RU2377577C1 - Method of measuring harmonic signal vector - Google Patents
Method of measuring harmonic signal vector Download PDFInfo
- Publication number
- RU2377577C1 RU2377577C1 RU2008142585/28A RU2008142585A RU2377577C1 RU 2377577 C1 RU2377577 C1 RU 2377577C1 RU 2008142585/28 A RU2008142585/28 A RU 2008142585/28A RU 2008142585 A RU2008142585 A RU 2008142585A RU 2377577 C1 RU2377577 C1 RU 2377577C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- signal
- signals
- periods
- discrete
- shifting
- Prior art date
Links
Images
Abstract
Description
Изобретение относится к области электроизмерительной техники и может быть использовано в средствах измерений комплексных величин переменного тока, например в мостах переменного тока.The invention relates to the field of electrical engineering and can be used in measuring instruments for complex values of alternating current, for example, in bridges of alternating current.
Известен способ измерения параметров многоэлементных двухполюсников путем уравновешивания разветвленной мостовой измерительной цепи при одновременном действии нескольких тестовых воздействий с разными частотами, разделяемых с помощью аналоговых фильтров [Шеремет Л.П. Принципы построения мостовых измерительных цепей для одновременного уравновешивания на нескольких частотах. //Проблемы технической электродинамики, вып.54, Киев: Наукова думка, 1975. - С.14-19].There is a method of measuring the parameters of multi-element two-terminal networks by balancing a branched bridge measuring circuit with the simultaneous action of several test actions with different frequencies, shared using analog filters [Sheremet L.P. The principles of constructing bridge measuring circuits for simultaneous balancing at several frequencies. // Problems of technical electrodynamics, issue 54, Kiev: Naukova Dumka, 1975. - S.14-19].
Обеспечиваемая этим способом возможность производить измерения одновременно на нескольких частотах позволяет получать информацию о быстроизменяющихся сложных объектах измерения и протекающих в них процессах. Однако применяемые для разделения тестовых воздействий с разными частотами аналоговые фильтры, от избирательности которых зависит точность измерения, обладают инерционностью и сложностью реализации, возрастающими по мере повышения их избирательности, что является недостатком способа.The ability to perform measurements simultaneously at several frequencies provided by this method allows one to obtain information about rapidly changing complex measurement objects and the processes occurring in them. However, analog filters used to separate test actions with different frequencies, on whose selectivity the measurement accuracy depends, have inertia and complexity of implementation, increasing as their selectivity increases, which is a disadvantage of the method.
Известен также способ измерения основной (первой) гармоники периодического сигнала, принятый автором за прототип, согласно которому измерение синусной и косинусной составляющих этой гармоники, т.е. ее проекций на два ортогональных, т.е. сдвинутых относительно друг друга по фазе на 90° опорных сигнала, осуществляют в реальном масштабе времени путем неравномерной дискретизации данного сигнала на множестве моментов времени, являющихся линейными комбинациями полупериодов его гармоник с номерами, равными простым числам: 1, 2, 3, 5, 7, 11,…, и суммирования множества полученных на этом множестве времени дискрет [Пат. Р.246351, Польша, МКИ G01R, Sposob i uklad do pomiaru wektora harmonicznej podstawowej przebiegu odksztalconego / Sawicki J. - Warszawa: Biuletyn Urzedu Patentowego. - 1985. - Nr 19 (307). - P.39].There is also a method of measuring the fundamental (first) harmonic of a periodic signal, adopted by the author as a prototype, according to which the measurement of the sine and cosine components of this harmonic, i.e. its projections onto two orthogonal ones, i.e. the reference signals shifted relative to each other by a 90 ° phase in real time are carried out in real time by uneven sampling of this signal at a multitude of time instants, which are linear combinations of half-periods of its harmonics with numbers equal to prime numbers: 1, 2, 3, 5, 7, 11, ..., and the summation of the set obtained on this set of time discrete [Pat. P.246351, Poland, MKI G01R, Sposob i uklad do pomiaru wektora harmonicznej podstawowej przebiegu odksztalconego / Sawicki J. - Warszawa: Biuletyn Urzedu Patentowego. - 1985. - Nr 19 (307). - P.39].
Недостатком этого способа является возможность измерения лишь одного из совместно действующих сигналов, причем строго конкретного вида, а именно первой гармоники периодического сигнала, что не позволяет решать ряд измерительных задач, например, указанной выше задачи измерения сложных объектов с быстроизменяющимися параметрами, требующих одновременного выполнения измерений на нескольких частотах, задачи измерения сигналов на фоне детерминированных гармонических помех и др.The disadvantage of this method is the ability to measure only one of the jointly acting signals, with a strictly specific type, namely the first harmonic of a periodic signal, which does not allow solving a number of measurement problems, for example, the above-mentioned problem of measuring complex objects with rapidly changing parameters, requiring simultaneous measurements on several frequencies, the task of measuring signals against a background of deterministic harmonic interference, etc.
Целью изобретения является обеспечение возможности измерения любого из М совместно действующих гармонических сигналов, если его частота не кратна частотам других сигналов, причем в реальном масштабе времени и с высокой точностью, а также одновременного измерения нескольких сигналов путем увеличения числа измерительных каналов пропорционально числу измеряемых сигналов.The aim of the invention is to provide the ability to measure any of the M jointly acting harmonic signals if its frequency is not a multiple of the frequencies of other signals, moreover, in real time and with high accuracy, as well as the simultaneous measurement of several signals by increasing the number of measuring channels in proportion to the number of measured signals.
Поставленная цель достигается тем, что в способе измерения вектора гармонического сигнала, действующего вместе с М-1 другими гармоническими сигналами и имеющего, как и они, известный период Tj и неизвестные амплитуду Aj и начальный фазовый сдвиг φ0j, при котором проекции и измеряемого сигналаThis goal is achieved by the fact that in the method of measuring the vector of a harmonic signal acting together with M-1 by other harmonic signals and having, like them, a known period T j and unknown amplitude A j and an initial phase shift φ 0j at which projections and measured signal
Sj(t)=Ajsin(2πt/Tj+φ0j)S j (t) = A j sin (2πt / T j + φ 0j )
на два ортогональных вектора опорных сигналов, связанные с Aj и φ0j, например, соотношениямиinto two orthogonal vectors of reference signals associated with A j and φ 0j , for example, by the relations
и , and ,
измеряют путем выборки и суммирования дискрет суммарного сигналаmeasured by sampling and summing the discrete discrete signal
с помощью мгновенных импульсов, действующих в моменты времени, образующие множества {ti '} и {ti ''=ti '+Tj/4}j, причем {ti '}j формируют так, чтобusing instant pulses acting at time instants, forming the sets {t i ' } and {t i '' = t i ' + T j / 4} j , and {t i ' } j is formed so that
и and
где Kj - коэффициент, зависящий от процедуры формированияwhere K j - coefficient depending on the formation procedure
{ti'}j, a N - число ti ', в качестве измеряемого выбирают любой из совместно действующих сигналов, частота следования которого 1/Tj не кратна частотам других сигналов, а множество {ti '}j моментов времени действия мгновенных импульсов выборки дискрет суммарного сигнала σ(t) формируют с помощью пошаговой процедуры из начального множества, состоящего из одного произвольного начального момента t0, путем получения на первом шаге дополнительного множества, состоящего также из одного момента, посредством сдвига начального множества на нечетное число полупериодов первого сигнала, затем получения на втором шаге дополнительного множества, состоящего уже из двух моментов, посредством сдвига двух моментов суммарного множества, полученного на первом шаге, на нечетное число полупериодов второго сигнала и продолжают эту процедуру с образованием на каждом m-м шаге дополнительного множества посредством сдвига суммарного множества, сформированного на предыдущем шаге, на нечетное число nm полупериодов очередного подавляемого сигнала, и удвоением числа моментов выборки дискрет сигнала σ(t), до тех пор, пока число шагов не станет равным М-1, а амплитуду Aj и фазовый сдвиг φ0j сигнала Sj(t) определяют по соотношениям{t i '} j , a N is the number t i ' , any of the jointly acting signals is selected as the measured one, the repetition rate of which 1 / T j is not a multiple of the frequencies of other signals, and the set {t i ' } j is instantaneous discrete sampling pulse sum signal σ (t) is formed by a stepwise procedure from the initial set consisting of one arbitrary initial instant t 0, by preparing in the first step an additional set consisting also of a single point, by shifting the initial set of an odd Num about the half-periods of the first signal, then receiving at the second step an additional set consisting of two moments, by shifting the two moments of the total set obtained in the first step by an odd number of half-periods of the second signal and continue this procedure with the formation at each mth step of an additional sets by shifting the total set formed in the previous step by an odd number n m of half-cycles of the next suppressed signal, and doubling the number of sampling times of the signal discrete σ (t), until the number of steps becomes equal to M-1, and the amplitude A j and the phase shift φ 0j of the signal S j (t) are determined by the relations
при at
где ti '=ti+t0, t1=0, t2=t1+n1T1/2,where t i ' = t i + t 0 , t 1 = 0, t 2 = t 1 + n 1 T 1/2 ,
t3=t1+n2T2/2, t4=t2+n2T2/2, t5=t1+n3T3/2, t6=t2+n3T3/2, t7=t3+n3T3/2, t8=t4+n3T3/2,……, m≠j. t 3 = t 1 + n 2 T 2/2 , t 4 = t 2 + n 2 T 2/2 , t 5 = t 1 + n 3 T 3/2 , t 6 = t 2 + n 3 T 3 / 2, t 7 = t 3 t 3 + n 3/2, t = t 8 + n 4 3 3 t / 2, ......, m ≠ j.
Изобретение поясняется графическим материалом: на фиг.1 отражена процедура формирования множества моментов времени {ti'}j выборки дискрет суммарного сигналаThe invention is illustrated by graphic material: figure 1 shows the procedure for the formation of many points in time {t i '} j samples discrete total signal
а фиг.2 поясняет методику получения математического выражения для Kj.and figure 2 explains the method of obtaining the mathematical expression for K j .
Сущность изобретения состоит в том, что предлагаемая процедура формирования множества моментов времени {ti'}j позволяет точно и быстро (в реальном масштабе времени) измерить проекции на ортогональные векторы опорных сигналов любого из входящих в σ(t) сигналов, в частности, проекции p' j и р'' j сигнала Sj(t), если его частота не кратна частотам других сигналов, инвариантно по отношению к остальным, т.е. исключить влияние всех этих сигналов на точность измерения p' j и р'' j, а значит и Aj иThe essence of the invention lies in the fact that the proposed procedure for generating a set of time instants {t i '} j allows you to accurately and quickly (in real time) measure the projection onto the orthogonal vectors of the reference signals of any of the signals included in σ (t), in particular, the projection p ' j and p '' j of the signal S j (t), if its frequency is not a multiple of the frequencies of other signals, it is invariant with respect to the others, i.e. exclude the influence of all these signals on the measurement accuracy p ' j and p '' j , and hence A j and
φoj.φ oj .
Достигается это тем, что множество моментов времени, в которые действуют обозначенные стрелками мгновенные единичные импульсы, производящие выборку дискрет суммарного сигнала σ(t), формируют с помощью процедуры пошагового исключения влияния (подавления) всех сигналов, действующих вместе с измеряемым. В результате на m-м шаге оказываются подавленными m сигналов, а на (М-1)-м все, кроме измеряемого. Степень подавления сигналов пропорциональна точности информации об их частотах.This is achieved in that the set of time points at which the instantaneous single pulses indicated by the arrows act, sampling the discrete signal σ (t), is formed using the procedure for step-by-step elimination of the influence (suppression) of all signals acting together with the measured one. As a result, at the mth step, m signals are suppressed, and at the (M-1) m, everything except the measured one. The degree of signal suppression is proportional to the accuracy of information about their frequencies.
Согласно данной процедуре на каждом очередном шаге осуществляется раздвоение (и удвоение) полученного на предшествующем шаге множества моментов времени путем его сдвига относительно самого себя на интервал времени, равный нечетному числу полупериодов подавляемого на данном шаге сигнала.According to this procedure, at each next step, the set of moments of time obtained at the previous step is bifurcated (and doubled) by shifting it relative to itself by a time interval equal to the odd number of half-periods of the signal suppressed at this step.
Поясним это математически. Пусть имеется исходное множество {ti} моментов времени выборки дискрет (подавляемого) гармонического сигнала, сформированное на (m-1)-м шаге. И пусть образовано дополнительное множество {ti*} путем сдвига исходного на интервал времени, равный nmTm/2, где nm - нечетное число. Покажем, что сумма дискрет гармонического сигнала с периодом Тm, полученных на суммарном множестве моментов времени, состоящем из исходного и дополнительного множеств, равна нулю. Для этого пронумеруем в произвольном порядке моменты времени ti исходного множества. Тогда моментами времени дополнительного множества будут ti*=ti+nmTm/2. Но сдвиг на интервал времени nmТm/2, если nm - нечетное число, эквивалентен сдвигу по фазе на π, а sin(φ+π)=-sinφ и значит суммы всех пар дискрет подавляемого сигнала с одинаковыми номерами моментов времени ti и ti* будут равны нулю, что и требовалось доказать.Let us explain it mathematically. Let there be an initial set {t i } of sampling time points of the discrete (suppressed) harmonic signal generated at the (m-1) th step. And let an additional set {t i *} be formed by shifting the original by a time interval equal to n m T m / 2, where n m is an odd number. We show that the sum of the discrete harmonic signal with a period of T m obtained on the total set of time instants, consisting of the original and additional sets, is zero. To do this, we number in arbitrary order the moments of time t i of the original set. Then the time instants of the additional set will be t i * = t i + n m T m / 2. But the shift by the time interval n m Т m / 2, if n m is an odd number, is equivalent to the phase shift by π, and sin (φ + π) = - sinφ and therefore the sum of all discrete pairs of the suppressed signal with the same time t i and t i * will be equal to zero, as required.
Заметим, что равенство сдвига нечетному числу полупериодов, а не одному, нужна для исключения возможного совпадения моментов времени выборки дискрет при сдвигах множеств {ti} и {ti*}, например, в случае Т3=Т2+Т1 и ему подобных исключениях.Note that the equality of the shift to an odd number of half-periods, and not one, is necessary to exclude the possible coincidence of sampling time points for discrete shifts of the sets {t i } and {t i *}, for example, in the case of T 3 = T 2 + T 1 and similar exceptions.
Итак, вне зависимости от того, какие сигналы были подавлены на предыдущих шагах, благодаря такой процедуре формирования множеств времени выборки дискрет на каждом очередном шаге будет подавлен очередной гармонический сигнал.So, regardless of which signals were suppressed in the previous steps, due to this procedure of generating sets of sampling time, a discrete harmonic signal will be suppressed at each next step.
Остается доказать, что окончательное множество моментов времени выборки дискрет суммарного сигнала позволяет подавить, за исключением измеряемого, все сигналы.It remains to prove that the final set of sampling time instants discrete the total signal allows to suppress, with the exception of the measured one, all signals.
Для этого рассмотрим множество, сформированное на очередном шаге, в частности, на следующем шаге по отношению к описанному выше. Оно также состоит из двух одинаковых множеств, основного (исходного) и дополнительного, сдвинутых во времени на nmТm+1/2, и благодаря этому позволяет подавить сигнал с периодомFor this, we consider the set formed at the next step, in particular, at the next step with respect to the one described above. It also consists of two identical sets, the main (initial) and the additional, shifted in time by n m Т m + 1/2 , and due to this it allows to suppress a signal with a period
Tm+1. Но из приведенного выше доказательства следовало, что первое из этих множеств (исходное) позволяет подавить сигнал с периодом Тm. Сдвиг же этого множества на произвольный отрезок времени Δt не влияет на его свойство подавления этого сигнала, так как sin(φ+2πΔt/Tm+π)=-sin(φ+2πΔt/Tm). Таким образом, дополнительное множество, как и исходное, тоже обладает свойством подавления сигнала с периодомT m + 1 . But from the above proof it followed that the first of these sets (the original one) allows us to suppress a signal with a period T m . The shift of this set by an arbitrary time interval Δt does not affect its property of suppressing this signal, since sin (φ + 2πΔt / T m + π) = - sin (φ + 2πΔt / T m ). Thus, the additional set, like the original one, also has the property of suppressing a signal with a period
Тm, а значит и суммарное множество будет обладать этим свойством. Отсюда получаем, что суммарное множество будет обладать свойством подавления сигналов с периодами и Тm, и Tm+1.T m , and hence the total set will have this property. From this we obtain that the total set will have the property of suppressing signals with periods of both T m and T m + 1 .
Применив теперь метод математической индукции, получим, что первое множество моментов времени выборки дискрет суммарного сигнала, включающее в себя два момента времени, позволяет подавить один из суммы совместно действующих сигналовApplying the method of mathematical induction now, we find that the first set of sampling time instants discrete the total signal, which includes two instants of time, can suppress one of the sum of jointly acting signals
с периодом Т1, второе - два с периодамиwith a period of T 1 , the second - two with periods
Т1 и Т2, m-е - m с периодами Т1, Т2,…, Тm, а окончательное - (М-1) сигналов соответственно с периодами Т1, Т2,…, Тm, ТM, где m≠j, a j - номер измеряемого сигнала, что и требовалось доказать.T 1 and T 2 , m-e - m with periods T 1 , T 2 , ..., T m , and the final - (M-1) signals, respectively, with periods T 1 , T 2 , ..., T m , T M , where m ≠ j, aj is the number of the measured signal, as required.
Проиллюстрируем эту процедуру графически с помощью фиг.1, соответствующей случаю М=5, где на верхней строке показано исходное (начальное) множество, состоящее из одного изображенного стрелкой импульса выборки дискреты, инициирующего формирование всего множества дискрет и соответствующего произвольному начальному моменту времени t0. Таким образом, отсчет времени t осуществляется относительно t0, т.е. ti'=ti+t0. На второй строке показано первое множество, состоящее из двух импульсов выборки дискрет, соответствующих множеству из двух моментов времени, отстоящих друг от друга на интервал τ1=n1Т1/2, и значит позволяющее подавить сигнал с периодом Т1.We illustrate this procedure graphically using FIG. 1, corresponding to the case M = 5, where the initial (initial) set, which consists of one sample discrete shown by the arrow, initiates the formation of the entire set of discrete and corresponds to an arbitrary initial time moment t 0, is shown on the top line. Thus, the countdown of time t is relative to t 0 , i.e. t i '= t i + t 0 . The second row shows the first set consisting of two sampling pulses of a discrete corresponding to the set of two time instants spaced apart by the interval τ 1 = n 1 T 1/2 , which means that it allows to suppress a signal with a period T 1 .
На третьей строке показано второе множество, состоящее из двух подмножеств, а именно изображенного на второй строке и сдвинутого относительно него на τ2=n2T2/2 того же самого множества. Согласно вышеизложенному это множество содержит четыре дискреты, соответствующие четырем моментам времени, т.е. вдвое большему числу моментов, чем у предыдущего, и позволяет подавить сигналы с периодами Т1 иThe third row shows the second set, consisting of two subsets, namely the one shown on the second row and shifted relative to it by τ 2 = n 2 T 2/2 of the same set. According to the foregoing, this set contains four discrete units corresponding to four time instants, i.e. twice the number of moments than the previous one, and allows you to suppress signals with periods T 1 and
Т2. Подтвердим это численно подстановкой имеющих место значений моментов времени в математические выражения сигналов S1(t)=A1sin(2πt/T1+φ01) и S2(t)=A2sin(2πt/T2+φ02) и суммированием полученных дискрет, приняв для упрощения выкладок ni=1T 2 . We confirm this by numerically substituting the occurring values of time instants into the mathematical expressions of the signals S 1 (t) = A 1 sin (2πt / T 1 + φ 01 ) and S 2 (t) = A 2 sin (2πt / T 2 + φ 02 ) and summing the resulting discrete, taking to simplify the calculations n i = 1
На четвертой строке показано третье множество, состоящее из двух изображенных на третьей строке множеств, сдвинутых относительно друг друга на τ3=n3Т3/2, и позволяющее подавить сигналы с периодами Т1, T2 и T3. Убедиться в этом легко путем подстановки моментов времени ti в выражения для сигналов S1(t), S2(t) и S3(t) аналогично тому, как это было сделано выше для третьей строки.The fourth row shows the third set, consisting of two sets shown on the third row, shifted relative to each other by τ 3 = n 3 T 3/2 , and allowing to suppress signals with periods T 1 , T 2 and T 3 . This can be easily verified by substituting the instants of time t i in the expressions for the signals S 1 (t), S 2 (t) and S 3 (t) in the same way as it was done above for the third line.
Наконец, на пятой строке показано окончательное множество из 24 моментов времени и соответствующих им импульсов выборки дискрет, состоящее из двух изображенных на четвертой строке множеств, сдвинутых относительно друг друга наFinally, the fifth row shows the final set of 2 4 instants of time and the corresponding sampling pulses of the discrete, consisting of two sets depicted on the fourth row, shifted relative to each other by
τ4=n4Т4/2, и позволяющее подавить четыре сигнала с периодами Т1, T2, Т3 и Т4. Пары формируемых на очередных шагах множеств отмечены штриховыми линиями над стрелками.τ 4 = n 4 T 4/2 , and allowing to suppress four signals with periods T 1 , T 2 , T 3 and T 4 . The pairs of sets formed at the next steps are marked by dashed lines above the arrows.
Доказав, что полученные множества времен выборки дискрет позволяют исключить влияние на точность измерения сигнала Sj(f) действующих вместе с ним сигналов, отметим, что пара суммHaving proved that the obtained sets of sample sampling times allow us to exclude the influence on the measurement accuracy of the signal S j (f) of the signals acting with it, we note that a pair of sums
при будет составлять пару его проекций (p' j и p'' j) на оси ортогональной системы координат, так как в силу периодичности синусоиды значения входящих в данные суммы дискрет приводятся к одному периоду Sj(t), a Δtj=Тj/4 означает фазовый сдвиг сигналов на 90°. Найдем теперь формулу для коэффициента Kj.at will be a pair of its projections (p ' j and p '' j ) on the axis of the orthogonal coordinate system, since due to the periodicity of the sine wave, the values of the discrete sums in these sums are reduced to one period S j (t), a Δt j = T j / 4 means phase shift of the signals by 90 °. We now find the formula for the coefficient K j .
Чтобы найти математическое выражение для Кj, воспользуемся векторной моделью гармонических сигналов, а для упрощения выкладок преобразуем форму представления сигнала Sj(t)=Ajsin(2πt/Tj+φ0j) к удобному для анализа виду с учетом инвариантности Kj по отношению к амплитуде Aj и фазовому сдвигу φ0j сигнала Sj(t), положив Aj=1 и φ0j=0To find the mathematical expression for K j , we use the vector model of harmonic signals, and to simplify the calculations, we transform the signal representation form S j (t) = A j sin (2πt / T j + φ 0j ) to a form convenient for analysis taking into account the invariance of K j with respect to the amplitude A j and the phase shift φ 0j of the signal S j (t), setting A j = 1 and φ 0j = 0
Sj(t)⇒s(t)=sin2πt/Tj=sinωjt,S j (t) ⇒s (t) = sin2πt / T j = sinω j t,
а поскольку процедура формирования {ti}j одинакова для всех сигналов, опустим индекса и запишем {ti}j в виде {ti},and since the procedure for generating {t i } j is the same for all signals, we omit the index and write {t i } j in the form {t i },
где Where
а также положимand also put
Kj=К, Tj=Т и ωj=ω.K j = K, T j = T and ω j = ω.
Кроме этого учтем, что, как отмечалось выше, благодаря периодичности синусоиды множество {ti} преобразуется в , где - дробная часть частного от деления ti на T=2π/ω, т.е. моменты времени выборки дискрет сигнала Sj(t) приводятся к одному периоду синусоиды Sj(t). В результате множество дискрет {si=s(ti)} преобразуется в множество дискрет , приведенных к одному периоду синусоиды s(t), а множество фазовых углов {φ(ti)=ωti}, соответствующих дискретам Sj(ti), преобразуется в множество , приведенных к четырем квадрантам декартовой системы координат. При этом каждому из фазовых углов соответствует дискрета и наоборот.In addition, we take into account that, as noted above, due to the periodicity of the sinusoid, the set {t i } is transformed into where is the fractional part of the quotient of dividing t i by T = 2π / ω, i.e. the sampling time points of the discrete signal S j (t) are reduced to a single period of the sine wave S j (t). As a result, the discrete set {s i = s (t i )} is transformed into the discrete set reduced to a single period of the sine wave s (t), and the set of phase angles {φ (t i ) = ωt i } corresponding to the discrete S j (t i ) is converted to the set reduced to the four quadrants of the Cartesian coordinate system. Moreover, each of the phase angles corresponds to discrete and vice versa.
Воспользуемся теперь формулой Эйлера, имеющей в данном случае вид: ejωt=cosωt+jsinωt, согласно которой комплексное число выступает как единичный вектор в полярной системе координат, а дискрета - как проекция единичного вектора на мнимую ось комплексной плоскости .We now use the Euler formula, which in this case has the form: e jωt = cosωt + jsinωt, according to which the complex number acts as a unit vector in the polar coordinate system, and discrete - as a projection of a unit vector on the imaginary axis of the complex plane .
Связанные с применением этой формулы построения приведены на фиг.2, на которой показано множество единичных векторов , где ω=2π/Tj, с действительными и мнимыми составляющими (проекциями на оси координат) s*ix, s*iy и их сумма , полученная по правилам векторной алгебры. Поворот на любой угол не приводит к изменению его модуляThe constructions associated with the application of this formula are shown in FIG. 2, which shows the set of unit vectors , where ω = 2π / T j , with real and imaginary components (projections on the coordinate axis) s * ix , s * iy and their sum obtained by the rules of vector algebra. Turn to any angle does not lead to a change in its module
где N=2M-1, т.е. (в отличие от проекцийwhere N = 2 M-1 , i.e. (unlike projections
SΣx и SΣy) он является инвариантом по отношению к S Σx and S Σy ) it is invariant with respect to
Далее, поскольку математическое выражение для получено для случая единичного вектора, т.е. для синусоиды с единичной амплитудой (Aj=1), то выражениеFurther, since the mathematical expression for obtained for the case of a unit vector, i.e. for a sinusoid with unit amplitude (A j = 1), then the expression
где N=2M-1 выступает в качестве нормирующего множителя.where N = 2 M-1 acts as a normalizing factor.
Учитывая произведенные выше упрощения обозначений величин, а именно ωj=ω, получимGiven the above simplifications of the notation of quantities, namely, ω j = ω, we obtain
Таким образом, все соотношения между параметрами измеряемого сигнала и суммами дискрет определены.Thus, all relations between the parameters of the measured signal and the sums of the discrete are determined.
Claims (1)
Sj(t)=Ajsin(2πt/Tj+φ0j) на два ортогональных вектора опорных сигналов, связанные с Aj и φ0j, например, соотношениями и измеряют путем выборки и суммирования дискрет суммарного сигнала с помощью мгновенных импульсов, действующих в моменты времени, образующие множества {ti '} и {tj ''=ti '+Tj/4}j, причем {tj '}j, формируют так, чтоб и
где Kj - коэффициент, зависящий от процедуры формирования {ti '}, а N - число ti ', отличающийся тем, что в качестве измеряемого выбирают любой из совместно действующих сигналов, частота следования которого 1/Tj не кратна частотам других сигналов, а множество {ti '} моментов времени действия мгновенных импульсов выборки дискрет суммарного сигнала σ(t) формируют с помощью пошаговой процедуры из начального множества, состоящего из одного произвольного начального момента t0, путем получения на первом шаге дополнительного множества, состоящего также из одного момента, посредством сдвига начального множества на нечетное число полупериодов первого сигнала, затем получения на втором шаге дополнительного множества, состоящего уже из двух моментов, посредством сдвига двух моментов суммарного множества, полученного на первом шаге, на нечетное число полупериодов второго сигнала и продолжают эту процедуру с образованием на каждом m-ом шаге дополнительного множества посредством сдвига суммарного множества, сформированного на предыдущем шаге, на нечетное число nm полупериодов очередного подавляемого сигнала и с удвоением числа моментов выборки дискрет сигнала σ(t) до тех пор, пока число шагов не станет равным М-1, а амплитуду Aj и фазовый сдвиг φ0j сигнала Sj(t) определяют по соотношениям:
при
где ti '=ti+t0, t1=0, t2=t1+n1T1/2,
t3=t1+n2T2/2, t4=t2+n2T2/2, t5=t1+n3T3/2,
t6=t2+n3T3/2, t7=t3+n3T3/2, t8=t4+n3T3/2,……,
m≠j. A method for measuring the vector of a harmonic signal acting together with M-1 by other harmonic signals and having, like them, a known period T j and unknown amplitude A j , and an initial phase shift φ 0j at which projections and measured signal
S j (t) = A j sin (2πt / T j + φ 0j ) into two orthogonal vectors of reference signals associated with A j and φ 0j , for example, by the relations and measured by sampling and summing the discrete discrete signal using instant pulses acting at time instants, the sets {t i ' } and {t j '' = t i ' + T j / 4} j , and {t j ' } j , are formed so that and
where K j is the coefficient depending on the formation procedure {t i ' }, and N is the number t i ' , characterized in that any of the jointly acting signals, the repetition rate of which 1 / T j is not a multiple of the frequencies of other signals, is selected as the measured , and the set {t i ' } of time points of action of the instantaneous pulses of the sample, the discrete summary signal σ (t) is formed using a step-by-step procedure from the initial set consisting of one arbitrary initial moment t 0 , by obtaining at the first step an additional set consisting also of e from one moment, by shifting the initial set by an odd number of half-periods of the first signal, then obtaining in the second step an additional set, consisting of already two moments, by shifting two moments of the total set obtained in the first step, by an odd number of half-periods of the second signal and continue this procedure with the formation at each mth step of an additional set by shifting the total set formed in the previous step by an odd number n m of half-periods of the next of the suppressed signal and with doubling the number of sampling times, the signal discrete σ ( t ) until the number of steps becomes equal to M-1, and the amplitude A j and the phase shift φ 0j of the signal S j (t) are determined by the relations:
at
where t i ' = t i + t 0 , t 1 = 0, t 2 = t 1 + n 1 T 1/2 ,
t 3 = t 1 + n 2 T 2/2, t 4 = t 2 + n 2 T 2/2, t 5 = t 1 + n 3 3 T / 2,
t 6 = t 2 + n 3 3 T / 2, t 7 = t 3 T 3 + n 3/2, t = t 8 + n 4 3 3 T / 2, ......,
m ≠ j.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2008142585/28A RU2377577C1 (en) | 2008-10-27 | 2008-10-27 | Method of measuring harmonic signal vector |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2008142585/28A RU2377577C1 (en) | 2008-10-27 | 2008-10-27 | Method of measuring harmonic signal vector |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2377577C1 true RU2377577C1 (en) | 2009-12-27 |
Family
ID=41643128
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU2008142585/28A RU2377577C1 (en) | 2008-10-27 | 2008-10-27 | Method of measuring harmonic signal vector |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU2377577C1 (en) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2466413C1 (en) * | 2011-06-22 | 2012-11-10 | Учреждение Российской академии наук Институт проблем управления им. В.А. Трапезникова РАН | Method of measuring vector of harmonic signal |
RU2528274C1 (en) * | 2013-03-01 | 2014-09-10 | Федеральное государственное бюджетное учреждение науки Институт проблем управления им. В.А. Трапезникова Российской академии наук | Method to measure vector of harmonic signal |
RU2578742C1 (en) * | 2014-12-16 | 2016-03-27 | Федеральное государственное бюджетное учреждение науки Институт проблем управления им. В.А. Трапезникова Российской академии наук | Method of measuring vector of harmonic signal |
-
2008
- 2008-10-27 RU RU2008142585/28A patent/RU2377577C1/en not_active IP Right Cessation
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
ШЕРЕМЕТ Л.П. Принципы построения мостовых измерительных цепей для одновременного уравновешивания на нескольких частотах // Проблемы технической электродинамики, вып.54. - Киев: Наукова думка, 1975, с.14-19. * |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2466413C1 (en) * | 2011-06-22 | 2012-11-10 | Учреждение Российской академии наук Институт проблем управления им. В.А. Трапезникова РАН | Method of measuring vector of harmonic signal |
RU2528274C1 (en) * | 2013-03-01 | 2014-09-10 | Федеральное государственное бюджетное учреждение науки Институт проблем управления им. В.А. Трапезникова Российской академии наук | Method to measure vector of harmonic signal |
RU2578742C1 (en) * | 2014-12-16 | 2016-03-27 | Федеральное государственное бюджетное учреждение науки Институт проблем управления им. В.А. Трапезникова Российской академии наук | Method of measuring vector of harmonic signal |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
RU2377577C1 (en) | Method of measuring harmonic signal vector | |
CN112923960B (en) | Optical fiber parameter measuring device for correcting nonlinear tuning effect | |
CN111538027B (en) | Laser ranging device and method for high-resolution measurement | |
CN110865238B (en) | Alternating current resistance measurement method and device based on quasi-harmonic model sampling algorithm | |
CN111579867A (en) | Method and device for measuring harmonic waves and inter-harmonic waves in electric power system | |
Augustyn et al. | Improved sine-fitting algorithms for measurements of complex ratio of AC voltages by asynchronous sequential sampling | |
Yang et al. | A novel algorithm for accurate frequency measurement using transformed consecutive points of DFT | |
Kuts et al. | Methodology for measuring phase shifts of signals using discrete Hilbert transform | |
RU2442180C1 (en) | Method for determining the parameters harmonic for non-sinusoidal electrical signal | |
RU2466413C1 (en) | Method of measuring vector of harmonic signal | |
RU2528274C1 (en) | Method to measure vector of harmonic signal | |
Khanyan | Sampling theorem in frequency domain for the finite spectrum | |
Beljić et al. | Grid fundamental harmonic measurement in presence of Gaussian frequency deviation using 2-bit flash A/D converter | |
RU2578742C1 (en) | Method of measuring vector of harmonic signal | |
RU2611256C1 (en) | Method of measuring vectors of harmonic signals with constant component | |
Das et al. | Noniterative digital AC bridge balance | |
RU2780348C1 (en) | Method for measuring the real and imaginary components of alternating voltage | |
Arva et al. | Proposal of an accurate and low complexity method for frequency estimation using DFT interpolation | |
Agamalov | Direct current signal measurement invariant to non-coherent harmonic interferences | |
RU2563556C1 (en) | Method for determining phase shift angle between sine signals (versions) | |
RU2561336C1 (en) | Method of measurement of parameters of elements of multielement non-resonant linear two-pole networks | |
Trigo et al. | Standard for electric distorted waveforms | |
Varavin et al. | Modernization and calibration of intrferometer of TOKAMAK “Compass” | |
Vucijak et al. | Three, four and seven parameters sine-fitting algorithms applied in the electric power calibrations | |
RU2569939C1 (en) | Method for determining phase angle between two sinusoidal signals (versions) |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20181028 |