RU2395895C1

RU2395895C1 - Device for vector control of ac electric motor

Info

Publication number: RU2395895C1
Application number: RU2009111257/09A
Authority: RU
Inventors: Хидетоси КИТАНАКА (JP); Хидетоси КИТАНАКА
Original assignee: Мицубиси Электрик Корпорэйшн
Priority date: 2006-08-29
Filing date: 2006-08-29
Publication date: 2010-07-27
Also published as: RU2395895C9

Abstract

FIELD: electricity. ^ SUBSTANCE: device for vector control for AC electric motor comprises damping controller, which automatically calculates optimal working value of damping and does not require establishment of any amplification ratio. Device for vector control comprises controller (30) of vector for control of AC electric motor vector (6) in compliance with current command or torque command, and controller (40) of damping for calculation of working value of damping to suppress changes of voltage in Efc capacitor. Controller (40) of damping calculates extent of Efc capacitor voltage, operates current command or torque command of vector controller (30) on the basis of working value of damping, which complies with specified extent of variation, and controls reverse converter (4) so that current passing through reverse converter varies so that is suppresses change caused by change in voltage of Efc capacitor. ^ EFFECT: simplified control system for suppression of electric oscillations in circuit of LC-filter. ^ 5 cl, 11 dwg

Description

Область техники, к которой относятся изобретениеFIELD OF THE INVENTION

Настоящее изобретение относится к устройству управления вектором для электродвигателя переменного тока, в котором выполняют управление вектором электродвигателя переменного тока.The present invention relates to a vector control device for an alternating current motor, in which the vector control of the alternating current motor is performed.

Уровень техникиState of the art

Технология управления вектором электродвигателя переменного тока с использованием обратного преобразователя нашла широкое применение в промышленности. Ее также широко используют на электрифицированных железных дорогах. Известно, что, когда указанную выше систему применяют на железной дороге с питанием постоянным током, возникают электрические колебания в цепи LC-фильтра, содержащей дроссель и конденсатор для поглощения гармонических колебаний высоких порядков, которые возникают на стороне источника питания постоянного тока обратного преобразователя, при этом происходят колебания напряжения на обоих выводах конденсатора (напряжение конденсатора) и дестабилизация управления электродвигателем. Способ управления демпфированием для подавления этих колебаний раскрыт в непатентном документе 1 и непатентном документе 2.The technology of vector control of an AC motor using an inverter has been widely used in industry. It is also widely used on electrified railways. It is known that when the above system is used on a DC-powered railway, electrical oscillations occur in the LC filter circuit containing a choke and capacitor to absorb high-order harmonic oscillations that occur on the side of the DC power supply of the inverter, voltage fluctuations occur at both terminals of the capacitor (capacitor voltage) and destabilization of the motor control. A damping control method for suppressing these fluctuations is disclosed in Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2.

Непатентный документ 1: Akira Kimura и др., "Study on the Stabilization of Control System for Induction Motor Driving Roiling Stock", Magazine О of articles of Institute of Electrical Engineers, Volume 110, No.3, pp. 291-300 in 1990.Non-Patent Document 1: Akira Kimura et al., "Study on the Stabilization of Control System for Induction Motor Driving Roiling Stock", Magazine About of articles of Institute of Electrical Engineers, Volume 110, No.3, pp. 291-300 in 1990.

Непатентный документ 2: Keiichiro Kondo, et al., "Study on the Rotor Flux in Induction Motor in speed Sensorless Control for Railway Vehicle Traction", Materials of Society for Semiconductor Power Conversion, SPC03-100, pр. 69-74 in 2003.Non-Patent Document 2: Keiichiro Kondo, et al., "Study on the Rotor Flux in Induction Motor in speed Sensorless Control for Railway Vehicle Traction", Materials of Society for Semiconductor Power Conversion, SPC03-100, pp. 69-74 in 2003.

В соответствии с непатентными документами 1 и 2 электрические колебания в цепи LC-фильтра подавляют путем добавления контроллера демпфирования для детектирования напряжения конденсатора, выделения компонента колебаний с помощью полосового фильтра (далее - BPF, ПФ) для регулировки фазы, для умножения отрегулированной фазы на коэффициент усиления, для получения величины операции демпфирования, суммирования величины операции демпфирования с командой частоты скольжения (непатентный документ 1) или с командой крутящего момента (непатентный документ 2).In accordance with non-patent documents 1 and 2, electrical oscillations in the LC filter circuit are suppressed by adding a damping controller to detect the capacitor voltage, isolating the oscillation component using a band-pass filter (hereinafter BPF, PF) to adjust the phase, to multiply the adjusted phase by the gain , to obtain the magnitude of the damping operation, to sum the magnitude of the damping operation with the slip frequency command (non-patent document 1) or with the torque command (non-patent document Document 2).

Непатентный документ 1 относится к применению в системе управления электродвигателем, в которой применяют управление частотой скольжения, и непатентный документ 2 относится к применению в системе управления электродвигателем, в которой применяют управление вектором.Non-Patent Document 1 relates to use in a motor control system in which slip frequency control is used, and Non-Patent Document 2 relates to use in a motor control system in which vector control is used.

Раскрытие изобретенияDisclosure of invention

Задача, решаемая изобретениемThe problem solved by the invention

Обычный контроллер демпфирования построен с использованием системы управления, содержащей ПФ и имеющей коэффициент усиления. Что касается установки ПФ, его постоянная может быть установлена так, чтобы компонент резонансной частоты дросселя и конденсатора можно было детектировать без запаздывания по фазе. Однако, что касается установки коэффициента усиления, если он будет значительно ниже оптимального значения, эффект подавления электрических колебаний будет несущественным. Если коэффициент усиления будет чрезмерно высоким, будут постоянно возникать электрические колебания, имеющие более высокую частоту, чем резонансная частота. Поэтому коэффициент усиления должен быть установлен на оптимальное промежуточное значение между этими значениями.A conventional damping controller is constructed using a control system containing a PF and having a gain. As for the installation of the PF, its constant can be set so that the resonant frequency component of the inductor and capacitor can be detected without phase delay. However, with regard to setting the gain, if it is much lower than the optimum value, the effect of suppressing electrical vibrations will be negligible. If the gain is excessively high, electrical vibrations will constantly occur, having a higher frequency than the resonant frequency. Therefore, the gain must be set to the optimal intermediate value between these values.

Однако, как раскрыто в непатентном документе 1, диапазон оптимального коэффициента усиления, который позволяет эффективно подавлять электрические колебания цепи LC-фильтра, для осуществления стабилизации чрезвычайно узок, и его трудно регулировать. В непатентном документе 1 делается попытка анализа системы управления через область частот для расчета оптимальной установки коэффициента усиления. Однако этот процесс расчета является непростым, и при этом все еще требуется выполнять работу по установке рассчитанного коэффициента усиления в системе управления. Кроме того, как раскрыто в непатентном документе 1, в уравнении при обработке расчета используют постоянную электродвигателя, и, таким образом, если тип электродвигателя, который должен быть подключен к обратному преобразователю, изменится, соответствующий коэффициент усиления должен быть рассчитан и установлен снова. Как описано выше, обычная установка коэффициента усиления контроллера демпфирования представляет собой трудоемкую работу.However, as disclosed in Non-Patent Document 1, the optimum gain range that effectively suppresses electrical vibrations of the LC filter circuit is extremely narrow for stabilization and difficult to control. Non-Patent Document 1 attempts to analyze a control system through a frequency domain to calculate an optimal gain setting. However, this calculation process is not simple, and it is still necessary to carry out work on setting the calculated gain in the control system. In addition, as disclosed in Non-Patent Document 1, an electric motor constant is used in the calculation processing equation, and thus, if the type of electric motor to be connected to the inverter changes, the corresponding gain must be calculated and set again. As described above, the usual setting of the gain of the damping controller is a laborious job.

Настоящее изобретение выполнено для решения описанной выше проблемы, и оно направлено на создание устройства управления вектором для электродвигателя переменного тока, которое позволяет упростить работу по регулировке системы управления для подавления электрических колебаний в цепи LC-фильтра.The present invention is made to solve the above problem, and it is directed to a vector control device for an alternating current motor, which simplifies the adjustment of the control system to suppress electrical oscillations in the LC filter circuit.

Средство решения проблемыProblem Solver

В соответствия с настоящим изобретением устройство управления вектором для электродвигателя переменного тока, которое имеет цепь LC-фильтра, состоящую из дросселя и конденсатора, на стороне источника питания постоянного тока, и обратный преобразователь, преобразующий напряжение на конденсаторе (напряжение конденсатора) в переменное напряжение, имеющее любую частоту, содержит контроллер вектора для управления вектором электродвигателя переменного тока в соответствии с командой тока или командой крутящего момента, и контроллер демпфирования для расчета рабочей величины демпфирования, для подавления изменения напряжения конденсатора, при этом контроллер демпфирования рассчитывает степень изменения напряжения конденсатора, оперирует командой тока или командой крутящего момента контроллера вектора на основе рабочей величины демпфирования, соответствующей степени изменения, и управляет обратным преобразователем таким образом, что ток, протекающий через обратный преобразователь, изменяется таким образом, что происходит подавление изменений напряжения конденсатора.In accordance with the present invention, a vector control device for an alternating current electric motor, which has an LC filter circuit consisting of a choke and a capacitor, on the side of a direct current power supply, and an inverter converting the voltage across the capacitor (capacitor voltage) to alternating voltage having any frequency, contains a vector controller for controlling the vector of the AC motor in accordance with the current command or torque command, and a damping controller to calculate the working value of the damping, to suppress changes in the voltage of the capacitor, while the damping controller calculates the degree of change in the voltage of the capacitor, operates with a current command or a torque command of the vector controller based on the working value of the damping corresponding to the degree of change, and controls the inverter so that the current flowing through the inverter changes so that there is a suppression of changes in the voltage of the condensate a.

Эффект изобретенияEffect of the invention

В соответствии с устройством управления вектором для электродвигателя переменного тока согласно настоящему изобретению может быть упрощена работа по регулировке системы управления для подавления электрических колебаний в цепи LC-фильтра.According to the vector control device for an AC motor according to the present invention, the adjustment of the control system for suppressing electrical vibrations in the LC filter circuit can be simplified.

Краткое описание чертежейBrief Description of the Drawings

На фиг.1 показана блок-схема, представляющая собой конструкцию устройства управления вектором для электродвигателя переменного тока в соответствии с первым вариантом осуществления настоящего изобретения.1 is a block diagram showing a structure of a vector control device for an alternating current motor in accordance with a first embodiment of the present invention.

На фиг.2 показана схема, представляющая собой схему, в которой управляемый обратный преобразователь постоянной мощности подключен к LC-фильтру, соединенному с источником питания постоянного тока.Figure 2 shows a diagram representing a circuit in which a controlled constant power inverter is connected to an LC filter connected to a DC power source.

На фиг.3 показана блок-схема, представляющая собой функцию передачи системы по фиг.2.Figure 3 shows a block diagram representing a transmission function of the system of figure 2.

На фиг.4 показана схема, в которой нагрузка, построенная на основе резистора, подключена к LC-фильтру, подключенному к источнику питания постоянного тока.Figure 4 shows a diagram in which a load based on a resistor is connected to an LC filter connected to a DC power source.

На фиг.5 показана схема, представляющая собой блок передаточной функции системы по фиг.4.Figure 5 shows a diagram representing a block of the transfer function of the system of figure 4.

На фиг.6 показана схема, представляющая собой взаимозависимость сигналов соответствующих частей контроллера демпфирования в соответствии с первым вариантом осуществления настоящего изобретения.FIG. 6 is a diagram showing the interdependence of signals of respective parts of a damping controller according to a first embodiment of the present invention.

На фиг.7 показана схема, представляющая собой результат имитации работы устройства управления вектором для электродвигателя переменного тока в первом варианте осуществления настоящего изобретения.7 shows a diagram representing the result of a simulation of the operation of a vector control device for an alternating current motor in a first embodiment of the present invention.

Номера позицийItem Numbers

1 - источник питания постоянного тока1 - DC power supply

2 - дроссель2 - throttle

3 - конденсатор3 - capacitor

4 - обратный преобразователь4 - inverter

5а-5с - детектор тока5a-5c - current detector

6 - электродвигатель переменного тока6 - AC motor

7 - детектор скорости7 - speed detector

8 - генератор команды тока оси q8 - q axis current command generator

9 - генератор команды тока оси d9 - d-axis current command generator

10, 11 - вычитатель10, 11 - subtractor

12 - контроллер тока оси q12 - q axis current controller

13 - контроллер тока оси d13 - current controller axis d

14 - калькулятор напряжения без помех14 - voltage calculator without interference

17, 18 - сумматор17, 18 - adder

19 - генератор команды частоты скольжения19 - slip frequency command generator

20 - интегратор20 - integrator

21 - интегратор21 - integrator

22 - модуль преобразования координат по осям dq в трехфазные координаты22 - module converting coordinates along the dq axes into three-phase coordinates

23 - модуль преобразования трехфазных координат в координаты по осям dq23 - module converting three-phase coordinates into coordinates along the dq axes

24 - умножитель24 - multiplier

30 - контроллер вектора30 - vector controller

40 - контроллер демпфирования40 - damping controller

41 - фильтр высокой частоты41 - high-pass filter

42 - фильтр низкой частоты42 - low pass filter

43 - фильтр низкой частоты43 - low pass filter

44 - сумматор44 - adder

45 - делитель45 - divider

46 - вычитатель46 - subtractor

47 - переключатель47 - switch

48 - калькулятор квадрата48 - square calculator

49 - ограничитель49 - limiter

50 - устройство управления вектором50 - vector control device

60 - резистор60 - resistor

Подробное описание изобретенияDETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

Первый вариант осуществленияFirst Embodiment

Как показано на фиг.1, основная схема содержит источник 1 постоянного тока, схему LC-фильтра, содержащую дроссель 2 и конденсатор 3, для подавления выбросов тока высоких гармоник на стороне источника питания, и обратный преобразователь 4. предназначенный для преобразования напряжения Efc на конденсаторе 3 (напряжение конденсатора) в переменное напряжение, имеющее любую частоту, с помощью обратного преобразователя 4 и имеющая устройство 50 управления вектором для управления вектором электродвигателя 6 переменного тока.As shown in figure 1, the main circuit contains a direct current source 1, an LC filter circuit containing a choke 2 and a capacitor 3, for suppressing high harmonic current surges on the side of the power supply, and an inverter 4. designed to convert the voltage Efc on the capacitor 3 (capacitor voltage) to an alternating voltage having any frequency using the inverter 4 and having a vector control device 50 for controlling the vector of the AC motor 6.

Устройство 50 управления вектором построено из контроллера 30 вектора и контроллера 40 демпфирования, а сигнал ωr детектора 7 скорости для детектирования частоты вращения электродвигателя 6 переменного тока, сигналы Iu, Iv, Iw детекторов 5а-5с тока для детектирования тока в электродвигателе, и напряжение Efc конденсатора 3 подают в устройство 50 управления вектором.The vector control device 50 is constructed from a vector controller 30 and a damping controller 40, and a signal ωr of a speed detector 7 for detecting a rotational speed of an AC electric motor 6, current signals Iu, Iv, Iw of a current detector 5a-5c for detecting current in a motor, and a capacitor voltage Efc 3 is supplied to the vector control device 50.

Если детекторы тока предусмотрены, по меньшей мере, для двух фаз, оставшуюся фазу можно рассчитать, и, следовательно, может быть принята такая конструкция.If current detectors are provided for at least two phases, the remaining phase can be calculated, and therefore such a design can be adopted.

Кроме того, безсенсорная система управления вектором, в которой частоту вращения электродвигателя 6 переменного тока рассчитывают без использования какого-либо детектора тока, использовалась на практике, и в этом случае детектор 7 скорости не является необходимым.In addition, a sensorless vector control system in which the rotational speed of the AC motor 6 is calculated without using any current detector has been used in practice, in which case the speed detector 7 is not necessary.

Кроме того, ниже будет описан пример конструкции, в которой асинхронный двигатель используют в качестве электродвигателя 6 переменного тока. Однако контроллер 40 демпфирования, раскрытый в данном изобретении, также является полезным, когда в качестве электродвигателя 6 переменного тока используют синхронный электродвигатель.In addition, an example of a design in which an induction motor is used as an AC electric motor 6 will be described below. However, the damping controller 40 disclosed in the present invention is also useful when a synchronous motor is used as the AC electric motor 6.

Ниже будет описана конструкция контроллера 30 вектора.The construction of the vector controller 30 will be described below.

Контроллер 30 вектора выполняет, так называемое, управление вектором, которое состоит в управлении электродвигателем переменного тока во вращающейся системе координат с осями dq, в которой ось, совпадающая с осью вторичного магнитного потока электродвигателя 6 переменного тока, определена как ось d, а ось, ортогональная оси d, определена как ось q.The vector controller 30 performs the so-called vector control, which consists in controlling the AC motor in a rotating coordinate system with the dq axes, in which the axis coinciding with the secondary magnetic flux axis of the AC motor 6 is defined as the d axis, and the axis is orthogonal the d axis, defined as the q axis.

В контроллер 30 вектора вводят базовую команду Tm0* крутящего момента и команду Ф2* вторичную магнитного потока, генерируемые соподчиненным контроллером (не показан), а также ток Iu фазы U, ток Iv фазы V и ток Iw фазы W, детектируемые детекторами 5а-5с тока, и контроллер 30 вектора управляет электродвигателем 6 переменного тока таким образом, что крутящий момент Tm, генерируемый электродвигателем 6 переменного тока, совпадает с командой Tm* крутящего момента, формируемой из базовой команды Tm0* крутящего момента (способ генерирования описан ниже).A basic torque command Tm0 * and a secondary magnetic flux command Ф2 * are generated into the vector controller 30, generated by a subordinate controller (not shown), as well as current Iu of phase U, current Iv of phase V and current Iw of phase W detected by current detectors 5a-5c and the vector controller 30 controls the AC motor 6 in such a way that the torque Tm generated by the AC motor 6 coincides with the torque command Tm * generated from the base torque command Tm0 * (the generation method is described below).

Далее будет описана конструкция каждого функционального блока контроллера 30 вектора.Next, the construction of each functional block of the vector controller 30 will be described.

В генераторе 8 команды тока оси q и в генераторе 9 команды тока оси d команду Id* тока оси d (компонент возбуждения) и команду Iq* тока оси q (компонент крутящего момента) рассчитывают из уравнений (1) и (2) на основе команды Tm* крутящего момента, полученной путем умножения базовой команды Tm0* крутящего момента, вводимой из внешнего контроллера (не показан), на рабочую величину демпфирования DAMPCM (описанную ниже) команды Ф2* вторичного магнитного потока и постоянной цепи электродвигателя 6 переменного тока.In the q axis current command generator 8 and the d axis current command generator 9, the d axis current command Id * of the d axis current (excitation component) and the q axis current command Iq * (torque component) are calculated from equations (1) and (2) based on the command Tm * of the torque obtained by multiplying the basic command Tm0 * of the torque input from an external controller (not shown) by the damping amount DAMPCM (described below) of the F2 * command of the secondary magnetic flux and the constant circuit of the AC motor 6.

L2 в уравнениях (1) и (2) представляет собой вторичную самоиндукцию и представлена как L2=М+l2, где М представляет собой взаимную индуктивность, l2 представляет собой вторичную утечку, s представляет оператор дифференциала, РР представляет количество спаренных полюсов и R2 представляет вторичное сопротивление электродвигателя 6 переменного тока:L2 in equations (1) and (2) is the secondary self-induction and is represented as L2 = M + l2, where M is the mutual inductance, l2 is the secondary leakage, s is the differential operator, PP is the number of paired poles, and R2 is the secondary resistance of the electric motor 6 of alternating current:

В генераторе 19 команды угловой частоты скольжения команду ωs* угловой частоты скольжения, которая должна быть задана для электродвигателя 6 переменного тока, рассчитывают по команде Id* тока по оси d, команде Iq* тока по оси q и постоянной цепи электродвигателя 6 переменного тока в соответствии со следующим уравнением:In the angular slip frequency command generator 19, the angular slip frequency command ωs *, which is to be set for the alternating current electric motor 6, is calculated by the current command Id * along the d axis, the current command Iq * by the q axis and the constant circuit of the alternating current motor 6 in accordance with with the following equation:

Команду ωs* угловой частоты скольжения, рассчитанную по уравнению (3), и угловую частоту ωr вращения, как выход детектора 7 скорости, закрепленного на конце оси электродвигателя 6 переменного тока, суммируют в сумматоре 20 и устанавливают как угловую частоту ω обратного преобразователя, которая должна быть выведена из обратного преобразователя 4. Угловую частоту ω обратного преобразователя интегрируют в интеграторе 21, и результат интегрирования передают как фазный угол θ преобразования координат в модуль 22 преобразования координат по осям dq в трехфазные координаты и в модуль 23 преобразования трехфазных координат в координаты по осям dq.The command ωs * of the angular slip frequency calculated according to equation (3) and the angular frequency ωr of rotation, as the output of the speed detector 7, mounted on the end of the axis of the AC motor 6, are summed in the adder 20 and set as the angular frequency ω of the inverter, which should be derived from the inverter 4. The angular frequency ω of the inverter is integrated in the integrator 21, and the integration result is transmitted as the phase angle θ of the coordinate transformation to the coordinate transformation module 22 along the dq axes into three-phase coordinates and into the module 23 converting three-phase coordinates into coordinates along the dq axes.

В модуле 23 преобразования трехфазных координат в координаты по осям dq ток Iu фазы U, ток Iv фазы V и ток Iw фазы W, детектируемые с помощью детекторов 5а-5с тока, преобразуют в ток Id оси d и ток Iq оси q координат по осям dq, которые рассчитывают по следующему уравнению (4):In the module 23 for converting three-phase coordinates into coordinates along the dq axes, the current Iu of the phase U, the current Iv of the phase V and the current Iw of the phase W detected by the current detectors 5a-5c are converted into the current Id of the d axis and the current Iq of the q axis along the dq axes which are calculated by the following equation (4):

[Уравнение 1][Equation 1]

Вычитатель 10 рассчитывает разность между командой Iq* тока оси q и током Iq оси q и вводит результат в контроллер 12 тока оси q на следующем этапе. Контроллер 12 тока оси q подвергает входное значение пропорционально-интегральному управлению и выводит значение qe компенсации напряжения по оси q.Subtractor 10 calculates the difference between the q-axis current command Iq * and the q-axis current Iq and enters the result into the q-axis current controller 12 in the next step. The q-axis current controller 12 exposes the input value to proportional-integral control and outputs the qe value of the voltage compensation along the q-axis.

Вычитатель 11 рассчитывает разность между командой Id* тока оси d и током Id оси d и вводит результат в контроллер 13 тока оси d на следующем этапе. Контроллер 13 тока оси d подвергает входное значение пропорционально-интегральному усилению и выводит значение de компенсации по оси d.Subtractor 11 calculates the difference between the d-axis current command Id * and the d-axis current Id and enters the result into the d-axis current controller 13 in the next step. The d-axis current controller 13 subjects the input value to a proportional-integral gain and outputs the compensation value de along the d-axis.

Ошибка qe тока оси q и ошибка de тока оси d представлены следующими уравнениями (5) и (6), где s представляет собой оператор дифференциала, K1 представляет коэффициент пропорционального усиления, K2 представляет коэффициент интегрального усиления:The error qe of the current of the q axis and the error de of the current of the d axis are represented by the following equations (5) and (6), where s is the differential operator, K1 is the proportional gain, K2 is the integral gain:

В калькуляторе 14 для вычисления напряжения без помехи прямое напряжение Ed* питания оси d и прямое напряжение Eq* питания оси q рассчитывают из следующих уравнений (7) и (8) на основе команды Id* тока оси d, команды Iq* тока оси q и постоянной цепи электродвигателя 6 переменного тока.In the calculator 14, to calculate the voltage without interference, the forward axis voltage Ed * of the d axis power and the forward axis voltage Eq * of the q axis power are calculated from the following equations (7) and (8) based on the d axis current command Id *, the q axis current command Iq * and DC motor circuit 6 AC.

В уравнении (7) и в уравнении (8) σ представляет собой коэффициент утечки, определенный как σ=1-М²/(L1·L2). L1 представляет собой первичную самоиндукцию электродвигателя, и ее рассчитывают из L1=М+l1. L2 представляет собой вторичную самоиндукцию, и ее рассчитывают как L2=М+l2 (l1 представляет первичную индуктивность утечки, а l2 представляет вторичную индуктивность утечки):In equation (7) and equation (8), σ is the leakage coefficient, defined as σ = 1 − M ² / (L1 · L2). L1 is the primary self-induction of the electric motor, and it is calculated from L1 = M + l1. L2 represents the secondary self-induction, and it is calculated as L2 = M + l2 (l1 represents the primary leakage inductance, and l2 represents the secondary leakage inductance):

В сумматорах 17 и 18 значение qe компенсации напряжения оси q и прямое напряжение Eq* питания оси q суммируют и устанавливают как команду Vq* напряжения оси q, значение de компенсации напряжения оси d и прямое напряжение Ed* питания оси d суммируют и устанавливают как команду Vd* напряжения оси d, и эти значения вводят в модуль 22 преобразования координат по осям dq в трехфазные координаты.In adders 17 and 18, the q-axis voltage compensation value qe and the q-axis supply direct voltage Eq * are summed and set as the Vq * q-axis voltage compensation value de, the d-axis voltage compensation value de and the d-axis voltage forward voltage Ed * * are added and set as the Vd command * d-axis stresses, and these values are entered into the module 22 of the coordinate transformation along the dq axes into three-phase coordinates.

Команда Vq* напряжения оси q и команда Vd* напряжения оси d представляются следующими уравнениями:The q-axis voltage command Vq * and the d-axis voltage command Vd * are represented by the following equations:

Наконец, команды Vu*, Vv* и Vw* трехфазного напряжения формируют из команды Vq* напряжения оси q и команды Vd* напряжения оси d с помощью модуля 22 преобразования координат по осям dq в трехфазные координаты для управления обратным преобразователем 2.Finally, the three-phase voltage commands Vu *, Vv * and Vw * generate the q-axis voltage and the Vd * command of the d-axis voltage from the Vq * command with the help of the module 22 for converting the coordinates along the dq axes into three-phase coordinates to control the inverter 2.

Как описано выше, контроллер 6 вектора выполняет управление вектором, которое суммируется с управлением током через обратную связь таким образом, что ток Iq оси q и ток Id оси d, соответствующие току фактического электродвигателя 6 переменного тока, совпадают с командой Iq* тока оси q и командой Id* тока оси d, рассчитанными из команды Tm* крутящего момента и команды Ф2* вторичного магнитного потока, и электродвигатель 6 переменного тока создает крутящий момент Tm, совпадающий с командой Tm* крутящего момента, и вращается.As described above, the vector controller 6 performs vector control, which is summed with current control through feedback in such a way that the q-axis current Iq and d-axis current Id corresponding to the current of the actual AC motor 6 coincide with the q-axis current command Iq * and with the d-axis current command Id * calculated from the torque command Tm * and the secondary magnetic flux command Ф2 *, and the alternating current motor 6 generates a torque Tm matching the torque command Tm * and rotates.

Такая операция управления в основном аналогична известному управлению вектором, и поэтому подробное описание этой операции не приводится.Such a control operation is basically similar to the known vector control, and therefore, a detailed description of this operation is not provided.

Далее будет описана конструкция контроллера 40 демпфирования как основной части настоящего изобретения.Next, the construction of the damping controller 40 as an essential part of the present invention will be described.

Прежде чем будет описан контроллер 40 демпфирования, показанный на фиг.1, вкратце опишем причину индуцирования электрических колебаний в цепи LC-фильтра и принцип подавления этих электрических колебаний в цепи LС-фильтра, на котором основана конструкция контроллера демпфирования в соответствии с первым вариантом осуществления настоящего изобретения.Before the damping controller 40 shown in FIG. 1 is described, we briefly describe the reason for inducing electrical vibrations in the LC filter circuit and the principle of suppressing these electrical vibrations in the LC filter circuit, on which the design of the damping controller in accordance with the first embodiment of the present inventions.

На фиг.2 показана схема, представляющая собой цепь, в которой обратный преобразователь 4, управляемый с поддержанием постоянной мощности, подключен к LC-фильтру, соединенному с источником 1 питания постоянного тока. На фиг.2 показана схема, представляющая собой упрощенную схему по фиг.1.Figure 2 shows a diagram representing a circuit in which the inverter 4, controlled with constant power, is connected to an LC filter connected to a DC power source 1. Figure 2 shows a diagram representing a simplified diagram of figure 1.

Как показано на фиг.2, цепь LC-фильтра, содержащая дроссель 2 и конденсатор 3, соединена с источником 1 питания постоянного тока, а также обратный преобразователь 4, предназначенный для управления приводом электродвигателя 6 переменного тока, подключен к конденсатору 3. Дроссель 2 содержит индуктивный компонент L и резистивный компонент R. Электростатическая емкость конденсатора 3 представлена как С.As shown in FIG. 2, the LC filter circuit comprising the inductor 2 and the capacitor 3 is connected to a DC power supply 1, and the inverter 4 for controlling the drive of the AC electric motor 6 is connected to the capacitor 3. The inductor 2 contains the inductive component L and the resistive component R. The electrostatic capacitance of the capacitor 3 is represented as C.

Обратным преобразователем 4 управляют так, чтобы выход электродвигателя 6 переменного тока поддерживался постоянным, даже при изменении напряжения Efc конденсатора, то есть получают характеристику постоянной мощности относительно вариаций напряжения Efc конденсатора. Таким образом, обратным преобразователем 4 управляют таким образом, чтобы входная мощность Pinv обратного преобразователя 4 не изменялась, даже при изменении Efc.The inverter 4 is controlled so that the output of the AC motor 6 is kept constant, even when the capacitor voltage Efc changes, that is, a constant power characteristic is obtained with respect to variations in the capacitor voltage Efc. Thus, the inverter 4 is controlled so that the input power Pinv of the inverter 4 does not change, even when Efc is changed.

В построенной таким образом системе по фиг.2 обратный преобразователь 4, который рассматривается со стороны источника 1 питания постоянного тока, имеет характеристику отрицательного сопротивления.In the thus constructed system of FIG. 2, the inverter 4, which is viewed from the side of the DC power supply 1, has a negative resistance characteristic.

Характеристика отрицательного сопротивления представляет собой такую характеристику, что, когда напряжение Efc конденсатора повышается, входной ток Idс обратного преобразователя уменьшается, а когда напряжение Efc конденсатора увеличивается, входной ток Idс обратного преобразователя уменьшается, при этом известно, что нормальное сопротивление (положительное сопротивление) означает, что ток увеличивается при увеличении напряжения, и ток уменьшается при понижении напряжения.The negative resistance characteristic is such that when the capacitor voltage Efc rises, the input current Idc of the inverter decreases, and when the capacitor voltage Efc increases, the input current Idc of the inverter decreases, it is known that normal resistance (positive resistance) means that the current increases with increasing voltage, and the current decreases with decreasing voltage.

Как описано выше, участок постоянного тока системы, показанной на фиг.2, имеет характеристику отрицательного напряжения, и входной ток Idс обратного преобразователя уменьшается при увеличении напряжения Efc конденсатора. Поэтому он работает так, что способствует увеличению напряжения Efc конденсатора. И, наоборот, входной ток Idс обратного преобразователя увеличивается при падении напряжения Efc конденсатора, и, таким образом, он при работе способствует уменьшению напряжения Efc конденсатора. Поэтому торможение не влияет на изменение напряжения Efc конденсатора, электрические колебания цепи LC-фильтра увеличиваются, а напряжение Efc конденсатора постоянно колеблется вблизи резонансной частоты LC-фильтра. Приведенное выше описание представляет собой качественное описание.As described above, the DC portion of the system shown in FIG. 2 has a negative voltage characteristic, and the input current Idc of the inverter decreases as the capacitor voltage Efc increases. Therefore, it works in such a way that it increases the capacitor voltage Efc. Conversely, the input current Idc of the inverter increases when the capacitor voltage Efc drops, and thus, during operation, it reduces the capacitor voltage Efc. Therefore, braking does not affect the change in the capacitor voltage Efc, the electrical oscillations of the LC filter circuit increase, and the capacitor voltage Efc constantly fluctuates near the resonant frequency of the LC filter. The above description is a qualitative description.

Далее явление, описанное выше, будет описано количественно путем определения и оценки функции передачи системы но фиг.2.Next, the phenomenon described above will be described quantitatively by determining and evaluating the transmission function of the system but in FIG.

Вначале, из системы по фиг.2 будет определена функция передачи из постоянного напряжения Es в напряжение Efc конденсатора.First, the transfer function from the direct voltage Es to the capacitor voltage Efc will be determined from the system of FIG.

Как описано выше, обратным преобразователем 4 управляют таким образом, что его выход является фиксированным. В этом случае соотношение между входной мощностью Pinv обратного преобразователя, напряжением Efc конденсатора и входным током Idc обратного преобразователя представляется следующим уравнением (11):As described above, the inverter 4 is controlled so that its output is fixed. In this case, the ratio between the input power Pinv of the inverter, the capacitor voltage Efc and the input current Idc of the inverter is represented by the following equation (11):

[Уравнение 2][Equation 2]

Приведенное выше соотношение является нелинейным, поэтому его линеаризуют. В этом случае, когда рабочие точки представлены как Efc0 и Idc0, в непосредственной близости к этим рабочим точкам выполняется следующее уравнение (12):The above relation is nonlinear, therefore, it is linearized. In this case, when the operating points are represented as Efc0 and Idc0, in the immediate vicinity of these working points, the following equation (12) holds:

[Уравнение 3][Equation 3]

Из фиг.2 и уравнения (12) следует, что блок-схема функции передачи системы, показанная на фиг.2, изменяется так, что она соответствует схеме, показанной на фиг.3.From figure 2 and equation (12) it follows that the block diagram of the transmission function of the system shown in figure 2, is changed so that it corresponds to the scheme shown in figure 3.

Из блок-схемы функции передачи, показанной на фиг.3, функция G(s) передачи с замкнутым контуром от постоянного напряжения Efc до напряжения Es конденсатора представляется следующим уравнением (13):From the block diagram of the transfer function shown in FIG. 3, the closed-loop transfer function G (s) from the constant voltage Efc to the capacitor voltage Es is represented by the following equation (13):

[Уравнение 4][Equation 4]

Для того чтобы сделать эту функцию G(s) передачи стабильной, необходимо, чтобы все полюсы G(s) были отрицательными. То есть необходимо, чтобы все решения характеристического уравнения, показанного в следующем уравнении (14), которое представляет собой знаменатель G(s), были отрицательными:In order to make this transfer function G (s) stable, it is necessary that all poles of G (s) be negative. That is, it is necessary that all solutions of the characteristic equation shown in the following equation (14), which is the denominator of G (s), are negative:

[Уравнение 5][Equation 5]

Если предполагается, что решения приведенного выше уравнения представляют собой α и β, необходимо, чтобы оба эти значения были отрицательными. В соответствии с этим следующие уравнения (15) и (16) могут быть выведены как условие, которое делает G(s) стабильным. Из соотношения между решениями и коэффициентами определяются следующие уравнения (15) и (16):If it is assumed that the solutions of the above equations are α and β, it is necessary that both of these values be negative. In accordance with this, the following equations (15) and (16) can be derived as a condition that makes G (s) stable. From the relationship between the solutions and the coefficients, the following equations (15) and (16) are determined:

[Уравнение 6][Equation 6]

Уравнение (16) не содержит какую-либо полезную информацию, и, следовательно, им можно пренебречь. Уравнение (15) переписывается в виде следующего уравнения (17):Equation (16) does not contain any useful information, and therefore it can be neglected. Equation (15) is rewritten in the form of the following equation (17):

[Уравнение 7][Equation 7]

Из уравнения (17) следует, что, когда уменьшается L, увеличивается С, уменьшается Pinv и увеличивается Efc0, значение R, требуемое для стабилизации системы, может быть уменьшено.It follows from equation (17) that when L decreases, C increases, Pinv decreases and Efc0 increases, the value of R required to stabilize the system can be reduced.

Например, путем подстановки обычных цифровых значений в системе обратного преобразователя для привода электродвигателя, то есть L=12 мГн, С=6600 мкФ, Pinv=1000 кВт и Efc0=1500 В, в уравнение (17) будет получено значение R, которое может стабилизировать систему как удовлетворяющее условию R>0,8 Ом.For example, by substituting the usual digital values in the inverter system for the electric motor drive, that is, L = 12 mH, C = 6600 μF, Pinv = 1000 kW and Efc0 = 1500 V, R will be obtained in equation (17), which can stabilize system as satisfying the condition R> 0.8 Ohm.

Однако резистивный компонент, присутствующий на стороне постоянного тока, равен приблизительно нескольким десятым мОм, которые представляют собой мгновенное значение, и при этом трудно выполнить условие, чтобы соответствующий резистивный компонент удовлетворял уравнению (17), так что система остается нестабильной, и в цепи LC-фильтра возникают колебания.However, the resistive component present on the DC side is approximately several tenths of an ohm, which is an instantaneous value, and it is difficult to satisfy the condition that the corresponding resistive component satisfies equation (17), so that the system remains unstable, and in the LC- filter vibrations occur.

То есть напряжение Efc конденсатора колеблется и отклоняется, если только не будет добавлен резистор, удовлетворяющий уравнению (17), или не будет принудительно выполнена стабилизация.That is, the capacitor voltage Efc fluctuates and deviates, unless a resistor satisfying equation (17) is added or stabilization is forcibly performed.

Фактически добавление резистора приводит к увеличению конструкции устройства и также к увеличению потерь. Поэтому требуется способ принудительного выполнения стабилизации, и конкретные его примеры показаны в непатентном документе 1 и в непатентном документе 2.In fact, the addition of a resistor leads to an increase in the design of the device and also to an increase in losses. Therefore, a method of forcing stabilization is required, and specific examples thereof are shown in Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2.

Случай, когда нагрузка представляет собой резистивную нагрузку (обычно с положительным сопротивлением), будет качественно описан, как и в случае предыдущего описания.The case when the load is a resistive load (usually with a positive resistance) will be qualitatively described, as in the case of the previous description.

На фиг.4 показана схема, представляющая цепь, в которой нагрузка, сформированная резистором 60, подключена к LС-фильтру, подключенному к источнику 1 питания постоянного тока. По сравнению с цепью, показанной на фиг.2, обратный преобразователь 4 и электродвигатель 6 переменного тока заменены резистором 60. Значение сопротивления резистора 60 представлено как R0.4 is a diagram showing a circuit in which a load formed by a resistor 60 is connected to an LC filter connected to a direct current power supply 1. Compared to the circuit shown in FIG. 2, the inverter 4 and the AC motor 6 are replaced by a resistor 60. The resistance value of the resistor 60 is represented as R0.

Блок-схема функции передачи системы, показанной на фиг.4, представлена на фиг.5.A block diagram of the transmission function of the system shown in FIG. 4 is shown in FIG. 5.

Из фиг.5, функция GP(s) передачи с замкнутым контуром от напряжения Es источника 1 постоянного тока до напряжения Efc конденсатора представлена следующим уравнением (18):From FIG. 5, the closed loop transmission function GP (s) from the voltage Es of the DC source 1 to the capacitor voltage Efc is represented by the following equation (18):

[Уравнение 8][Equation 8]

Характеристическое уравнение функции GP(s) передачи с замкнутым контуром, приведенной в уравнении (18), представлено следующим уравнением (19):The characteristic equation of the closed loop transmission function GP (s) given in equation (18) is represented by the following equation (19):

[Уравнение 9][Equation 9]

Поскольку R>0, всегда удовлетворятся условие, что все решения характеристического уравнения, показанного в уравнении (19), будут отрицательными. В соответствии с этим определено, что система будет постоянно стабильной, когда нагрузка образована резистором 60.Since R> 0, the condition is always satisfied that all solutions of the characteristic equation shown in equation (19) will be negative. Accordingly, it is determined that the system will be constantly stable when the load is formed by the resistor 60.

Как описано выше, установлено, что цепь, в которой резистор 60 подключен к LС-фильтру, соединенному с источником 1 питания постоянного тока, является постоянно стабильной. В настоящем изобретении учитывается этот принцип, и оно характеризуется тем, что обратным преобразователем 4 управляют таким образом, что колебательный компонент напряжения Efc конденсатора эквивалентен характеристике, полученной, когда подключен резистор 60.As described above, it has been found that the circuit in which the resistor 60 is connected to an LC filter connected to the DC power supply 1 is constantly stable. The present invention takes this principle into account and is characterized in that the inverter 4 is controlled in such a way that the oscillatory component of the capacitor voltage Efc is equivalent to the characteristic obtained when the resistor 60 is connected.

Характеристика цепи, в которой резистор 60 подключен к выходу LC-фильтра, как показано на фиг.4, будет описана ниже.The circuit characteristic in which the resistor 60 is connected to the output of the LC filter, as shown in FIG. 4, will be described below.

В цепи по фиг.4, если предположить, что ток Idc протекает через резистор 60 при напряжении Efc конденсатора, мощность PR на резисторе 60 будет представлена следующим уравнением:In the circuit of FIG. 4, if it is assumed that the current Idc flows through the resistor 60 at the capacitor voltage Efc, the power PR on the resistor 60 will be represented by the following equation:

Когда напряжение Efc конденсатора изменяется, и оно в n раз больше, чем исходное его значение, ток Idc, протекающий через резистор 60, также увеличивается в n раз. Мощность PRn на резисторе 60 в это время представляется следующим уравнением:When the capacitor voltage Efc changes, and it is n times larger than its original value, the current Idc flowing through the resistor 60 also increases n times. The power PRn at resistor 60 at this time is represented by the following equation:

То есть мощность PRn, выделяемая в резисторе 60, пропорциональна квадрату скорости изменения напряжения Efc конденсатора. Таким образом, управляя обратным преобразователем 4, чтобы выполнялось уравнение (21), обратный преобразователь 4 может работать так, что он будет иметь характеристику положительного сопротивления при изменении напряжения Efc конденсатора.That is, the power PRn released in the resistor 60 is proportional to the square of the rate of change of the capacitor voltage Efc. Thus, by controlling the inverter 4 so that equation (21) is satisfied, the inverter 4 can operate so that it will have a characteristic of positive resistance when the capacitor voltage Efc changes.

Выход электродвигателя 6 переменного тока представляется частотой FM вращения электродвигателя 6 переменного тока, умноженной на выходной крутящий момент Tm, и он равен входной мощности Pinv обратного преобразователя 4, если пренебречь потерями. Поэтому выполняется следующее уравнение:The output of the AC motor 6 is represented by the frequency FM of the rotation of the AC motor 6 multiplied by the output torque Tm, and it is equal to the input power Pinv of the inverter 4, if we neglect the losses. Therefore, the following equation holds:

Для того чтобы обеспечить возможность работы обратного преобразователя 4, таким образом, чтобы он имел характеристику положительного сопротивления при изменении напряжения Efc конденсатора, требуется, чтобы мощность Pinvn, когда напряжение Efc конденсатора увеличивается в n раз, удовлетворяла следующему уравнению (23), как и в случае уравнения (21):In order to enable the inverter 4 to operate in such a way that it has a characteristic of positive resistance when the capacitor voltage Efc changes, it is necessary that the power Pinvn, when the capacitor voltage Efc increases n times, satisfy the following equation (23), as in case of equation (21):

Здесь частота FM вращения электродвигателя 6 переменного тока представляет собой величину, изменяющуюся в соответствии со скоростью электрического транспортного средства. С другой стороны, резонансная частота цепи LC-фильтра, обрабатываемая контроллером 40 демпфирования, равна от 10 до 20 Гц, и если ее преобразовать в период, это соответствует периоду времени от 50 до 100 мс. В соответствии с этим период колебаний цепи LC-фильтра рассматривается как достаточно короткий относительно изменения скорости электрического транспортного средства. Поэтому, когда рассматривается конструкция контроллера 40 демпфирования, не возникает проблемы, даже если скорость FM вращения электродвигателя 6 переменного тока является фиксированной.Here, the FM frequency of rotation of the AC electric motor 6 is a value that varies in accordance with the speed of the electric vehicle. On the other hand, the resonant frequency of the LC filter circuit processed by the damping controller 40 is 10 to 20 Hz, and if converted to a period, this corresponds to a time period of 50 to 100 ms. In accordance with this, the period of oscillation of the LC filter circuit is considered as sufficiently short relative to the change in the speed of the electric vehicle. Therefore, when considering the design of the damping controller 40, there is no problem even if the rotation speed FM of the AC motor 6 is fixed.

Таким образом, если управление применяют так, что крутящий момент Tm электродвигателя 6 переменного тока увеличивается в n² раз, когда напряжение Efc конденсатора увеличивается в n раз, входная мощность Pinv обратного преобразователя может изменяться пропорционально квадрату степени изменения напряжения Efc конденсатора.Thus, if control is applied such that the torque Tm of the AC motor 6 increases by a factor of n ² when the capacitor voltage Efc increases by a factor of n, the input power Pinv of the inverter can vary in proportion to the square of the degree of variation of the capacitor voltage Efc.

Таким образом, команда Tm* крутящего момента может быть умножена на квадрат степени изменения напряжения Efc конденсатора. В соответствии с этим для описанной выше операции, обратный преобразователь 4 имеет характеристику положительного сопротивления в отношении к компоненту изменения напряжения Efc конденсатора, и электрические колебания цепи LС-фильтра могут подавляться, так что система может быть стабилизирована.Thus, the torque command Tm * can be multiplied by the square of the degree of variation of the capacitor voltage Efc. Accordingly, for the operation described above, the inverter 4 has a positive resistance characteristic with respect to the component of the voltage variation Efc of the capacitor, and the electrical vibrations of the LC filter circuit can be suppressed so that the system can be stabilized.

Далее, со ссылкой на фиг.1 и 6 будет описана конкретная конструкция для способа, описанного выше.Next, a specific structure for the method described above will be described with reference to FIGS. 1 and 6.

На фиг.6 показана схема, представляющая взаимозависимость сигналов в контроллере 40 демпфирования в соответствии с первым вариантом осуществления.6 is a diagram showing signal interdependence in a damping controller 40 in accordance with a first embodiment.

Напряжение Efc конденсатора 3 вводят в контроллер 40 демпфирования и разветвляют на две системы. Что касается одной из систем, ненужные высокочастотные компоненты и ненужные низкочастотные компоненты обрезают с помощью фильтра 41 высокой частоты (ниже называется HPF, ФВЧ) и фильтра 43 низкой частоты (ниже называется LPF, ФНЧ) и рассчитывают компонент Efca колебаний только в области вокруг резонансной частоты цепи LC-фильтра. Например, как показано на фиг.6А, когда напряжение Efc конденсатора колеблется между 1650 и 1350 В вокруг значения 1500 В, Efca становится сигналом, который изменяется с той же фазой, что и компонент колебаний напряжения Efc конденсатора, в диапазоне от +150 до -150 В. Что касается другой системы, только компонент постоянного тока выделяют с помощью ФНЧ 42 и устанавливают его как компонент Efcd постоянного тока.The voltage Efc of the capacitor 3 is introduced into the damping controller 40 and branched into two systems. As for one of the systems, unnecessary high-frequency components and unnecessary low-frequency components are cut off using a high-pass filter 41 (hereinafter referred to as HPF, HPF) and a low-pass filter 43 (hereinafter referred to as LPF, low-pass filter) and the oscillation component Efca is calculated only in the region around the resonant frequency LC filter circuit. For example, as shown in FIG. 6A, when the capacitor voltage Efc fluctuates between 1650 and 1350 V around a value of 1500 V, Efca becomes a signal that changes with the same phase as the oscillation component of the capacitor voltage Efc, in the range from +150 to - 150 V. As for the other system, only the DC component is isolated by the low-pass filter 42 and set as the DC component Efcd.

ФВЧ 41, ФНЧ 42 и ФНЧ 43 представляют собой первичные фильтры, каждый из которых построен с использованием первичного элемента задержки, и их конструкция хорошо известна и, таким образом, ее описание здесь не приведено. Конечно, могут использоваться вторичные фильтры или фильтры более высокого порядка, однако, конструкция фильтра при этом усложняется.The high-pass filter 41, the low-pass filter 42 and the low-pass filter 43 are primary filters, each of which is constructed using a primary delay element, and their design is well known and, therefore, its description is not given here. Of course, secondary filters or higher-order filters can be used, however, the design of the filter is complicated.

Далее будет описана работа ФВЧ 41, ФНЧ 43.Next, the operation of the high-pass filter 41, the low-pass filter 43 will be described.

Причина, по которой требуется ФНЧ 43, состоит в том, чтобы удалять высокочастотные компоненты, которые содержатся в напряжении Efc конденсатора, и представляют собой помехи для системы управления. Однако нижний предел высокочастотных компонентов, которые требуется удалить, равен нескольким сотням Гц, и он приближается к полосе резонансных частот LC-фильтра (обычно, приблизительно 10-20 Гц), которая представляет собой цель управления демпфированием. Поэтому, если высокочастотные компоненты будут удалены, используя только ФНЧ 43, это повлияет на компонент резонансной частоты LC-фильтра, который содержится в компоненте Efca колебаний, и приведет к задержке фазы. Поэтому такой подход не является предпочтительным.The reason why the low-pass filter 43 is required is to remove the high-frequency components that are contained in the capacitor voltage Efc and interfere with the control system. However, the lower limit of the high-frequency components to be removed is several hundred Hz, and it approaches the resonant frequency band of the LC filter (usually about 10-20 Hz), which is the goal of damping control. Therefore, if the high-frequency components are removed using only the low-pass filter 43, this will affect the resonant frequency component of the LC filter, which is contained in the oscillation component Efca, and will lead to a phase delay. Therefore, this approach is not preferred.

Поэтому последовательно добавляют ФВЧ 41 и комбинируют с ФНЧ 43 для построения фильтра, в результате чего задержка фазы компонента резонансной частоты LC-фильтра, содержащегося в компоненте Efca колебаний, может быть улучшена при обеспечении той же характеристики удаления компонента высокой частоты, как и в случае, когда используется исключительно ФНЧ 43. Что касается характеристик ФВЧ 41 и ФНЧ 43, желательно, чтобы частота, на которой коэффициент усиления равен 1, соответствовала частоте колебаний LC-фильтра (10-20 Гц).Therefore, a high-pass filter 41 is added in series and combined with a low-pass filter 43 to construct a filter, as a result of which the phase delay of the resonant frequency component of the LC filter contained in the oscillation component Efca can be improved while providing the same high frequency component removal characteristic as in the case when only the low-pass filter 43 is used. With regard to the characteristics of the high-pass filter 41 and the low-pass filter 43, it is desirable that the frequency at which the gain is 1 corresponds to the oscillation frequency of the LC filter (10-20 Hz).

Компонент Efca колебаний, рассчитанный, как описано выше, суммируют с компонентом Efcd постоянного тока в сумматоре 44. Результат суммирования фильтруют и затем устанавливают как напряжение Efcad конденсатора (фиг.6C).The oscillation component Efca calculated as described above is summed with the direct current component Efcd in the adder 44. The result of the summation is filtered and then set as the capacitor voltage Efcad (FIG. 6C).

Кроме того, после фильтрации напряжение Efcad конденсатора разделяют с помощью компонента Efcd постоянного тока в делителе 45 для расчета степени Efcfp изменения напряжения Efc конденсатора. Efcfp непосредственно подают в калькулятор 48 для вычисления квадрата, когда электродвигатель 6 переменного тока работает в режиме движения с потреблением энергии.In addition, after filtering, the capacitor voltage Efcad is separated by the DC component Efcd in the divider 45 to calculate the degree of variation Efcfp of the capacitor voltage Efcd. Efcfp is directly fed to the calculator 48 to calculate the square when the AC motor 6 is operating in a power consumption driving mode.

Когда электродвигатель 6 переменного тока работает в режиме регенерации, инвертированный сигнал Efcfn работы в режиме регенерации, полученный путем вычитания степени Efcfp изменения напряжения Efc конденсатора из 2 в вычитателе 46, выбирают с помощью переключателя 47 и вводят в калькулятор 48 для вычисления квадрата. Это связано с тем, что направление мощности, когда электродвигатель 6 переменного тока работает в режиме регенерации, противоположно направлению, когда электродвигатель 6 переменного тока работает в режиме движения с потреблением энергии, и, таким образом, требуется операция уменьшения регенерируемой электроэнергии, когда напряжение Efc конденсатора повышается, и увеличения регенерируемой электроэнергии, когда напряжение Efc конденсатора понижается. Инвертированный сигнал Efcfn работы в режиме регенерации представляет собой сигнал, который получают путем инверсии фазы степени Efcfp изменения напряжения Efc конденсатора (фиг.6D).When the AC motor 6 is in regeneration mode, the inverted regeneration mode signal Efcfn obtained by subtracting the degree of variation of the voltage Efcfp of the capacitor Efc from 2 in the subtractor 46 is selected with the switch 47 and input to the calculator 48 to calculate the square. This is because the direction of power when the AC motor 6 is in regeneration mode is opposite to the direction when the AC motor 6 is in motion mode with energy consumption, and thus, the operation of reducing the regenerated electricity when the capacitor voltage Efc is required rises, and increases the regenerated electricity when the capacitor voltage Efc decreases. The inverted regeneration mode operation signal Efcfn is a signal that is obtained by inverting the phase of the degree Efcfp of the change in the voltage Efc of the capacitor (Fig. 6D).

Калькулятор 48 квадрата вычисляет квадрат степени Efcfp изменения напряжения Efc конденсатора или инвертированного сигнала Efcfn работы в режиме регенерации и выводит его в ограничитель 49.A square calculator 48 calculates the square of the degree Efcfp of the voltage variation Efc of the capacitor or the inverted regeneration signal Efcfn and outputs it to the limiter 49.

В ограничителе 49 верхний предел и нижний предел ограничивают любыми значениями, в соответствии с необходимостью, и затем выводят в качестве рабочей величины DAMPCN демпфирования в контроллер 30 вектора (фиг.6E). В ограничителе 49 выполняют установку, например, когда требуется ограничить переходную величину изменения крутящего момента Tm электродвигателя 6 переменного тока в соответствии с управлением демпфированием.In the limiter 49, the upper limit and the lower limit are limited to any values as necessary, and then the damping operational value DAMPCN is output to the vector controller 30 (FIG. 6E). In the limiter 49, installation is performed, for example, when it is necessary to limit the transient change in the torque Tm of the AC motor 6 in accordance with the damping control.

Наконец, в контроллере 30 вектора рабочую величину DAMPCN демпфирования умножают на базовую команду Tm0* крутящего момента и выполняют управление вектором с помощью команды Tm* крутящего момента, представляющей собой результат умножения. При выполнении управления вектором на основе сформированной таким образом команды Tm* крутящего момента, обратный преобразователь 4 работает таким образом, что он имеет положительную характеристику сопротивления относительно изменения напряжения Efc конденсатора для подавления колебаний напряжения Efc конденсатора, так что обеспечивается возможность стабильной работы электродвигателя 6 переменного тока.Finally, in the vector controller 30, the damping operational amount DAMPCN is multiplied by the base torque command Tm0 * and the vector is controlled by the torque command Tm *, which is the result of the multiplication. When performing vector control based on the torque command Tm * thus generated, the inverter 4 operates in such a way that it has a positive resistance characteristic with respect to the change in the capacitor voltage Efc to suppress the oscillation of the capacitor voltage Efc, so that the AC motor 6 is stably operated .

На фиг.7 показана схема, представляющая результат имитации работы устройства управления вектором электродвигателя переменного тока в соответствии с первым вариантом осуществления настоящего изобретения.FIG. 7 is a diagram showing a simulation result of the operation of an AC motor vector control device in accordance with a first embodiment of the present invention.

На фиг.7 показаны формы колебаний, когда базовая команда Tm0* крутящего момента установлена равной приблизительно 500 Нм, и напряжение Es источника 1 питания постоянного тока ступенчато изменяется с периодом 500 мс между 800 и 1000 В во время работы электродвигателя 6 переменного тока в конструкции, показанной на фиг.1.7 shows waveforms when the base torque command Tm0 * is set to approximately 500 Nm and the voltage Es of the DC power supply 1 changes stepwise with a period of 500 ms between 800 and 1000 V during operation of the AC electric motor 6 in the structure, shown in figure 1.

Как показано на фиг.7, когда управление демпфированием в соответствии с настоящим изобретением не выполняют (форма колебаний с правой стороны фиг.7), возникают значительные осцилляции напряжения Efc конденсатора при каждом шаговом изменении напряжения Es источника 1 питания постоянного тока. Однако когда выполняют управление демпфированием в соответствии с настоящим изобретением (форма колебаний с левой стороны на фиг.7), осцилляции напряжения Efc конденсатора практически не возникают, независимо от шагового изменения, напряжения Es постоянного тока 1.As shown in FIG. 7, when damping control in accordance with the present invention is not performed (waveform on the right side of FIG. 7), significant oscillations of the capacitor voltage Efc occur with every step change in voltage Es of the DC power supply 1. However, when damping control is performed in accordance with the present invention (waveform on the left side of FIG. 7), oscillations of the capacitor voltage Efc practically do not occur, regardless of the step change, the direct current voltage Es 1.

Фиг.7 подтверждает, что управление демпфированием в соответствии с настоящим изобретением позволяет эффективно подавлять колебания напряжения Efc конденсатора.7 confirms that damping control in accordance with the present invention can effectively suppress fluctuations in capacitor voltage Efc.

Как описано выше, в соответствии с первым вариантом осуществления настоящего изобретения оптимальная рабочая величина DAMPCN демпфирования рассчитывается автоматически, и может быть построен контроллер демпфирования, в котором установка собственно коэффициента усиления становится ненужной. Кроме того, постоянная электродвигателя 6 переменного тока не используется для расчета рабочей величины DAMPCN демпфирования, и, таким образом, не требуется регулировка системы управления, даже когда тип электродвигателя 6 переменного тока будет изменен.As described above, according to the first embodiment of the present invention, the optimum damping operational value DAMPCN is calculated automatically, and a damping controller can be constructed in which setting the gain itself becomes unnecessary. Furthermore, the constant of the AC motor 6 is not used to calculate the damping operating value DAMPCN, and thus, the adjustment of the control system is not required even when the type of the AC motor 6 is changed.

Приведенное выше описание представлено для случая, когда асинхронный электродвигатель используется в качестве электродвигателя 6 переменного тока. Однако конструкцию контроллера демпфирования и способ расчета рабочей величины демпфирования, описанные выше, можно применять для контроллера вектора, когда используется такой же электродвигатель переменного тока или другой электродвигатель переменного тока.The above description is provided for the case when the induction motor is used as the AC electric motor 6. However, the design of the damping controller and the method for calculating the damping working amount described above can be applied to the vector controller when the same AC motor or another AC motor is used.

В конструкции, показанной в первом варианте осуществления, рабочую величину DAMPCN демпфирования интегрируют с помощью команды Tm0* крутящего момента, однако тот же эффект может быть получен, если она умножается на команду Iq* тока по оси q.In the design shown in the first embodiment, the damping operational quantity DAMPCN is integrated using the torque command Tm0 *, however, the same effect can be obtained if it is multiplied by the current qq command Iq *.

В этом варианте осуществления рабочую величину DAMPCN демпфирования рассчитывают на основе степени и изменения напряжения конденсатора в соответствии с DANPCN=n² в режиме работы в режиме движения с потреблением энергии, и в соответствии с DAMPCN=(2-1)² в режиме работы регенерации. Степень изменения напряжения конденсатора относительно компонента постоянного тока может быть установлена равной Δn(=n-1), и рабочая величина демпфирования может быть рассчитана в соответствии с DAMPCN=(1+K*Δn)² при работе в режиме движения с потреблением энергии, и в соответствии с DAMPCN=1 при работе в режиме регенерации, когда К представляет собой коэффициент усиления, превышающий 0,5. Когда вторичным членом Δn или членами более высокого порядка пренебрегают, компонент ΔIdc=DAMPCN/n изменения тока, протекающего в оборудовании преобразования энергии к изменению напряжения конденсатора, представляет собой следующее. При работе в режиме движения с потреблением энергии ΔIdc=(1+K·Δn)²/(1+Δn)≅1+(2·K-1)·Δn. В соответствии с этим, если K>0,5, в режиме движения с потреблением энергии, когда напряжение конденсатора увеличивается, ток, протекающий через обратный преобразователь, увеличивается, а когда напряжение на конденсаторе уменьшается, ток, протекающий через обратный преобразователь, уменьшается. Таким образом, обратным преобразователем можно управлять таким образом, чтобы ток, протекающий в обратном преобразователе, изменялся так, чтобы он подавлял изменение напряжения конденсатора, и, следовательно, предотвращалась бы нестабильность электрических колебаний цепи LC-фильтра. По мере увеличения К эффект демпфирования становится более заметным. Однако когда напряжение конденсатора быстро изменяется, изменение крутящего момента становится более интенсивным.In this embodiment, the damping operational value DAMPCN is calculated based on the degree and variation of the capacitor voltage in accordance with DANPCN = n ² in the operation mode in the motion mode with energy consumption, and in accordance with DAMPCN = (2-1) ² in the regeneration operation mode. The degree of variation of the capacitor voltage with respect to the DC component can be set equal to Δn (= n-1), and the damping operating value can be calculated in accordance with DAMPCN = (1 + K * Δn) ² when operating in the movement mode with energy consumption, and in accordance with DAMPCN = 1 when operating in regeneration mode, when K is a gain greater than 0.5. When the secondary term Δn or higher order terms is neglected, the component ΔIdc = DAMPCN / n of the change in the current flowing in the energy conversion equipment to the change in the capacitor voltage is as follows. When operating in motion mode with energy consumption ΔIdc = (1 + K · Δn) ² / (1 + Δn) ≅1 + (2 · K-1) · Δn. Accordingly, if K> 0.5, in the driving mode with energy consumption, when the capacitor voltage increases, the current flowing through the inverter increases, and when the voltage on the capacitor decreases, the current flowing through the inverter decreases. Thus, the inverter can be controlled so that the current flowing in the inverter is changed so that it suppresses the change in the voltage of the capacitor, and therefore, the instability of the electrical oscillations of the LC filter circuit is prevented. As K increases, the damping effect becomes more noticeable. However, when the capacitor voltage changes rapidly, the change in torque becomes more intense.

В режиме работы регенерации направление тока, протекающего в обратном преобразователе, противоположно направлению для режима работы с потреблением энергии, и, таким образом, обратный преобразователь не имеет отрицательную характеристику сопротивления, даже когда он выполняет работу с постоянной мощностью. Поэтому, даже когда операция демпфирования не выполняется (DAMPCN=1), электрические колебания цепи LC-фильтра не будут нестабильными. При установке DAMPCN=(1-K·Δn)² или тому подобное электрические колебания цепи LC-фильтра могут затухать более быстро. Коэффициент К усиления, представляющий собой коэффициент регенеративного усиления, может быть установлен равным значению, отличающемуся от коэффициента усиления в режиме движения с потреблением энергии.In the regeneration operation mode, the direction of the current flowing in the inverter is opposite to the direction for the energy consumption operation mode, and thus the inverter does not have a negative resistance characteristic even when it is operating at a constant power. Therefore, even when the damping operation is not performed (DAMPCN = 1), the electrical vibrations of the LC filter circuit will not be unstable. By setting DAMPCN = (1-K · Δn) ² or the like, the electrical vibrations of the LC filter circuit can decay more quickly. The gain K, which is a regenerative gain, can be set to a value different from the gain in motion mode with energy consumption.

Расчетная формула рабочей величины DAMPCN демпфирования не обязательно должна представлять собой квадратичное выражение от Δn, она может представлять собой линейное выражение, кубическое выражение или выражение в виде полинома более высокого порядка, дробное выражение, имеющее вид полиномов от Δn, в качестве числителя и знаменателя или тому подобное. Что касается линейного аппроксимирующего выражения для мгновенных изменений, расчетную формулу можно использовать, если только коэффициент для Δn будет больше чем 1 в расчетной формуле в режиме движения с потреблением энергии, и коэффициент для Δn будет меньше чем 0 в расчетной формуле в режиме работы регенерации.The calculation formula for the working value DAMPCN damping does not have to be a quadratic expression from Δn, it can be a linear expression, a cubic expression or an expression in the form of a higher order polynomial, a fractional expression having the form of polynomials from Δn, as a numerator and denominator, or like that. As for the linear approximating expression for instantaneous changes, the calculation formula can be used only if the coefficient for Δn is more than 1 in the calculation formula in the motion mode with energy consumption and the coefficient for Δn is less than 0 in the calculation formula in the regeneration operation mode.

Кроме того, конструкция первого варианта осуществления, описанного выше, представляет собой пример настоящего изобретения, и ее можно комбинировать с другой хорошо известной технологией. Кроме того, понятно, что ее можно модифицировать таким образом, чтобы ее часть была исключена или тому подобное, без выхода за пределы сущности настоящего изобретения.In addition, the construction of the first embodiment described above is an example of the present invention and can be combined with other well-known technology. In addition, it is understood that it can be modified so that part of it is excluded or the like, without going beyond the essence of the present invention.

Также, само собой разумеется, что настоящее изобретение не ограничено устройством управления вектором электродвигателя переменного тока для электрической железной дороги, и его можно применять в различных соответствующих областях, таких как транспортные средства, лифты, энергетические системы и т.д.Also, it goes without saying that the present invention is not limited to an AC motor vector control device for an electric railway, and it can be applied in various relevant fields such as vehicles, elevators, power systems, etc.

Claims

1. Vector control device for an alternating current electric motor, comprising an LC filter circuit including a choke and capacitor, on the side of a direct current power supply, an inverter that converts the voltage across the capacitor (capacitor voltage) to alternating voltage having a certain frequency: controller vectors for controlling an AC motor vector in accordance with a current command or a torque command; a damping controller for calculating a damping operating quantity for suppressing a change in capacitor voltage, operating with a current command or a torque command of a vector controller based on the calculated damping operating quantity and controlling the inverter so that the current flowing through the inverter is changed so as to suppress the change associated with the voltage of the capacitor, while the damping controller sets in motion mode with consumption we take the energy of the AC motor as the damping working value of the signal obtained by squaring the degree of variation of the capacitor voltage and sets the value of the signal obtained by inverting the phase of the signal obtained in as a result, squaring the degree of change in the voltage of the capacitor.

2. The vector control device for an alternating current motor according to claim 1, wherein the damping controller divides the input voltage of the capacitor by the magnitude of the DC component contained in the voltage of the capacitor to calculate the degree of variation of the capacitor voltage.

3. The vector control device for an AC motor according to claim 1, wherein the damping controller sums the DC component contained in the capacitor voltage with a signal from which unnecessary high-frequency components contained in the capacitor voltage are cut off and divides the summed signal into a DC component current contained in the voltage of the capacitor, thus calculating the degree of change in the voltage of the capacitor.

4. The vector control device for an alternating current electric motor according to claim 1, wherein the damping controller limits the upper and lower limits of the damping operating amount with a limiter.

5. The vector control device for an alternating current electric motor according to claim 1, wherein the alternating current electric motor is an alternating current electric motor for driving an electric vehicle.