiating the angle θe of the reference phase according to the formula (3)

Также вычислитель 70 угловой частоты инвертора вычисляет выходную частоту FINV инвертора посредством деления выходной угловой частоты ω инвертора на 2π.Also, the inverter angular frequency calculator 70 calculates the inverter output frequency FINV by dividing the inverter output angular frequency ω by 2π.

Далее будут пояснены конфигурация и работа блока 10 формирования командного сигнала тока. Блок 10 формирования командного сигнала тока формирует командный сигнал id* тока d-оси и командный сигнал iq* тока q-оси на основе командного сигнала T* крутящего момента, который был введен из внешнего источника, и выходной угловой частоты ω инвертора. Способ формирования может быть, например, оптимальным способом управления, таким, как способ управления максимальным крутящим моментом/током, посредством которого формируется максимальный крутящий момент относительно определенного уровня электрического тока, или способ управления максимальным КПД, посредством которого КПД электродвигателя поддерживается на максимальном уровне. Согласно этим примерам оптимального способа управления фактический ток регулируется так, чтобы быть равным оптимальным значениям командного сигнала токовой составляющей крутящего момента (т.е. командного сигнала iq* тока q-оси) и командного сигнала токовой составляющей магнитного потока (т.е. командного сигнала id* тока d-оси), которые сохранены в формуле вычисления или сохранены в таблице заранее, в то время как скорость вращения и уровень выходного крутящего момента электродвигателя, например, используются в качестве параметров. Так как детали оптимальных способов управления широко известны и раскрыты в различных документах, подробное их пояснение будет опущено.Next, the configuration and operation of the current command signal generating unit 10 will be explained. The current command signal generating unit 10 generates the d-axis current command signal id * and the q-axis current command signal iq * based on the torque command T *, which was input from an external source, and the inverter output angular frequency ω. The forming method may be, for example, an optimal control method, such as a maximum torque / current control method by which a maximum torque is generated with respect to a certain level of electric current, or a maximum efficiency control method by which the electric motor efficiency is maintained at a maximum level. According to these examples of the optimal control method, the actual current is adjusted to be equal to the optimal values of the command signal of the current component of the torque (i.e., the command signal iq * of the q-axis current) and the command signal of the current component of the magnetic flux (i.e., the command signal id * of the d-axis current), which are stored in the calculation formula or stored in the table in advance, while the rotation speed and the output torque level of the electric motor, for example, are used as parameters. Since the details of optimal control methods are widely known and disclosed in various documents, their detailed explanation will be omitted.

Блок 20 управления током d-оси и блок 23 управления током q-оси соответственно формируют ошибку pde тока d-оси, выполняя пропорционально-интегральное усиление по разности между командным сигналом id* тока d-оси и током d-оси, и ошибку pqe тока q-оси, выполняя пропорционально-интегральное усиление по разности между командным сигналом iq* тока q-оси и током q-оси, согласно формулам (4) и (5)The d-axis current control unit 20 and the q-axis current control unit 23 respectively generate a d-axis current error pde, performing proportional-integral gain in the difference between the d-axis current command signal id * and the d-axis current, and the current error pqe q-axis, performing proportional-integral gain in difference between the command signal iq * of the q-axis current and the q-axis current, according to formulas (4) and (5)

В формулах (4) и (5) K1 и K3, каждый, представляют пропорциональный коэффициент усиления, тогда как K2 и K4, каждый, представляют интегральный коэффициент усиления, в то время как s представляет оператор дифференцирования. В качестве дополнительной информации значения pqe и pde могут быть установлены нулевыми, при необходимости, так что pqe и pde не используются в процессе управления, особенно во время одноимпульсного режима работы или т.п.In formulas (4) and (5), K1 and K3 each represent a proportional gain, while K2 and K4 each represent an integral gain, while s represents the differentiation operator. As additional information, the values of pqe and pde can be set to zero, if necessary, so that pqe and pde are not used in the control process, especially during single-pulse operation or the like.

Дополнительно, вычислитель 22 развязки d-оси и вычислитель 21 развязки q-оси соответственно вычисляют напряжение vdFF d-оси прямой связи и напряжение vqFF q-оси прямой связи согласно формулам (6) и (7)Additionally, the d-axis isolation calculator 22 and the q-axis isolation calculator 21 respectively calculate the direct coupling d-axis voltage vdFF and the direct coupling q-axis voltage vqFF according to formulas (6) and (7)

В формулах (6) и (7) R1 представляет сопротивление (Ом) первичной обмотки электродвигателя 6, тогда как Ld представляет индуктивность d-оси (Гн), в то время как Lq представляет индуктивность q-оси (Гн), и φa представляет магнитный поток (Вб) постоянного магнита.In formulas (6) and (7), R1 represents the resistance (Ω) of the primary winding of electric motor 6, while Ld represents the inductance of the d-axis (H), while Lq represents the inductance of the q-axis (H), and φa represents the magnetic Permanent magnet flux (Wb).

Дополнительно, вычислитель 30 коэффициента модуляции вычисляет коэффициент PMF модуляции на основе командного сигнала vd* напряжения d-оси, который является суммой ошибки pde тока d-оси и напряжения vdFF d-оси прямой связи, а также командного сигнала vq* напряжения q-оси, который является суммой ошибки pqe тока q-оси и напряжения vqFF q-оси прямой связи, угла θe опорной фазы и напряжения EFC конденсатора 1 согласно формуле (8)Additionally, the modulation factor calculator 30 calculates the modulation coefficient PMF based on the d-axis voltage command signal vd *, which is the sum of the d-axis current error pde and the direct coupling d-axis voltage vdFF, as well as the q-axis voltage command signal vq *, which is the sum of the error pqe of the q-axis current and the direct coupling q-axis voltage vqFF, the angle θe of the reference phase and the voltage EFC of the capacitor 1 according to the formula (8)

Для формулы (8) удовлетворяются условия согласно формулам (9) и (10)For formula (8), the conditions are satisfied according to formulas (9) and (10)

Коэффициент PMF модуляции получается посредством выражения отношения величины VM* вектора командного сигнала выходного напряжения инвертора к максимальному напряжению VMmax (определенному с помощью формулы (9)), что может быть выведена инвертором. Указывается, что в случае, где PMF=1,0 удовлетворяется, величина VM* вектора командного сигнала выходного напряжения инвертора равна максимальному напряжению VMmax, которое имеет возможность выводиться инвертором. Также, как понятно из формул (2)-(10), коэффициент PMF модуляции изменяется согласно командному сигналу id* тока d-оси и командному сигналу iq* тока q-оси, которые формируются блоком 10 формирования командного сигнала тока.The modulation coefficient PMF is obtained by expressing the ratio of the magnitude VM * of the vector of the inverter output signal command signal to the maximum voltage VMmax (determined using formula (9)), which can be output by the inverter. It is indicated that in the case where PMF = 1.0 is satisfied, the magnitude VM * of the vector of the inverter output signal command signal is equal to the maximum voltage VMmax that can be output by the inverter. Also, as is clear from formulas (2) - (10), the modulation coefficient PMF varies according to the d-axis current command signal id * and q-axis current command signal iq *, which are generated by the current command signal generating unit 10.

Вычислитель 40 угла управления фазы вычисляет угол θ управления фазы на основе командного сигнала vd* напряжения d-оси, который является суммой ошибки pde тока d-оси и напряжения vdFF d-оси прямой связи, а также командного сигнала vq* напряжения q-оси, который является суммой ошибки pqe тока q-оси и напряжения vqFF q-оси прямой связи, и угла θe опорной фазы согласно формуле (11)The phase control angle calculator 40 calculates the phase control angle θ based on the d-axis voltage command signal vd *, which is the sum of the d-axis current error pde and the direct coupling d-axis voltage vdFF, as well as the q-axis voltage command signal vq *, which is the sum of the error pqe of the q-axis current and the direct coupling q-axis voltage vqFF, and the reference phase angle θe according to formula (11)

В отношении формулы (11) удовлетворяется условие согласно формуле (12):With respect to formula (11), the condition according to formula (12) is satisfied:

Далее будет пояснена конфигурация блока 50 формирования командного сигнала напряжения/PWM. Фиг.2 - это схема примера блока 50 формирования командного сигнала напряжения/PWM согласно первому варианту осуществления. Как показано на фиг.2, блок 50 формирования командного сигнала напряжения/PWM сконфигурирован таким образом, чтобы включать в себя: умножитель 53, таблицу 54 регулируемого коэффициента усиления, вычислитель 55 командного сигнала напряжения, блок 57 формирования асинхронного несущего сигнала, блок 58 формирования синхронной трехимпульсной несущей, переключатель 59, компараторы 61-63 и инвертирующие схемы 64-66.Next, the configuration of the voltage command signal / PWM generating unit 50 will be explained. FIG. 2 is a diagram of an example voltage command / PWM generating unit 50 according to the first embodiment. As shown in FIG. 2, the voltage command / PWM generation unit 50 is configured to include: a multiplier 53, an adjustable gain table 54, a voltage command calculator 55, an asynchronous carrier signal generating unit 57, and a synchronous generating unit 58 three-pulse carrier, switch 59, comparators 61-63 and inverting circuits 64-66.

Вычислитель 55 командного сигнала напряжения формирует командный сигнал Vu* напряжения U-фазы, командный сигнал Vv* напряжения V-фазы и командный сигнал Vw* напряжения W-фазы, которые служат в качестве командных сигналов трехфазного напряжения, на основе коэффициента PMF модуляции и угла θ управляющей фазы согласно формулам (13)-(15)The voltage command signal calculator 55 generates a U-phase voltage command signal Vu *, V-phase voltage command signal Vv * and W-phase voltage command signal Vw *, which serve as three-phase voltage command signals based on the modulation factor PMF and the angle θ control phase according to formulas (13) - (15)

В формулах (13)-(15) PMFM представляет, как пояснено ниже, амплитуду командного сигнала напряжения, которая получается умножением коэффициента PMF модуляции на выходную величину из таблицы 54 регулируемого коэффициента усиления.In formulas (13) - (15), the PMFM represents, as explained below, the amplitude of the voltage command signal, which is obtained by multiplying the modulation factor PMF by the output value from the adjustable gain table 54.

Дополнительно, как пояснено ниже, несущий сигнал CAR, который должен сравниваться с каждым из командных сигналов напряжения, описанных выше, включает в себя, по меньшей мере, синхронный несущий сигнал и асинхронный несущий сигнал, так что несущий сигнал CAR является выбираемым согласно импульсному режиму, который был выбран посредством блока 60 обработки переключения импульсного режима, служащего в качестве блока управления импульсным режимом. Синхронный несущий сигнал получается посредством определения частоты несущего сигнала CAR в качестве функции выходной частоты FINV инвертора таким образом, что число импульсов и положения импульсов, формирующих структуру выходного напряжения инвертора, равны у положительного полупериода и отрицательного полупериода выходного напряжения инвертора. Асинхронный несущий сигнал - это сигнал, который не является синхронным несущим сигналом и является несущим сигналом, имеющим частоту, которая была определена безотносительно выходной частоты FINV инвертора. Например, асинхронный несущий сигнал - это несущий сигнал, имеющий частоту, равную 100 Гц, которая является предельной частотой переключения для переключающего элемента, используемого для железнодорожного вагона с электроприводом. Также согласно первому варианту осуществления поясняется пример, в котором в качестве синхронного несущего сигнала используется синхронный трехимпульсный несущий сигнал, в котором три импульса напряжения включены в полупериод выходного напряжения инвертора; однако настоящее изобретение не ограничено этим примером. Например, в качестве синхронного несущего сигнала могут использоваться другие сигналы, такие как синхронный пятиимпульсный несущий сигнал. Возможна еще одна компоновка, в которой множество синхронных несущих сигналов подготавливаются таким образом, что используемый синхронный несущий сигнал при необходимости переключается среди множества синхронных несущих сигналов.Additionally, as explained below, a CAR carrier signal to be compared with each of the voltage command signals described above includes at least a synchronous carrier signal and an asynchronous carrier signal, so that the CAR carrier signal is selectable according to the pulse mode, which has been selected by the pulse mode switching processing unit 60 serving as the pulse mode control unit. The synchronous carrier signal is obtained by determining the frequency of the carrier signal CAR as a function of the inverter output frequency FINV such that the number of pulses and the positions of the pulses forming the structure of the inverter output voltage are equal to the positive half-cycle and the negative half-cycle of the inverter output voltage. An asynchronous carrier signal is a signal that is not a synchronous carrier signal and is a carrier signal having a frequency that has been determined without regard to the output frequency FINV of the inverter. For example, an asynchronous carrier signal is a carrier signal having a frequency of 100 Hz, which is the limit switching frequency for a switching element used for an electric railway carriage. Also, according to the first embodiment, an example is explained in which a synchronous three-pulse carrier signal is used as the synchronous carrier signal, in which three voltage pulses are included in the half-period of the inverter output voltage; however, the present invention is not limited to this example. For example, other signals, such as a five-pulse synchronous carrier signal, may be used as the synchronous carrier signal. Another arrangement is possible in which a plurality of synchronous carrier signals are prepared such that the used synchronous carrier signal is switched among the plurality of synchronous carrier signals, if necessary.

Как пояснено выше, коэффициент PMFM, используемый в формулах (13)-(15), является амплитудой командного сигнала напряжения, которая получается умножителем 53 посредством умножения коэффициента PMF модуляции на выходную величину таблицы 54 регулируемого коэффициента усиления. Таблица 54 регулируемого коэффициента усиления используется для корректировки соотношения между выходным напряжением VM инвертора и коэффициентом PMF модуляции, который изменяется в зависимости от того, используется ли асинхронный импульсный режим или синхронный трехимпульсный режим. Содержание таблицы 54 регулируемого коэффициента усиления поясняется ниже.As explained above, the PMFM used in formulas (13) to (15) is the amplitude of the voltage command signal, which is obtained by the multiplier 53 by multiplying the modulation factor PMF by the output value of the adjustable gain table 54. The adjustable gain table 54 is used to adjust the relationship between the output voltage of the inverter VM and the modulation factor PMF, which varies depending on whether the asynchronous pulse mode or the synchronous three-pulse mode is used. The contents of the adjustable gain table 54 are explained below.

В асинхронном импульсном режиме максимальное напряжение (т.е. эффективное значение), которое имеет возможность выводиться инвертором без искажений, равно 0,612·EFC. В противоположность этому в синхронном трехимпульсном режиме, максимальное напряжение равно 0,7797·EFC. Другими словами, для одного и того же коэффициента PMF модуляции отношение выходного напряжения инвертора в асинхронном импульсном режиме к выходному напряжению в синхронном трехимпульсном режиме равно 1/1,274. Чтобы свести к нулю разницу между обоими, в асинхронном импульсном режиме коэффициент PMF модуляции умножается на 1,274, так что результат может быть введен в качестве амплитуды PMFM командного сигнала напряжения в вычислитель 55 командного сигнала напряжения, описанный выше. В противоположность этому в синхронном импульсном режиме коэффициент PMF модуляции умножается на 1,0, так что результат может быть введен в качестве амплитуды PMFM командного сигнала напряжения в вычислитель 55 командного сигнала напряжения, описанный выше.In asynchronous pulsed mode, the maximum voltage (i.e. effective value), which can be output by the inverter without distortion, is 0.612 · EFC. In contrast, in synchronous three-pulse mode, the maximum voltage is 0.7797 · EFC. In other words, for the same modulation coefficient PMF, the ratio of the inverter output voltage in the asynchronous pulse mode to the output voltage in the synchronous three-pulse mode is 1 / 1.274. To nullify the difference between the two, in the asynchronous pulse mode, the modulation factor PMF is multiplied by 1.274, so that the result can be entered as the amplitude of the voltage command signal PMFM in the voltage command calculator 55 described above. In contrast, in synchronous pulsed mode, the modulation factor PMF is multiplied by 1.0, so that the result can be entered as the amplitude of the voltage command signal PMFM in the voltage command calculator 55 described above.

Впоследствии командный сигнал Vu* напряжения U-фазы, командный сигнал Vv* напряжения V-фазы и командный сигнал Vw* напряжения W-фазы, которые были выведены вычислителем 55 командного сигнала напряжения, сравниваются с несущим сигналом CAR компараторами 61-63, соответственно, так, чтобы определить, какой из них больше. Дополнительно, формируются стробирующие сигналы U, V, W, которые являются результатами процессов сравнения, а также стробирующие сигналы X, Y и Z, которые получаются дополнительным выводом результатов сравнения через инвертирующие схемы 64-66. Несущий сигнал CAR является сигналом, который переключатель 59 вызвал посредством блока 60 обработки переключения импульсного режима, чтобы выбирать между асинхронным несущим сигналом A (который в настоящем примере является несущим сигналом, который обычно имеет частоту, приблизительно равную 1000 Гц максимум), который был сформирован блоком 57 формирования асинхронного несущего сигнала, синхронным трехимпульсным сигналом B, который был сформирован блоком 58 формирования синхронного трехимпульсного несущего сигнала, и нулевым значением C, которое выбирается в отношении одноимпульсного режима. Асинхронный несущий сигнал A и синхронный трехимпульсный несущий сигнал B, каждый, имеют значение в диапазоне от -1 до 1 с центром около нуля.Subsequently, the U-phase voltage command signal Vu *, the V-phase voltage command signal Vv * and the W-phase voltage command signal Vw *, which were output by the voltage command calculator 55, are compared with the carrier signal CAR by comparators 61-63, respectively, to determine which one is larger. Additionally, the gate signals U, V, W are generated, which are the results of the comparison processes, as well as the gate signals X, Y, and Z, which are obtained by additional output of the comparison results via inverting circuits 64-66. The CAR carrier signal is a signal that the switch 59 caused by the pulse switching switching processing unit 60 to select between an asynchronous carrier signal A (which in the present example is a carrier signal, which typically has a frequency of approximately 1000 Hz maximum), which was generated by the unit 57 of forming an asynchronous carrier signal, a synchronous three-pulse signal B, which was generated by block 58 of the formation of a synchronous three-pulse carrier signal, and a zero value C, ond selected against the one-pulse mode. The asynchronous carrier signal A and the synchronous three-pulse carrier signal B each have a value in the range of -1 to 1 centered around zero.

Далее будут пояснена работа блока 60 обработки переключения импульсного режима. Сначала в качестве традиционного примера будет пояснен способ, который применяется к устройству управления электродвигателем, которое приводит в движение и управляет асинхронным электродвигателем. Фиг.7 - это схема для пояснения операции переключения импульсного режима согласно традиционному способу. Как показано на фиг.7, импульсный режим переключается между асинхронным импульсным режимом, синхронным импульсным режимом (например, синхронным трехимпульсным режимом) и одноимпульсным режимом согласно коэффициенту PMF модуляции. Более конкретно, переключатель 59 переключается так, чтобы выбирать сторону асинхронной несущей A в диапазоне, где коэффициент PMF модуляции мал (т.е. коэффициент PMF модуляции равен или меньше, чем первое заданное значение), так, чтобы выбирать сторону синхронной трехимпульсной несущей B, когда коэффициент PMF модуляции равен или больше первого заданного значения, но меньше, чем третье заданное значение, и так, чтобы выбирать сторону нулевого значения C, когда коэффициент PMF модуляции достиг третьего заданного значения. В последующем пояснении будет обсужден пример, в котором в качестве первого заданного значения используется 0,785 (=1/1,274), тогда как в качестве третьего заданного значения используется 1,0.Next, the operation of the pulse mode switching processing unit 60 will be explained. First, as a traditional example, a method that is applied to an electric motor control device that drives and controls an asynchronous electric motor will be explained. 7 is a diagram for explaining a switching operation of a pulse mode according to a conventional method. As shown in FIG. 7, the pulse mode is switched between asynchronous pulse mode, synchronous pulse mode (e.g., synchronous three-pulse mode) and single-pulse mode according to the modulation factor PMF. More specifically, the switch 59 is switched so as to select the side of the asynchronous carrier A in the range where the modulation coefficient PMF is small (i.e., the modulation coefficient PMF is equal to or less than the first predetermined value), so as to select the side of the synchronous three-pulse carrier B, when the modulation coefficient PMF is equal to or greater than the first predetermined value, but less than the third predetermined value, and so as to select the side of the zero value C when the modulation coefficient PMF has reached the third predetermined value. In the following explanation, an example will be discussed in which 0.785 (= 1 / 1.274) is used as the first setpoint, while 1.0 is used as the third setpoint.

В этой ситуации, когда импульсный режим является синхронным трехимпульсным режимом, возможно иметь выходной сигнал напряжения, коэффициент PMF модуляции которого равен или больше, чем 0,785, который не может выводиться в асинхронном импульсном режиме. В качестве дополнительной информации, даже при способе, посредством которого в асинхронном импульсном режиме происходит перемодуляция, в синхронном пятиимпульсном режиме, в синхронном девятиимпульсном режиме или т.п. возможно иметь выходной сигнал напряжения, который соответствует синхронному трехимпульсному режиму. Однако в этой ситуации, так как соотношение между коэффициентом PMF модуляции и выходным напряжением инвертора 2 становится нелинейным, необходимо корректировать нелинейное соотношение, и конфигурация поэтому становится более сложной.In this situation, when the pulse mode is a synchronous three-pulse mode, it is possible to have a voltage output whose modulation factor PMF is equal to or greater than 0.785, which cannot be output in the asynchronous pulse mode. As additional information, even with the method by which overmodulation occurs in the asynchronous pulse mode, in the five-pulse synchronous mode, in the nine-synchronous synchronous mode, or the like. it is possible to have an output voltage signal that corresponds to a synchronous three-pulse mode. However, in this situation, since the relationship between the modulation factor PMF and the output voltage of the inverter 2 becomes non-linear, it is necessary to correct the non-linear relationship, and the configuration therefore becomes more complicated.

В противоположность, в случае, где традиционный способ, описанный выше, применяется к устройству управления электродвигателем, которое приводит в действие и управляет синхронным электродвигателем с постоянными магнитами, возникает проблема, описанная ниже.In contrast, in the case where the conventional method described above is applied to an electric motor control device that drives and controls a permanent magnet synchronous electric motor, a problem arises as described below.

Фиг.3 - это схема для пояснения работы, которая выполняется в ситуации, когда традиционный способ переключения импульсного режима применяется к устройству управления электродвигателем, которое приводит в действие и управляет синхронным электродвигателем с постоянными магнитами. На фиг.3 показаны импульсные режимы, которые выбираются согласно соотношению между выходной частотой FINV инвертора и коэффициентом PMF модуляции, в то время как командный сигнал T* крутящего момента используется в качестве параметра. Как показано на фиг.3, соотношение между коэффициентом PMF модуляции и выходной частотой FINV инвертора значительно изменяется согласно значению командного сигнала T* крутящего момента. На фиг.3 сфокусируемся на ситуации, когда, например, железнодорожный вагон с электроприводом выполняет операцию включения электропитания и ускорения с максимальным крутящим моментом, близким к максимальной скорости вращения (в точке A, показанной на фиг.3). В этой ситуации максимальное значение вводится в качестве командного сигнала T* крутящего момента таким образом, что инвертор работает в одноимпульсном режиме, в котором выводится максимальное выходное напряжение. При таких обстоятельствах рассмотрим ситуацию, в которой операция выполняется таким образом, чтобы уменьшать командный сигнал T* крутящего момента до минимального значения с целью, например, прекращения ускорения железнодорожного вагона с электроприводом и поддержания скорости вращения на постоянном уровне. В этой ситуации коэффициент PMF модуляции, вычисленный на основе командного сигнала id* тока d-оси и командного сигнала iq* тока q-оси, которые были вычислены блоком 10 формирования командного сигнала тока, значительно падает относительно третьего заданного значения 1,0, которое является максимальным значением, как показано на фиг.3.FIG. 3 is a diagram for explaining a job that is performed in a situation where a conventional switching method of a pulse mode is applied to a motor control device that drives and controls a permanent magnet synchronous motor. Figure 3 shows the pulse modes that are selected according to the relationship between the inverter output frequency FINV and the modulation coefficient PMF, while the torque command signal T * is used as a parameter. As shown in FIG. 3, the relationship between the modulation PMF and the inverter output frequency FINV varies significantly according to the value of the torque command signal T *. In Fig. 3, we focus on the situation when, for example, a railway carriage with an electric drive performs the operation of turning on the power supply and acceleration with a maximum torque close to the maximum rotation speed (at point A, shown in Fig. 3). In this situation, the maximum value is entered as the torque command signal T * in such a way that the inverter operates in a single-pulse mode, in which the maximum output voltage is output. Under such circumstances, we consider a situation in which an operation is performed in such a way as to reduce the torque command signal T * to a minimum value, for example, to stop the acceleration of an electric railway car and maintain the rotation speed at a constant level. In this situation, the modulation coefficient PMF calculated on the basis of the d-axis current command signal id * and the q-axis current command signal iq *, which were calculated by the current command signal generating unit 10, drops significantly with respect to the third predetermined value 1.0, which is the maximum value, as shown in figure 3.

В случае, когда коэффициент PMF модуляции упал до значения, которое равно или меньше, чем 0,785, которое является первым заданным значением, асинхронный импульсный режим выбирается согласно традиционному способу. Однако, так как асинхронная несущая частота равна 1000 Гц, максимум, относительно, например, выходной частоты инвертора, равной 300 Гц, число импульсов, которые включены в полупериод выходного напряжения инвертора, приблизительно равно 3, что чрезвычайно мало. Когда электродвигатель приводится в действие в таком состоянии, будут ситуации, в которых несущая частота не делится на выходную частоту инвертора. В таких ситуациях число импульсов и позиции импульсов, которые включены в положительный полупериод и в отрицательный полупериод выходного напряжения инвертора (далее в данном документе "выходное напряжение инвертора" ссылается на линейное напряжение, пока не отмечено иное), неуравновешены. В результате, возникает проблема, когда положительная/отрицательная симметричность напряжения, приложенного к электродвигателю, теряется, и возникают шум и/или вибрации из-за колебаний тока и/или пульсаций крутящего момента, возникающих в электродвигателе.In the case where the modulation coefficient PMF has fallen to a value that is equal to or less than 0.785, which is the first predetermined value, the asynchronous pulse mode is selected according to the conventional method. However, since the asynchronous carrier frequency is 1000 Hz, the maximum, relative to, for example, the output frequency of the inverter is 300 Hz, the number of pulses that are included in the half-cycle of the output voltage of the inverter is approximately 3, which is extremely small. When the electric motor is driven in this state, there will be situations in which the carrier frequency is not divided by the inverter output frequency. In such situations, the number of pulses and the position of the pulses that are included in the positive half cycle and the negative half cycle of the inverter output voltage (hereinafter “inverter output voltage” refers to line voltage, unless otherwise noted) are unbalanced. As a result, a problem arises when the positive / negative symmetry of the voltage applied to the electric motor is lost and noise and / or vibrations occur due to current fluctuations and / or torque ripples arising in the electric motor.

Чтобы разрешить проблему, описанную выше, блок 60 обработки переключения импульсного режима согласно первому варианту осуществления сконфигурирован так, чтобы обращаться к самой выходной частоте FINV инвертора, которая является количественным параметром, относящимся к выходной частоте инвертора, в дополнение к коэффициенту PMF модуляции, который является количественным параметром, относящимся к амплитуде выходного напряжения инвертора, и так, чтобы переключать импульсный режим на основе коэффициента PMF модуляции и выходной частоты FINV инвертора согласно изменениям в уровне выходного крутящего момента T*. Относительно выбора количественного параметра, связанного с амплитудой выходного напряжения инвертора, и количественного параметра, связанного с выходной частотой инвертора, настоящее изобретение не ограничено примерами, которые выбраны в первом варианте осуществления. Допустимо выбирать любые количественные параметры произвольным образом, пока количественные параметры являются функциями амплитуды выходного напряжения инвертора и выходной частоты инвертора, соответственно.To solve the problem described above, the pulse mode switching processing unit 60 according to the first embodiment is configured to access the inverter output frequency FINV itself, which is a quantitative parameter related to the inverter output frequency, in addition to the modulation factor PMF, which is quantitative a parameter related to the amplitude of the inverter output voltage, and so as to switch the pulse mode based on the modulation factor PMF and the output frequency FINV in ertora according to changes in the level of output torque T *. Regarding the selection of the quantitative parameter associated with the amplitude of the output voltage of the inverter, and the quantitative parameter associated with the output frequency of the inverter, the present invention is not limited to the examples that are selected in the first embodiment. It is permissible to choose any quantitative parameters arbitrarily, while the quantitative parameters are functions of the amplitude of the output voltage of the inverter and the output frequency of the inverter, respectively.

На Фиг.4 показана схема для пояснения операции переключения импульсного режима согласно первому варианту осуществления. На фиг.4 показаны импульсные режимы, которые выбираются согласно соотношению между выходной частотой FINV инвертора и коэффициентом PMF модуляции, в то время как командный сигнал T* крутящего момента используется в качестве параметра. Также на фиг.4 в дополнение к первому заданному значению и третьему заданному значению, касающемуся коэффициента PMF модуляции, показано второе заданное значение относительно выходной частоты FINV инвертора.4 is a diagram for explaining a switching operation of a pulse mode according to the first embodiment. Figure 4 shows the pulse modes that are selected according to the relationship between the inverter output frequency FINV and the modulation factor PMF, while the torque command signal T * is used as a parameter. 4, in addition to the first setpoint and the third setpoint regarding the modulation factor PMF, a second setpoint is shown with respect to the inverter output frequency FINV.

Подобно примеру, поясненному выше, рассмотрим ситуацию, в которой, в то время как инвертор работает в одноимпульсном режиме, в котором выводится максимальный крутящий момент, операция выполняется таким образом, чтобы уменьшать командный сигнал T* крутящего момента до минимального значения с целью, например, прекращения ускорения железнодорожного вагона с электроприводом и поддержания скорости вращения на постоянном уровне. В этой ситуации, как показано на фиг.4, в местоположении точки A делается ссылка на выходную частоту FINV инвертора в дополнение к коэффициенту PMF модуляции. В случае, где выходная частота FINV инвертора все еще равна или выше, чем второе заданное значение, даже после того, как коэффициент PMF модуляции становится меньше, чем первое заданное значение, асинхронный импульсный режим не будет выбран, а импульсный режим удерживается в синхронном импульсном режиме. Другими словами, синхронный импульсный режим переключается в асинхронный импульсный режим в ситуации, когда коэффициент PMF модуляции становится меньше, чем первое заданное значение, а также, когда выходная частота FINV инвертора становится ниже, чем второе заданное значение. Наоборот, в ситуации, когда коэффициент PMF модуляции увеличивается, начиная от нуля, даже если коэффициент PMF модуляции меньше, чем первое заданное значение, пока выходная частота FINV инвертора равна или выше, чем второе заданное значение, асинхронный импульсный режим переключается в синхронный импульсный режим. Другими словами, асинхронный импульсный режим переключается в синхронный импульсный режим в ситуации, когда коэффициент PMF модуляции становится равным или больше, чем первое заданное значение, или в ситуации, когда выходная частота FINV инвертора становится равной или выше, чем второе заданное значение.Similar to the example explained above, we consider a situation in which, while the inverter is operating in single-pulse mode in which the maximum torque is output, the operation is performed in such a way as to reduce the torque command signal T * to a minimum value with the aim, for example, stopping the acceleration of a railway car with an electric drive and maintaining the rotation speed at a constant level. In this situation, as shown in FIG. 4, at the location of point A, a reference is made to the inverter output frequency FINV in addition to the modulation factor PMF. In the case where the inverter output frequency FINV is still equal to or higher than the second setpoint, even after the PMF modulation coefficient becomes smaller than the first setpoint, the asynchronous pulse mode will not be selected and the pulse mode is held in synchronous pulse mode . In other words, the synchronous pulse mode switches to asynchronous pulse mode when the PMF modulation coefficient becomes less than the first setpoint, and also when the inverter output frequency FINV becomes lower than the second setpoint. Conversely, in a situation where the PMF modulation coefficient increases starting from zero, even if the PMF modulation coefficient is less than the first set value, while the inverter output frequency FINV is equal to or higher than the second set value, the asynchronous pulse mode switches to synchronous pulse mode. In other words, the asynchronous pulse mode switches to synchronous pulse mode in a situation where the modulation factor PMF becomes equal to or greater than the first setpoint, or in a situation where the inverter output frequency FINV becomes equal to or higher than the second setpoint.

Чтобы определять второе заданное значение, предпочтительно обеспечить то, чтобы число импульсов, включенных в полупериод выходного напряжения инвертора, было равно или больше, чем предварительно определенное значение. Также посредством моделирований и т.п. стало понятно, что предпочтительно конфигурировать предварительно определенное значение таким образом, чтобы оно было равно 8 или больше. Более конкретно, в случае, когда количество импульсов, которые включены в полупериод выходного напряжения инвертора, приблизительно равно 8, даже если возникает ситуация, когда несущая частота не делится на выходную частоту инвертора, степень дисбаланса в числе импульсов и позициях импульсов в положительном полупериоде и отрицательном полупериоде выходного напряжения инвертора уменьшается. В результате, возможно сохранять положительную/отрицательную симметричность напряжения, приложенного к электродвигателю, до степени, которая не вызывает проблем при практическом использовании. Разумеется, чем больше число импульсов, тем лучше.In order to determine the second predetermined value, it is preferable to ensure that the number of pulses included in the half-period of the inverter output voltage is equal to or greater than the predetermined value. Also through simulations, etc. it became clear that it is preferable to configure a predetermined value so that it is equal to 8 or more. More specifically, in the case where the number of pulses that are included in the half-cycle of the inverter output voltage is approximately 8, even if a situation arises when the carrier frequency is not divided by the inverter output frequency, the degree of imbalance in the number of pulses and the positions of the pulses in the positive half-cycle and negative the half-cycle of the inverter output voltage decreases. As a result, it is possible to maintain the positive / negative symmetry of the voltage applied to the motor to an extent that does not cause problems in practical use. Of course, the greater the number of pulses, the better.

Дополнительно, синхронный импульсный режим переключается на одноимпульсный режим в момент времени, когда коэффициент PMF модуляции становится равным или большим, чем третье заданное значение. Также одноимпульсный режим переключается на синхронный импульсный режим в момент времени, когда коэффициент PMF модуляции становится меньше, чем третье заданное значение.Additionally, the synchronous pulse mode switches to single-pulse mode at a time when the modulation factor PMF becomes equal to or greater than the third predetermined value. Also, the single-pulse mode switches to synchronous pulse mode at a time when the modulation factor PMF becomes less than the third setpoint.

Операции, описанные выше, которые выполняются во время переходов между синхронным импульсным режимом и асинхронным импульсным режимом согласно первому варианту осуществления, могут быть обобщены ниже.The operations described above that are performed during transitions between the synchronous pulse mode and the asynchronous pulse mode according to the first embodiment can be summarized below.

Асинхронный импульсный режим переключается на синхронный импульсный режим при условии, когда коэффициент PMF модуляции, который является количественным параметром, относящимся к амплитуде выходного напряжения инвертора, становится равным или больше, чем первое заданное значение, или когда выходная частота FINV инвертора, которая является количественным параметром, относящимся к выходной частоте инвертора, становится равной или выше, чем второе заданное значение. Синхронный импульсный режим переключается в асинхронный импульсный режим при условии, когда коэффициент PMF модуляции, который является количественным параметром, относящимся к амплитуде выходного напряжения инвертора, становится меньше, чем первое заданное значение, или когда выходная частота FINV инвертора, которая является количественным параметром, относящимся к выходной частоте инвертора, становится ниже, чем второе заданное значение. Второе заданное значение определяется с точки зрения обеспечения того, что число импульсов, включенных в полупериод основной синусоиды выходного напряжения инвертора, равно или больше, чем предварительно определенное значение. Другими словами, второе заданное значение определяется на основе приложенной частоты асинхронного несущего сигнала и числа импульсов, которое требуется, чтобы сохранять положительную/отрицательную симметричность напряжения, приложенного к электродвигателю, до степени, которая не вызывает проблем при практическом использовании.Asynchronous pulse mode switches to synchronous pulse mode, provided that the PMF modulation factor, which is a quantitative parameter related to the amplitude of the inverter output voltage, becomes equal to or greater than the first set value, or when the inverter output frequency FINV, which is a quantitative parameter, related to the output frequency of the inverter, becomes equal to or higher than the second setpoint. The synchronous pulse mode switches to asynchronous pulse mode, provided that the PMF modulation factor, which is a quantitative parameter related to the amplitude of the inverter output voltage, becomes less than the first set value, or when the inverter output frequency FINV, which is a quantitative parameter related to the inverter output frequency becomes lower than the second setpoint. The second predetermined value is determined in terms of ensuring that the number of pulses included in the half-cycle of the main sine wave of the inverter output voltage is equal to or greater than the predetermined value. In other words, the second setpoint is determined based on the applied frequency of the asynchronous carrier signal and the number of pulses required to maintain the positive / negative symmetry of the voltage applied to the motor to an extent that does not cause problems in practical use.

Согласно первому варианту осуществления, в случае, когда, например, второе заданное значение устанавливается при обеспечении того, что число импульсов, включенных в полупериод выходного напряжения инвертора, равно 8, импульсный режим удерживается в синхронном импульсном режиме до тех пор, пока выходная частота инвертора не станет равной или ниже, чем 125 Гц, что равно одной восьмой частоты асинхронного несущего сигнала (т.е. 1000 Гц). В результате, возможно конфигурировать число импульсов и позиции импульсов, формирующих структуру выходного напряжения инвертора, таким образом, чтобы обеспечивалось равенство между положительным полупериодом и отрицательным полупериодом выходного напряжения инвертора. Таким образом, возможно сохранять положительную/отрицательную симметричность напряжения, приложенного к электродвигателю. Следовательно, возможно получать устройство управления электродвигателем, которое не вызывает шума и/или вибраций в результате колебаний тока и/или пульсаций крутящего момента, возникающих в электродвигателе.According to the first embodiment, in the case where, for example, the second predetermined value is set while ensuring that the number of pulses included in the half period of the inverter output voltage is 8, the pulse mode is held in synchronous pulse mode until the inverter output frequency is will become equal to or lower than 125 Hz, which is equal to one eighth of the frequency of the asynchronous carrier signal (i.e. 1000 Hz). As a result, it is possible to configure the number of pulses and the positions of the pulses forming the structure of the output voltage of the inverter, so as to ensure equality between the positive half-cycle and the negative half-cycle of the output voltage of the inverter. Thus, it is possible to maintain the positive / negative symmetry of the voltage applied to the motor. Therefore, it is possible to obtain a motor control device that does not cause noise and / or vibration as a result of current fluctuations and / or torque pulsations occurring in the electric motor.

ВТОРОЙ ВАРИАНТ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯSECOND EMBODIMENT

В качестве другого способа достижения такого же полезного воздействия, который достигнут в первом варианте осуществления, приемлемо использовать соотношение между, например, выходной частотой FINV инвертора и частотой асинхронного несущего сигнала, т.е. показатель числа импульсов, который является количественным параметром, основанным на числе импульсов, включенных в полупериод основной синусоиды выходного напряжения инвертора, так что в случае, когда показатель числа импульсов больше, чем четвертое заданное значение, выбираемым является асинхронный импульсный режим. Показатель числа импульсов может быть, например, самим числом импульсов.As another way to achieve the same beneficial effect that was achieved in the first embodiment, it is acceptable to use the relationship between, for example, the inverter output frequency FINV and the frequency of the asynchronous carrier signal, i.e. an indicator of the number of pulses, which is a quantitative parameter based on the number of pulses included in the half-cycle of the main sine wave of the inverter output voltage, so that when the indicator of the number of pulses is greater than the fourth preset value, the asynchronous pulse mode is selected. The indicator of the number of pulses can be, for example, the very number of pulses.

На Фиг.5 показана схема для пояснения операции переключения импульсного режима согласно второму варианту осуществления настоящего изобретения. На фиг.5 показаны импульсные режимы, которые выбираются согласно соотношению между выходной частотой FINV инвертора и коэффициентом PMF модуляции, в то время как командный сигнал T* крутящего момента используется в качестве параметра.5 is a diagram for explaining a switching operation of a pulse mode according to a second embodiment of the present invention. Figure 5 shows the pulse modes that are selected according to the relationship between the inverter output frequency FINV and the modulation factor PMF, while the torque command signal T * is used as a parameter.

В случае, где коэффициент PMF модуляции уменьшается, начиная от 1,0, даже если коэффициент PMF модуляции меньше, чем первое заданное значение, пока показатель числа импульсов меньше, чем четвертое заданное значение, импульсный режим не будет переключаться в асинхронный импульсный режим, а удерживается в синхронном импульсном режиме. Другими словами, синхронный импульсный режим переключается в асинхронный импульсный режим в ситуации, когда коэффициент PMF модуляции меньше, чем первое заданное значение, а также показатель числа импульсов равен или больше, чем четвертое заданное значение.In the case where the modulation coefficient PMF decreases starting from 1.0, even if the modulation coefficient PMF is less than the first set value, while the number of pulses is less than the fourth set value, the pulse mode will not switch to asynchronous pulse mode, but will be held in synchronous pulse mode. In other words, the synchronous pulse mode switches to asynchronous pulse mode in a situation where the modulation factor PMF is less than the first set value, and also the number of pulses is equal to or greater than the fourth set value.

Наоборот, в ситуации, когда коэффициент PMF модуляции увеличивается, начиная от нуля, даже если коэффициент PMF модуляции меньше, чем первое заданное значение, пока показатель числа импульсов меньше, чем четвертое заданное значение, асинхронный импульсный режим переключается в синхронный импульсный режим. Другими словами, асинхронный импульсный режим переключается в синхронный импульсный режим в ситуации, когда коэффициент PMF модуляции равен или больше, чем первое заданное значение, или где показатель числа импульсов меньше, чем четвертое заданное значение.Conversely, in a situation where the modulation coefficient PMF increases starting from zero, even if the modulation coefficient PMF is less than the first set value, while the number of pulses is less than the fourth set value, the asynchronous pulse mode switches to the synchronous pulse mode. In other words, the asynchronous pulse mode switches to synchronous pulse mode in a situation where the modulation factor PMF is equal to or greater than the first predetermined value, or where the number of pulses is less than the fourth predetermined value.

Как пояснено в описании первого варианта осуществления, четвертое заданное значение определяется на основе приложенной частоты асинхронного несущего сигнала и числа импульсов, которое требуется, чтобы сохранять положительную/отрицательную симметричность напряжения, приложенного к электродвигателю, до степени, которая не вызывает проблем при практическом использовании. Предпочтительно конфигурировать четвертое заданное значение так, чтобы оно было равно 8 или больше.As explained in the description of the first embodiment, the fourth predetermined value is determined based on the applied frequency of the asynchronous carrier signal and the number of pulses required to maintain the positive / negative symmetry of the voltage applied to the motor to an extent that does not cause problems in practical use. It is preferable to configure the fourth setpoint such that it is 8 or more.

Согласно второму варианту осуществления в случае, когда четвертое заданное значение устанавливается при обеспечении того, что число импульсов, включенных в полупериод выходного напряжения инвертора, равно, например, 8 или больше, импульсный режим удерживается в синхронном импульсном режиме до тех пор, пока выходная частота инвертора не станет равной или ниже, чем 125 Гц, что равно одной восьмой частоты асинхронного несущего сигнала (т.е. 1000 Гц). В результате, возможно конфигурировать число импульсов и позиции импульсов, формирующих структуру выходного напряжения инвертора, таким образом, чтобы выполнялось равенство между положительным полупериодом и отрицательным полупериодом выходного напряжения инвертора. Таким образом, возможно сохранять положительную/отрицательную симметричность напряжения, приложенного к электродвигателю. Следовательно, возможно получать устройство управления электродвигателем, которое не вызывает шума и/или вибраций от колебаний тока и/или пульсаций крутящего момента, возникающих в электродвигателе. Другие конфигурации, операции и полезные эффекты второго варианта осуществления являются такими же, что и в первом варианте осуществления.According to the second embodiment, in the case where the fourth setpoint is set while ensuring that the number of pulses included in the half-cycle of the inverter output voltage is, for example, 8 or more, the pulse mode is held in synchronous pulse mode until the inverter output frequency will not be equal to or lower than 125 Hz, which is equal to one eighth of the frequency of the asynchronous carrier signal (i.e. 1000 Hz). As a result, it is possible to configure the number of pulses and the positions of the pulses forming the structure of the inverter output voltage so that equality between the positive half-cycle and the negative half-period of the inverter output voltage is fulfilled. Thus, it is possible to maintain the positive / negative symmetry of the voltage applied to the motor. Therefore, it is possible to obtain a motor control device that does not cause noise and / or vibration from current fluctuations and / or torque pulsations occurring in the electric motor. Other configurations, operations and beneficial effects of the second embodiment are the same as in the first embodiment.

ТРЕТИЙ ВАРИАНТ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯTHIRD EMBODIMENT

На Фиг.6 показана схема для пояснения операции переключения импульсного режима согласно третьему варианту осуществления настоящего изобретения. Как показано на фиг.6, так как коэффициент PMF модуляции является количественным параметром, который изменяется в зависимости от выходного крутящего момента, возможно конфигурировать первое заданное значение таким образом, чтобы оно было изменяемым согласно командному сигналу T* крутящего момента. Как показано на фиг.6, когда командный сигнал T* крутящего момента является большим, первое заданное значение устанавливается в большое значение, тогда как, когда командный сигнал T* крутящего момента мал, первое заданное значение устанавливается в малое значение. Дополнительно, асинхронный импульсный режим переключается в синхронный импульсный режим в ситуации, когда коэффициент PMF модуляции, который является количественным параметром, связанным с амплитудой выходного напряжения инвертора, становится равным или большим, чем первое заданное значение, которое устанавливается согласно командному сигналу T* крутящего момента. Кроме того, синхронный импульсный режим переключается в асинхронный импульсный режим в ситуации, когда коэффициент PMF модуляции, который является количественным параметром, связанным с амплитудой выходного напряжения инвертора, становится меньше, чем первое заданное значение, которое устанавливается согласно командному сигналу T* крутящего момента.6 is a diagram for explaining a switching operation of a pulse mode according to a third embodiment of the present invention. As shown in FIG. 6, since the modulation factor PMF is a quantitative parameter that varies depending on the output torque, it is possible to configure the first setpoint so that it is variable according to the torque command signal T *. As shown in FIG. 6, when the torque command signal T * is large, the first setpoint is set to a large value, while when the torque command T * is small, the first setpoint is set to a small value. Additionally, the asynchronous pulse mode switches to synchronous pulse mode in a situation where the modulation factor PMF, which is a quantitative parameter related to the amplitude of the inverter output voltage, becomes equal to or greater than the first setpoint that is set according to the torque command signal T *. In addition, the synchronous pulse mode switches to asynchronous pulse mode in a situation where the modulation coefficient PMF, which is a quantitative parameter related to the amplitude of the inverter output voltage, becomes less than the first set value that is set according to the torque command signal T *.

Согласно этому способу нет необходимости устанавливать второе заданное значение. Кроме того, согласно этому способу непосредственное обращение к выходной частоте FINV инвертора, которая включает в себя механический угол θm ротора электродвигателя и является количественным параметром, который может иметь резкое временное изменение согласно состоянию вращения электродвигателя, не выполняется. Вместо этого выполняется обращение к командному сигналу T* крутящего момента, который был сформирован упреждающим образом. В результате, в ситуации, когда скорость вращения электродвигателя изменяется синхронно, например, со свободным вращением и/или проскальзыванием колеса, которое может, как правило, происходить в железнодорожных вагонах с электроприводом, так что выходная частота FINV инвертора, в результате, меняется в виде колебаний, идущих выше и ниже второго заданного значения, при этом возможно избежать ситуации, в которой импульсный режим переключается между асинхронным импульсным режимом и синхронным импульсным режимом с явлением вибрации.According to this method, there is no need to set a second predetermined value. In addition, according to this method, direct access to the inverter output frequency FINV, which includes the mechanical angle θm of the electric motor rotor and is a quantitative parameter that can have a sharp temporal change according to the state of rotation of the electric motor, is not performed. Instead, reference is made to the torque command signal T *, which was generated in a pre-emptive manner. As a result, in a situation where the rotation speed of the electric motor changes synchronously, for example, with free rotation and / or wheel slippage, which can usually occur in electric railway cars, so that the inverter output frequency FINV, as a result, changes as oscillations going above and below the second setpoint, it is possible to avoid a situation in which the pulse mode switches between asynchronous pulse mode and synchronous pulse mode with the phenomenon of vibration.

Разумеется, чтобы определять первое заданное значение, которое является переменным значением, предпочтительно обеспечивать, чтобы число импульсов, включенных в полупериод выходного напряжения инвертора, было равно или больше, чем предварительно определенное значение (например, 8 или больше), как пояснено в описании первого варианта осуществления.Of course, in order to determine the first predetermined value, which is a variable value, it is preferable to ensure that the number of pulses included in the half-cycle of the inverter output voltage is equal to or greater than a predetermined value (for example, 8 or more), as explained in the description of the first embodiment implementation.

Согласно третьему варианту осуществления возможно сохранять положительную/отрицательную симметричность напряжения, приложенного к электродвигателю. Следовательно, возможно создать устройство управления электродвигателем, которое не вызывает шума и/или вибраций, получающихся от колебаний тока и/или пульсаций крутящего момента, происходящих в электродвигателе. Кроме того, в случае, где выходная частота FINV инвертора колеблется около второго заданного значения, проходя над и под значением, возможно избегать ситуации, в которой импульсный режим переключается между асинхронным импульсным режимом и синхронным импульсным режимом при явлении вибрации. Другие конфигурации, операции и полезные воздействия третьего варианта осуществления являются такими же, что и в первом варианте осуществления.According to a third embodiment, it is possible to maintain the positive / negative symmetry of the voltage applied to the electric motor. Therefore, it is possible to create an electric motor control device that does not cause noise and / or vibrations resulting from current fluctuations and / or torque pulsations occurring in the electric motor. In addition, in the case where the output frequency FINV of the inverter oscillates around the second set value, passing above and below the value, it is possible to avoid a situation in which the pulse mode switches between the asynchronous pulse mode and the synchronous pulse mode when a vibration occurs. Other configurations, operations and beneficial effects of the third embodiment are the same as in the first embodiment.

Как пояснено выше, с первого по третий варианты осуществления импульсный режим переключается на основе двух количественных параметров, каждый из которых связан с выходным состоянием инвертора. Другими словами, импульсный режим переключается на основе коэффициента PMF модуляции и выходной частоты FINV инвертора согласно первому варианту осуществления, на основе коэффициента PMF модуляции и показателя числа импульсов согласно второму варианту осуществления и на основе коэффициента PMF модуляции и командного сигнала T* крутящего момента согласно третьему варианту осуществления. В противоположность, согласно традиционному способу управления, как показано на фиг.7, импульсный режим переключается только на основе коэффициента PMF модуляции. В случае, где такой традиционный способ управления применяется к электродвигателю, в котором коэффициент PMF модуляции сильно изменяется согласно уровню командного сигнала T* крутящего момента, проблема возникает, когда возникают колебания тока и/или пульсации крутящего момента. Согласно первому-третьему вариантам осуществления, однако, так как количественный параметр, связанный с выходным состоянием инвертора, используется в дополнение к коэффициенту модуляции, возможно обращаться к изменениям в уровне коэффициента PMF модуляции, которые возникают согласно уровню командного сигнала T* крутящего момента. Дополнительно, так как используются два количественных параметра, каждый из которых связан с выходным состоянием инвертора, возможно ссылаться на число импульсов, включенных в период основной синусоиды выходного напряжения инвертора. В результате, соответствующим образом устанавливая заданные значения, используемые для переключения между синхронным импульсным режимом и асинхронным импульсным режимом, на основе числа импульсов, возможно осуществлять управление, в то время как достаточное внимание уделяется положительной/отрицательной симметричности напряжения, приложенного к электродвигателю.As explained above, from the first to the third embodiments, the pulse mode is switched based on two quantitative parameters, each of which is associated with the output state of the inverter. In other words, the pulse mode is switched based on the modulation coefficient PMF and the inverter output frequency FINV according to the first embodiment, based on the modulation coefficient PMF and the pulse number indicator according to the second embodiment, and based on the modulation coefficient PMF and the torque command signal T * according to the third embodiment implementation. In contrast, according to the conventional control method, as shown in FIG. 7, the pulse mode is switched only based on the modulation factor PMF. In the case where such a conventional control method is applied to an electric motor in which the modulation factor PMF varies greatly according to the level of the torque command signal T *, a problem arises when current fluctuations and / or torque ripples occur. According to the first to third embodiments, however, since the quantitative parameter associated with the output state of the inverter is used in addition to the modulation coefficient, it is possible to refer to changes in the level of the modulation coefficient PMF that occur according to the level of the torque command signal T *. Additionally, since two quantitative parameters are used, each of which is associated with the output state of the inverter, it is possible to refer to the number of pulses included in the period of the main sine wave of the inverter output voltage. As a result, by properly setting the setpoints used to switch between the synchronous pulse mode and the asynchronous pulse mode, based on the number of pulses, it is possible to control, while sufficient attention is paid to the positive / negative symmetry of the voltage applied to the motor.

ЧЕТВЕРТЫЙ ВАРИАНТ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯFOURTH EMBODIMENT

Далее будет пояснена операция, которая выполняется, когда инвертор 2 выключается с целью прекращения операции подачи электропитания или операции рекуперации энергии во время движения железнодорожного вагона с электроприводом.Next, an operation that is performed when the inverter 2 is turned off to stop the power supply operation or the energy recovery operation during the movement of the electric railway car will be explained.

Рассмотрим ситуацию, в которой, пока инвертор 2 работает в одноимпульсном режиме, команда OFF (выключение) (не показана), инструктирующая о том, что операция подачи электропитания или операция рекуперации энергии железнодорожного вагона с электроприводом должна быть выключена, была подана на устройство 100 управления электродвигателем из внешнего управляющего устройства (не показано). В этой ситуации внешнее управляющее устройство постепенно уменьшает командный сигнал T* крутящего момента до нуля в то же самое время. Командный сигнал T* крутящего момента падает с максимального значения до нуля приблизительно за одну секунду. В этой ситуации устройство 100 управления электродвигателем выполняет этапы управления, описанные ниже.Consider a situation in which, while the inverter 2 is operating in single-pulse mode, the OFF command (not shown), instructing that the power supply operation or the energy recovery operation of the electric railway car should be turned off, was sent to the control device 100 an electric motor from an external control device (not shown). In this situation, the external control device gradually reduces the torque command signal T * to zero at the same time. The torque command signal T * drops from a maximum value to zero in about one second. In this situation, the motor control device 100 performs the control steps described below.

В момент времени, когда коэффициент PMF модуляции становится меньше чем 1,0 из-за уменьшения командного сигнала T* крутящего момента, блок 60 обработки переключения импульсного режима переключает импульсный режим с одноимпульсного режима в синхронный импульсный режим. После этого, даже если коэффициент PMF модуляции становится меньше, чем первое заданное значение, блок 60 обработки переключения импульсного режима не переключает импульсный режим в асинхронный импульсный режим, а уменьшает коэффициент PMF модуляции, в то же время удерживая импульсный режим в синхронном импульсном режиме. После того, как командный сигнал T* крутящего момента достаточно уменьшился, все стробирующие сигналы U, V, W, X, Y и Z, предоставленные для инвертора 2, выключаются.At a time when the modulation coefficient PMF becomes less than 1.0 due to a decrease in the torque command signal T *, the pulse mode switching processing unit 60 switches the pulse mode from the single-pulse mode to the synchronous pulse mode. After that, even if the modulation coefficient PMF becomes smaller than the first predetermined value, the pulse mode switching processing unit 60 does not switch the pulse mode to asynchronous pulse mode, but decreases the modulation coefficient PMF, while keeping the pulse mode in synchronous pulse mode. After the torque command signal T * has decreased sufficiently, all the gate signals U, V, W, X, Y, and Z provided for the inverter 2 are turned off.

В качестве примера другой ситуации рассмотрим ситуацию, в которой, пока инвертор 2 работает в синхронном импульсном режиме, команда OFF (не показана), инструктирующая о том, что операция подачи электропитания или операция рекуперации энергии железнодорожного вагона с электроприводом должна быть выключена, была подана на устройство 100 управления электродвигателем от внешнего управляющего устройства. В этой ситуации внешнее управляющее устройство постепенно уменьшает командный сигнал T* крутящего момента до нуля в то же самое время. Командный сигнал T* крутящего момента падает с максимального значения до нуля приблизительно за одну секунду. В этой ситуации устройство 100 управления электродвигателем выполняет этапы управления, описанные ниже.As an example of another situation, consider a situation in which, while the inverter 2 is operating in a synchronous pulse mode, the OFF command (not shown), instructing that the power supply operation or the energy recovery operation of the electric railway car should be turned off, was sent to a motor control device 100 from an external control device. In this situation, the external control device gradually reduces the torque command signal T * to zero at the same time. The torque command signal T * drops from a maximum value to zero in about one second. In this situation, the motor control device 100 performs the control steps described below.

Даже если коэффициент PMF модуляции становится меньше, чем первое заданное значение, из-за уменьшения командного сигнала T* крутящего момента, блок 60 обработки переключения импульсного режима не переключает импульсный режим в асинхронный импульсный режим, а уменьшает коэффициент PMF модуляции, в то же время удерживая импульсный режим в синхронном импульсном режиме. После того, как командный сигнал T* крутящего момента достаточно уменьшился, все стробирующие сигналы U, V, W, X, Y и Z, предоставленные для инвертора 2, выключаются.Even if the modulation coefficient PMF becomes smaller than the first predetermined value due to a decrease in the torque command signal T *, the pulse mode switching processing unit 60 does not switch the pulse mode to asynchronous pulse mode, but decreases the modulation coefficient PMF while holding pulse mode in synchronous pulse mode. After the torque command signal T * has decreased sufficiently, all the gate signals U, V, W, X, Y, and Z provided for the inverter 2 are turned off.

Как пояснено выше, согласно четвертому варианту осуществления в случае, когда инвертор 2 остановлен с целью прекращения операции подачи электропитания или операции рекуперации энергии железнодорожного вагона с электроприводом, пока инвертор 2 работает в одноимпульсном режиме или в синхронном импульсном режиме, блок 60 обработки переключения импульсного режима сконфигурирован таким образом, чтобы удерживать импульсный режим в синхронном импульсном режиме так, что асинхронный импульсный режим не может быть выбран. В результате, даже в ситуации, когда инвертор 2 выключен, пока выходная частота инвертора находится в диапазоне высоких частот, возможно конфигурировать число импульсов и позиции импульсов, формирующих структуру выходного напряжения инвертора, так, чтобы соблюдалось равенство между положительным полупериодом и отрицательным полупериодом выходного напряжения инвертора. Таким образом, возможно сохранять положительную/отрицательную симметричность напряжения, приложенного к электродвигателю. Следовательно, возможно получать устройство управления электродвигателем, которое способно устойчивым образом останавливать инвертор 2 без повреждения, без возникновения каких-либо колебаний тока или пульсаций крутящего момента в электродвигателе. Дополнительно, так как блок 60 обработки переключения импульсного режима сконфигурирован таким образом, чтобы не выбирать асинхронный импульсный режим, возможно избегать ситуации, в которой импульсный режим переключается множество раз в течение короткого периода времени (т.е., приблизительно в одну секунду) прежде, чем командный сигнал T* крутящего момента уменьшится до нуля. Следовательно, возможно избежать неустойчивости управления, вызванной, например, задержками во времени переключения.As explained above, according to the fourth embodiment, when the inverter 2 is stopped in order to stop the power supply operation or the energy recovery operation of the electric railway car while the inverter 2 is operating in single-pulse mode or in synchronous pulse mode, the pulse mode switching processing unit 60 is configured so as to keep the pulse mode in synchronous pulse mode so that the asynchronous pulse mode cannot be selected. As a result, even in a situation where the inverter 2 is turned off while the inverter output frequency is in the high frequency range, it is possible to configure the number of pulses and the position of the pulses forming the structure of the inverter output voltage so that the equality between the positive half-cycle and the negative half-cycle of the inverter output voltage is observed . Thus, it is possible to maintain the positive / negative symmetry of the voltage applied to the motor. Therefore, it is possible to obtain an electric motor control device that is capable of stably stopping the inverter 2 without damage, without causing any current fluctuations or torque ripples in the electric motor. Further, since the pulse mode switching processing unit 60 is configured so as not to select an asynchronous pulse mode, it is possible to avoid a situation in which the pulse mode is switched multiple times in a short period of time (i.e., approximately one second) before, than the torque command signal T * decreases to zero. Therefore, it is possible to avoid control instability caused, for example, by delays in switching time.

ПЯТЫЙ ВАРИАНТ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯFIFTH EMBODIMENT

Далее будет пояснена операция, которая выполняется, чтобы запускать инвертор 2 с целью начала операции подачи электропитания или операции рекуперации энергии железнодорожного вагона с электроприводом в ситуации, когда железнодорожный вагон с электроприводом движется по инерции, в то время как выходная частота FINV инвертора, которая является количественным параметром, связанным с выходной частотой инвертора, равна или выше, чем второе заданное значение.Next, an operation that is performed to start the inverter 2 in order to start the power supply operation or the energy recovery operation of the electric railway car in a situation where the electric railway car is driven by inertia, while the inverter output frequency FINV, which is quantitative, will be explained. the parameter associated with the inverter output frequency is equal to or higher than the second setpoint.

Рассмотрим ситуацию, в которой, пока инвертор 2 остановлен, команда запуска (не показана), инструктирующая о том, что операция подачи электропитания или операция рекуперации энергии железнодорожного вагона с электроприводом должна быть начата, была подана на устройство 100 управления электродвигателем от внешнего управляющего устройства (не показано). В этой ситуации внешнее управляющее устройство постепенно увеличивает командный сигнал T* крутящего момента до предварительно определенного значения в то же самое время. Командный сигнал T* крутящего момента может повышаться от нуля до предварительно определенного значения приблизительно за одну секунду. В этой ситуации устройство 100 управления электродвигателем выполняет этапы управления, описанные ниже.Consider a situation in which, while the inverter 2 is stopped, a start command (not shown) instructing that the power supply operation or the energy recovery operation of the electric railway car should be started, was sent to the electric motor control device 100 from an external control device ( not shown). In this situation, the external control device gradually increases the torque command signal T * to a predetermined value at the same time. The torque command signal T * can rise from zero to a predetermined value in approximately one second. In this situation, the motor control device 100 performs the control steps described below.

Процесс переключения со стробирующими сигналами U, V, W, X, Y и Z, предоставленными для инвертора 2, начинается благодаря команде запуска, но даже если коэффициент PMF модуляции меньше, чем первое заданное значение, блок 60 обработки переключения импульсного режима начинает работу, в то же время используя синхронный импульсный режим в качестве начальной установки импульсного режима, несмотря на то, что коэффициент PMF модуляции меньше, чем первое заданное значение. После этого в момент времени, когда коэффициент PMF модуляции увеличился так, чтобы стать равным или больше чем 1,0, блок 60 обработки переключения импульсного режима переключает импульсный режим в одноимпульсный режим. Альтернативно, в момент времени, когда коэффициент PMF модуляции уменьшился так, чтобы стать меньше, чем первое заданное значение, а также, когда выходная частота FINV инвертора становится ниже, чем второе заданное значение, блок 60 обработки переключения импульсного режима переключает импульсный режим в асинхронный импульсный режим.The switching process with the gate signals U, V, W, X, Y, and Z provided for the inverter 2 starts with the start command, but even if the modulation factor PMF is less than the first set value, the pulse mode switching processing unit 60 starts to at the same time using synchronous pulse mode as the initial setting of the pulse mode, despite the fact that the modulation coefficient PMF is less than the first set value. After that, at the time when the modulation coefficient PMF has increased so as to become equal to or greater than 1.0, the pulse mode switching processing unit 60 switches the pulse mode to single-pulse mode. Alternatively, at a time when the modulation coefficient PMF decreases so as to become smaller than the first setpoint, and also when the inverter output frequency FINV becomes lower than the second setpoint, the pulse mode switching processing unit 60 switches the pulse mode to asynchronous pulse mode.

Как пояснено выше, согласно пятому варианту осуществления настоящего изобретения в ситуации, когда инвертор 2 запускается в таком состоянии, где железнодорожный вагон с электроприводом движется по инерции, в то время как выходная частота FINV инвертора, которая является количественным параметром, связанным с выходной частотой инвертора, равна или выше, чем второе заданное значение, блок 60 обработки переключения импульсного режима начинает работу, в то же время используя синхронный импульсный режим в качестве первоначальной установки импульсного режима, так что асинхронный импульсный режим не может быть выбран. В результате, даже в ситуации, когда инвертор 2 запускается, пока выходная частота инвертора находится в диапазоне высоких частот, возможно конфигурировать, от момента времени непосредственно после запуска, число импульсов и позиции импульсов, формирующих структуру выходного напряжения инвертора, таким образом, чтобы соблюдалось равенство между положительным полупериодом и отрицательным полупериодом выходного напряжения инвертора. Таким образом, возможно сохранять положительную/отрицательную симметричность напряжения, приложенного к электродвигателю. Следовательно, возможно получить устройство управления электродвигателем, которое способно устойчивым образом запускать инвертор 2 без повреждения, без возникновения каких-либо колебаний тока или пульсаций крутящего момента в электродвигателе.As explained above, according to the fifth embodiment of the present invention, in the case where the inverter 2 is started in a state where the electric railway carriage is driven by inertia, while the output frequency FINV of the inverter, which is a quantitative parameter associated with the output frequency of the inverter, equal to or higher than the second predetermined value, the pulse mode switching processing unit 60 starts operation, while using the synchronous pulse mode as the initial setting of imp lsnogo mode, so that the asynchronous pulse mode can not be selected. As a result, even in a situation where the inverter 2 starts up while the inverter output frequency is in the high frequency range, it is possible to configure, from the point in time immediately after the start, the number of pulses and the position of the pulses forming the structure of the inverter output voltage, so that the equality between the positive half cycle and the negative half cycle of the inverter output voltage. Thus, it is possible to maintain the positive / negative symmetry of the voltage applied to the motor. Therefore, it is possible to obtain a motor control device that is capable of stably starting the inverter 2 without damage, without causing any current fluctuations or torque ripples in the electric motor.

В некоторых частях описания первого-пятого вариантов осуществления настоящее изобретение поясняется с помощью ситуации, когда железнодорожный вагон с электроприводом выполняет операцию подачи электропитания в качестве примера. Однако на основе той же самой идеи можно применять настоящее изобретение даже в ситуации, когда железнодорожный вагон с электроприводом понижает скорость, в то же время используя рекуперативное торможение.In some parts of the description of the first to fifth embodiments, the present invention is explained using a situation where an electric railway carriage performs an electric power supply operation as an example. However, on the basis of the same idea, the present invention can be applied even in a situation where an electric railway car reduces speed while using regenerative braking.

Дополнительно, настоящее изобретение было пояснено с помощью устройства управления электродвигателем, которое управляет синхронным электродвигателем с постоянными магнитами в качестве примера. Однако возможно применять настоящее изобретение к устройству управления электродвигателем, которое приводит в действие и управляет другими типами электродвигателей. Кроме того, хотя настоящее изобретение было пояснено с помощью конфигурации с трехфазным переменным током в качестве примера, возможно применять настоящее изобретение к другим конфигурациям.Additionally, the present invention has been explained with an electric motor control device that controls a permanent magnet synchronous electric motor as an example. However, it is possible to apply the present invention to an electric motor control device that drives and controls other types of electric motors. In addition, although the present invention has been explained with a three-phase alternating current configuration as an example, it is possible to apply the present invention to other configurations.

Конфигурации, которые описаны в примерных вариантах осуществления выше, являются примерами настоящего изобретения. Разумеется, можно объединять настоящее изобретение с другими широко известными способами. Также возможно применять модификации к настоящему изобретению, например, опуская одну или более его частей, без отступления от сути настоящего изобретения.The configurations that are described in the exemplary embodiments above are examples of the present invention. Of course, the present invention can be combined with other widely known methods. It is also possible to apply modifications to the present invention, for example, omitting one or more of its parts, without departing from the essence of the present invention.

Кроме того, в настоящем описании настоящее изобретение поясняется с допущением того, что оно применяется к устройству управления электродвигателем, используемым для приведения в движение железнодорожного вагона с электроприводом. Однако области, к которым настоящее изобретение может быть применено, не ограничиваются этим примером. Разумеется, можно применять настоящее изобретение к другим различным связанным областям, таким как электромобили, погрузчики и т.п.In addition, in the present description, the present invention is explained with the assumption that it is applied to an electric motor control device used to drive an electric railway car. However, the areas to which the present invention can be applied are not limited to this example. Of course, the present invention can be applied to various other related fields, such as electric cars, forklifts, and the like.

ПРОМЫШЛЕННАЯ ПРИМЕНИМОСТЬINDUSTRIAL APPLICABILITY

Как пояснено выше, устройство управления электродвигателем согласно аспекту настоящего изобретения полезно в качестве устройства управления электродвигателем, которое управляет синхронным электродвигателем с постоянными магнитами.As explained above, a motor control device according to an aspect of the present invention is useful as a motor control device that controls a permanent magnet synchronous motor.

ПОЯСНЕНИЯ К БУКВЕННЫМ ИЛИ ЧИСЛОВЫМ ССЫЛКАМEXPLANATIONS TO LITERAL OR NUMERICAL LINKS

1: конденсатор1: capacitor

2: инвертор2: inverter

3, 4, 5: датчик тока3, 4, 5: current sensor

8: датчик напряжения8: voltage sensor

10: блок формирования командного сигнала тока10: current command signal generating unit

11: блок формирования командного сигнала базового тока d-оси11: d-axis base current command signal generating unit

20: блок управления током d-оси20: d-axis current control unit

21: вычислитель развязки q-оси21: q-axis isolation calculator

22: вычислитель развязки d-оси22: d-axis isolation calculator

23: блок управления током q-оси23: q-axis current control unit

30: вычислитель коэффициента модуляции30: modulation factor calculator

40: вычислитель угла управления фазы40: phase angle calculator

50: блок формирования командного сигнала напряжения/PWM50: voltage command signal generating unit / PWM

53: умножитель53: multiplier

54: таблица регулируемого коэффициента усиления54: adjustable gain table

55: вычислитель командного сигнала напряжения55: voltage command calculator

57: блок формирования асинхронного несущего сигнала57: asynchronous carrier signal generating unit

58: блок формирования синхронного трехимпульсного несущего сигнала58: block synchronous three-pulse carrier signal

59: переключатель59: switch

60: блок обработки переключения импульсного режима60: pulse switching processing unit

61-63: компаратор61-63: comparator

64-66: инвертирующая схема64-66: inverting circuit

70: вычислитель угловой частоты инвертора70: inverter angular frequency calculator

90: блок преобразования трехфазных координат dq-осей90: three-phase coordinate transformation block of dq axes

95: вычислитель угла опорной фазы95: reference phase angle calculator

100: устройство управления электродвигателем.100: motor control device.

Claims

1. An electric motor control device (100) for controlling an alternating current electric motor by outputting a pulse width modulation signal to a switching element included in an inverter (2) that is connected to a direct current power source (1) and configured to provide alternating current having an arbitrary frequency and arbitrary voltage to an AC electric motor, comprising: a pulse mode control unit (60), which is configured to selectively switch between multiple a set of pulse modes, each of which can serve as an output sample of a pulse-width modulation signal, while many pulse modes include a synchronous pulse mode, an asynchronous pulse mode, and a single-pulse mode, while said block (60) for controlling the pulse mode the ability to switch between synchronous pulse mode and asynchronous pulse mode based on a quantitative parameter associated with the amplitude of the output voltage of the inverter (2), and the number parameter associated with the output frequency of the inverter (2), the said control unit (60) of the pulse mode is configured to switch from an asynchronous pulse mode to a synchronous pulse mode in a situation where the quantitative parameter associated with the amplitude of the output voltage of the inverter (2) becomes equal to or greater than the first setpoint, or in a situation where the quantitative parameter associated with the output frequency of the inverter (2) becomes equal to or greater than the second setpoint, and said block (60) the control of the pulse mode is made with the possibility of switching from a synchronous pulse mode to an asynchronous pulse mode in a situation where the quantitative parameter associated with the amplitude of the output voltage of the inverter (2) becomes less than the first set value, as well as in a situation where the quantitative the parameter associated with the output frequency of the inverter (2) becomes less than the second setpoint.

2. The motor control device (100) according to claim 1, in which the pulse mode control unit (60) is configured to switch from a synchronous pulse mode to a single pulse mode in a situation where a quantitative parameter associated with the amplitude of the inverter output voltage (2), becomes equal to or greater than the third predetermined value, which is greater than the first predetermined value, wherein said pulse mode control unit (60) is configured to switch from a single pulse mode to a synchronous impulse pulse mode in a situation where the quantitative parameter associated with the amplitude of the output voltage of the inverter (2) becomes less than the third preset value.

3. The motor control device (100) according to claim 1 or 2, wherein the second predetermined value is set so that a number indicating how many pulses are included in the half-cycle of the main sine wave of the inverter output voltage (2) is 8 or more.

4. The device (100) for controlling an electric motor according to claim 1, which is installed in a railway carriage with an electric drive, while for starting an inverter (2), which is stopped while the railway carriage with an electric drive is going downhill, in a situation where the quantitative parameter associated with an inverter output frequency (2) equal to or greater than the second predetermined value, the motor control device (100) is configured to perform a control step that uses a synchronous pulse mode as then initial setting pulse modes.

5. An electric motor control device (100) for controlling an alternating current electric motor by outputting a pulse width modulation signal to a switching element included in an inverter (2) that is connected to a direct current power source (1) and configured to provide alternating current having an arbitrary frequency and arbitrary voltage to an alternating current electric motor, comprising: a pulse mode control unit (60) configured to selectively switch between multiple of pulse modes, each of which can serve as an output sample of a pulse-width modulation signal, and a plurality of pulse modes includes a synchronous pulse mode, an asynchronous pulse mode, and a single-pulse mode, wherein said block (60) for controlling the pulse mode with the ability to switch between synchronous pulse mode and asynchronous pulse mode based on a quantitative parameter associated with the amplitude of the output voltage of the inverter (2), and quantitatively of a parameter based on a number indicating how many pulses are included in the half-cycle of the main sine wave of the inverter output voltage (2), said pulse mode control unit (60) configured to switch from an asynchronous pulse mode to a synchronous pulse mode in a situation where a quantitative parameter associated with the amplitude of the inverter output voltage (2) becomes equal to or greater than the first predetermined value, or in a situation where a quantitative parameter based on a number indicating , how many pulses are turned on, becomes less than the second preset value, and the said pulse mode control unit (60), configured to switch from a synchronous pulse mode to an asynchronous pulse mode in a situation where a quantitative parameter associated with the amplitude of the inverter output voltage (2 ), becomes less than the first preset value, and also when a quantitative parameter based on a number indicating how many pulses are turned on, becomes equal to or greater than the second preset value of.

6. The motor control device (100) according to claim 5, in which a quantitative parameter based on a number indicating how many pulses are turned on is the number itself indicating how many pulses are included in the half-period of the main inverter output voltage sine wave (2), and the second The setpoint is 8 or more.

7. An electric motor control device (100) for controlling an alternating current electric motor by outputting a pulse width modulation signal to a switching element included in an inverter (2) that is connected to a direct current power source (1) and configured to provide alternating current having an arbitrary frequency and arbitrary voltage to an alternating current electric motor, comprising: a pulse mode control unit (60) configured to selectively switch between multiple of pulse modes, each of which can serve as an output sample of a pulse-width modulation signal, and a plurality of pulse modes includes a synchronous pulse mode, an asynchronous pulse mode, and a single-pulse mode, wherein said block (60) for controlling the pulse mode the ability to switch between synchronous pulse mode and asynchronous pulse mode based on a quantitative parameter associated with the amplitude of the output voltage of the inverter (2) and torque or a torque command signal which is issued AC motor.

8. The motor control device (100) according to claim 7, in which the pulse mode control unit (60) is configured to switch from an asynchronous pulse mode to a synchronous pulse mode in a situation where a quantitative parameter associated with the amplitude of the inverter output voltage (2) , becomes equal to or greater than the first predetermined value, which is set according to the torque that is issued by the alternating current electric motor, while said pulse control unit (60) is configured to the ability to switch from synchronous pulse mode to asynchronous pulse mode in a situation where the quantitative parameter associated with the amplitude of the output voltage of the inverter (2) becomes less than the first set value, which is set according to the torque that is issued by the alternating current electric motor.

9. The motor control device (100) of claim 8, wherein the first predetermined value is set to a larger value when the torque that is outputted by the AC motor is large, while the first preset value is set to a lower value when the torque that is issued AC motor is small.

10. The motor control device (100) according to claim 9, in which the first predetermined value is set in such a way that the number indicating how many pulses are included in the half-cycle of the main sine wave of the inverter output voltage is equal to or greater than a predetermined value.

11. The motor control device (100) of claim 10, wherein the predetermined value is 8.

12. An electric motor control device (100) for controlling an alternating current electric motor by outputting a pulse width modulation signal to a switching element included in an inverter (2) that is connected to a direct current power source (1) and configured to provide alternating current having an arbitrary frequency and arbitrary voltage to an alternating current electric motor, comprising: a pulse mode control unit (60) configured to selectively switch between multiple pulse modes, each of which can serve as an output sample of a pulse-width modulation signal, while many pulse modes include a synchronous pulse mode, an asynchronous pulse mode and a single-pulse mode, while stopping the inverter (2) during operation of the inverter (2) in a single-pulse mode, the motor control device (100) is configured to perform the control steps in the following order: single-pulse mode, synchronous pulse mode and shutdown process, and inverter.

13. The motor control device (100) according to claim 12, wherein, for stopping the inverter (2) during operation of the inverter (2) in a synchronous pulse mode, the motor control device (100) is configured to perform control steps in the following order: synchronous pulse mode and inverter shutdown process.