RU2374661C1 - Coherent self-compensator of interference for multichannel pulse-doppler airborne radar stations - Google Patents
Coherent self-compensator of interference for multichannel pulse-doppler airborne radar stations Download PDFInfo
- Publication number
- RU2374661C1 RU2374661C1 RU2008122392/09A RU2008122392A RU2374661C1 RU 2374661 C1 RU2374661 C1 RU 2374661C1 RU 2008122392/09 A RU2008122392/09 A RU 2008122392/09A RU 2008122392 A RU2008122392 A RU 2008122392A RU 2374661 C1 RU2374661 C1 RU 2374661C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- output
- ram
- inputs
- input
- synchronizer
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к радиолокации и может использоваться при разработке и конструировании импульсно-доплеровских бортовых радиолокационных станций.The invention relates to radar and can be used in the development and construction of pulse-Doppler airborne radar stations.
Известен автокомпенсатор помех, содержащий два приемных канала. Первый канал, основной, состоит из последовательно соединенных первой антенны, первого усилителя высокой частоты, первого смесителя, первого усилителя промежуточной частоты, первого аналого-цифрового преобразователя и первого многоканального согласованного приемника. Второй канал, компенсационный, состоит из последовательно соединенных второй антенны, второго усилителя высокой частоты, второго смесителя, второго усилителя промежуточной частоты, второго аналого-цифрового преобразователя. Устройство также содержит гетеродин, выходы которого соединены с гетеродинными входами первого и второго смесителей, и тактовый генератор, выходы которого подсоединены к тактовым входам первого и второго аналого-цифрового преобразователя (Л.И.Бялый и В.В.Подтуркин. Алгоритм адаптивной фильтрации и пеленгации источников помех в системе ФАР. Ж. «Радиотехника», 1992 г., № 7, 8).Known auto-canceller containing two receiving channels. The first channel, the main one, consists of a series-connected first antenna, a first high-frequency amplifier, a first mixer, a first intermediate-frequency amplifier, a first analog-to-digital converter, and a first multi-channel matched receiver. The second compensation channel consists of a second antenna connected in series, a second high-frequency amplifier, a second mixer, a second intermediate-frequency amplifier, and a second analog-to-digital converter. The device also contains a local oscillator, the outputs of which are connected to the heterodyne inputs of the first and second mixers, and a clock generator, the outputs of which are connected to the clock inputs of the first and second analog-to-digital converters (LI Bialy and VV Podturkin. Adaptive filtering algorithm and direction finding of interference sources in the PAR system. J. "Radio Engineering", 1992, No. 7, 8).
В данном устройстве осуществляется компенсация помех, принимаемых по боковым лепесткам диаграммы направленности антенны. Компенсация осуществляется путем вычитания сигнала компенсационного канала из сигнала основного канала, причем амплитуда и фаза сигнала компенсационного канала устанавливаются такими, чтобы корреляция сигналов на выходе компенсатора помех и на выходе компенсационного канала отсутствовала. При этом достигается минимальная мощность помехового сигнала на выходе автокомпенсатора. Однако коррелятор подразумевает перемножение выходного сигнала компенсатора и сигнала компенсационного канала с последующим усреднением. Причем если условия функционирования радиолокационной станции на интервале времени, равном времени усреднения, изменяются, характеристики подавления помех значительно ухудшаются. В качестве примера можно привести бортовой радиолокатор, функционирующий в режиме «обзор». В этом режиме положение антенны остается неизменным на интервале времени накопления сигнала. При изменении положения антенны основного канала корреляционные свойства сигналов основного и компенсационного каналов изменяются, что не дает возможность осуществлять усреднение и реализовать компенсацию.This device compensates for interference received on the side lobes of the antenna pattern. Compensation is carried out by subtracting the signal of the compensation channel from the signal of the main channel, and the amplitude and phase of the signal of the compensation channel are set so that there is no correlation of the signals at the output of the interference compensator and at the output of the compensation channel. In this case, the minimum power of the interfering signal at the output of the auto-compensator is achieved. However, the correlator implies the multiplication of the output signal of the compensator and the signal of the compensation channel with subsequent averaging. Moreover, if the operating conditions of the radar station on a time interval equal to the averaging time change, the noise suppression characteristics are significantly degraded. An example is the airborne radar operating in the "overview" mode. In this mode, the position of the antenna remains unchanged over the time interval of signal accumulation. When the position of the antenna of the main channel changes, the correlation properties of the signals of the main and compensation channels change, which makes it impossible to average and implement compensation.
Технической задачей изобретения является обеспечение работы автокомпенсатора при времени адаптации, равном времени когерентного накопления сигнала.An object of the invention is to ensure the operation of the auto-compensator at an adaptation time equal to the time of coherent signal accumulation.
Поставленная задача достигается тем, что в когерентный автокомпенсатор помех для многоканальных импульсно-доплеровских бортовых радиолокационных станций, содержащий основной приемный канал, состоящий из последовательно соединенных первой антенны, первого усилителя высокой частоты, первого смесителя, первого усилителя промежуточной частоты, первого аналого-цифрового преобразователя (АЦП) и первого многоканального согласованного приемника, компенсационный канал, состоящий из последовательно соединенных второй антенны, второго усилителя высокой частоты, второго смесителя, второго усилителя промежуточной частоты и второго АЦП, гетеродин, выходы которого соединены с гетеродинными входами первого и второго смесителей, и генератор тактовой частоты, выходы которого подключены к тактовым входам первого и второго АЦП, согласно изобретению введены второй многоканальный согласованный приемник, подсоединенный к выходу второго АЦП, синхронизатор, первый и второй коммутаторы, первое, второе, третье, четвертое и пятое оперативные запоминающие устройства (ОЗУ), формирователь весового коэффициента (ФВК), перемножитель и вычитатель, при этом выходы первого и второго многоканальных согласованных приемников соединены соответственно с первым и вторым входами первого коммутатора, первый, второй, третий и четвертый выходы первого коммутатора соответственно через первое, второе, третье и четвертое оперативные запоминающие устройства соединены с первым, вторым, третьим и четвертым входами второго коммутатора, первый выход второго коммутатора соединен с первыми входами ФВК и вычитателя, второй выход второго коммутатора соединен с вторым входом ФВК и первым входом перемножителя, второй вход которого подсоединен к выходу ФВК, выход перемножителя соединен с вторым входом вычитателя, выход вычитателя подсоединен к входу пятого ОЗУ, выход которого является выходом когерентного автокомпенсатора, первый и второй выходы синхронизатора соединены соответственно с управляющими входами первого и второго коммутаторов, третий выход синхронизатора подключен к входам «запись» первого и третьего ОЗУ, четвертый выход синхронизатора подключен к входам «запись» второго и четвертого ОЗУ, пятый выход синхронизатора подключен к входам «чтение» первого и третьего ОЗУ, шестой выход синхронизатора соединен с входами «чтение» второго и четвертого ОЗУ, седьмой, восьмой и девятый выходы синхронизатора подключены соответственно к третьему, четвертому и пятому входам ФВК, а десятый и одиннадцатый выходы синхронизатора соединены соответственно с входом «запись» и входом «чтение» пятого ОЗУ.The task is achieved in that in a coherent jammer for multichannel pulse-Doppler airborne radars, containing a main receiving channel, consisting of a series antenna connected first, a high frequency amplifier, a first mixer, a first intermediate frequency amplifier, a first analog-to-digital converter ( ADC) and the first multi-channel matched receiver, a compensation channel consisting of a second antenna, a second antenna, connected in series a high frequency amplifier, a second mixer, a second intermediate frequency amplifier and a second ADC, a local oscillator whose outputs are connected to the heterodyne inputs of the first and second mixers, and a clock generator whose outputs are connected to the clock inputs of the first and second ADCs, according to the invention, a second multi-channel matched a receiver connected to the output of the second ADC, a synchronizer, the first and second switches, the first, second, third, fourth and fifth random access memory (RAM), shaper weight coefficient (FVK), a multiplier and a subtractor, while the outputs of the first and second multi-channel matched receivers are connected respectively to the first and second inputs of the first switch, the first, second, third and fourth outputs of the first switch, respectively, through the first, second, third and fourth random access memory the devices are connected to the first, second, third and fourth inputs of the second switch, the first output of the second switch is connected to the first inputs of the FVC and the subtracter, the second output of the second commut the ator is connected to the second input of the FVC and the first input of the multiplier, the second input of which is connected to the output of the FVC, the output of the multiplier is connected to the second input of the subtractor, the output of the subtractor is connected to the input of the fifth RAM, the output of which is the output of the coherent auto-compensator, the first and second outputs of the synchronizer are connected respectively to control inputs of the first and second switches, the third output of the synchronizer is connected to the inputs "record" of the first and third RAM, the fourth output of the synchronizer is connected to the inputs of "record second and fourth RAM, the fifth output of the synchronizer is connected to the read inputs of the first and third RAM, the sixth output of the synchronizer is connected to the read inputs of the second and fourth RAM, the seventh, eighth and ninth outputs of the synchronizer are connected to the third, fourth and fifth inputs of the FVC, respectively , and the tenth and eleventh outputs of the synchronizer are connected respectively to the input "record" and the input "read" of the fifth RAM.
При этом формирователь весового коэффициента содержит последовательно соединенные логический модуль, блок деления, накапливающий сумматор, блок нормировки, формирователь обратной величины и шестое ОЗУ.In this case, the shaper of the weight coefficient contains a logic module connected in series, a division block, an accumulating adder, a normalization block, an inverse value former, and sixth RAM.
Благодаря введению указанных блоков в данном устройстве реализован алгоритм ДПФ (дискретное преобразование Фурье) без весовой обработки.Thanks to the introduction of these blocks, this device implements the DFT algorithm (discrete Fourier transform) without weighting.
На фиг.1 приведена структурная электрическая схема когерентного автокомпенсатора помех для многоканальных импульсно-доплеровских бортовых радиолокационных станций; на фиг.2 диаграммы, поясняющие его работу; на фиг.3 - структурная электрическая схема формирователя весового коэффициента; на фиг.4, а-с приведены результаты анализа характеристик предлагаемого устройства методом математического моделирования.Figure 1 shows the structural electrical diagram of a coherent jammer for multi-channel pulse-Doppler airborne radar stations; figure 2 diagrams explaining his work; figure 3 is a structural electrical diagram of the shaper weight coefficient; figure 4, a-c shows the results of the analysis of the characteristics of the proposed device by mathematical modeling.
Когерентный автокомпенсатор помех для многоканальных импульсно-доплеровских бортовых радиолокационных станций (фиг.1) содержит основной приемный канал, состоящий из последовательно соединенных первой антенны 1, первого усилителя высокой частоты 2, первого смесителя 3, первого усилителя промежуточной частоты 4, первого аналого-цифрового преобразователя (АЦП) 5 и первого многоканального согласованного приемника (МСП) 6, компенсационный канал, состоящий из последовательно соединенных второй антенны 7, второго усилителя высокой частоты 8, второго смесителя 9, второго усилителя промежуточной частоты 10, второго АЦП 11 и второго МСП 12, гетеродин 13, выходы которого соединены с гетеродинными входами первого и второго смесителей 3, 9, генератор тактовой частоты 14, выходы которого подключены к тактовым входам первого и второго АЦП 5, 11, первый коммутатор 15, первое оперативное запоминающее устройство (ОЗУ) 16, второе ОЗУ 17, третье ОЗУ 18, четвертое ОЗУ 19, второй коммутатор 20, формирователь весового коэффициента (ФВК) 21, перемножитель 22, вычитатель 23, пятое ОЗУ 24 и синхронизатор 25, при этом выходы первого и второго многоканальных согласованных приемников 6 и 12 соединены соответственно с первым и вторым входами первого коммутатора 15, первый, второй, третий и четвертый выходы первого коммутатора 15 соответственно через первое, второе, третье и четвертое ОЗУ 16, 17, 18, 19 соединены с первым, вторым, третьим и четвертым входами второго коммутатора 20, первый выход второго коммутатора 20 соединен с первыми входами ФВК 21 и вычитателя 23, второй выход второго коммутатора 20 соединен с вторым входом ФВК 21 и первым входом перемножителя 22, второй вход которого подключен к выходу ФВК 21, выход перемножителя 22 соединен с вторым входом вычитателя 23, выход вычитателя 23 подсоединен к входу пятого ОЗУ 24, выход которого является выходом когерентного автокомпенсатора, первый и второй выходы синхронизатора 25 соединены соответственно с управляющими входами первого и второго коммутаторов 15, 20, третий выход синхронизатора 25 подключен к входам «запись» первого и третьего ОЗУ 16,18, четвертый выход синхронизатора 25 подключен к входам «запись» второго и четвертого ОЗУ 17, 19, пятый выход синхронизатора 25 подключен к входам «чтение» первого и третьего ОЗУ 16, 19, шестой выход синхронизатора 25 соединен с входами «чтение» второго и четвертого ОЗУ 17, 19, седьмой, восьмой и девятый выходы синхронизатора 25 подключены соответственно к третьему, четвертому и пятому входам ФВК 21, а десятый и одиннадцатый выходы синхронизатора 25 соединены соответственно с входом «запись» и входом «чтение» пятого ОЗУ 24.Coherent jammer for multichannel pulse-Doppler airborne radar stations (figure 1) contains the main receiving channel, consisting of a series-connected
Формирователь весового коэффициента (ФВК) 21 (фиг.3) содержит последовательно соединенные логический модуль 26, блок деления 27, накапливающий сумматор 28, блок нормировки 29, формирователь обратной величины 30 и шестое ОЗУ 31.Shaper weight coefficient (FVC) 21 (Fig.3) contains a series-connected
На фиг.2 приведена временная диаграмма работы когерентного автокомпенсатора помех.Figure 2 shows a timing diagram of the operation of a coherent auto-noise compensation.
Работа компенсатора осуществляется по тактам, равным времени когерентного накопления полезного сигнала (сигнала цели). В дальнейшем предполагается также, что время когерентного накопления сигнала близко к времени нахождения луча на данной угловой позиции.The operation of the compensator is carried out according to clock cycles equal to the time of coherent accumulation of the useful signal (target signal). In the future, it is also assumed that the coherent accumulation time of the signal is close to the time the beam was at a given angular position.
Структура и параметры многоканального согласованного приемника определяются параметрами зондирующего сигнала и зоной неопределенности параметров ожидаемого сигнала. Дальнейшее рассмотрение будем проводить для бортовых РЛС с зондирующим сигналом типа когерентная импульсная последовательность с высокими частотами повторения, нашедшего широкое применение. Для такого сигнала согласованная обработка заключается в стробировании (открывании) приемника на время ожидаемого прихода сигнала и когерентном накоплении результирующей выборки. Многоканальный согласованный приемник осуществляет согласованную обработку сигнала в заданном диапазоне дальностей (7-9 каналов дальности) и доплеровского сдвига частоты (порядка 50 кГц). Число каналов определяется как произведение числа каналов дальности на число элементов разрешения по доплеровской частоте.The structure and parameters of a multi-channel matched receiver are determined by the parameters of the probing signal and the uncertainty zone of the expected signal parameters. Further consideration will be carried out for airborne radars with a probing signal of the type of coherent pulse sequence with high repetition frequencies, which has found wide application. For such a signal, the coordinated processing consists in gating (opening) the receiver at the time of the expected arrival of the signal and coherent accumulation of the resulting sample. A multi-channel matched receiver performs a coordinated signal processing in a given range of ranges (7–9 range channels) and Doppler frequency shift (of the order of 50 kHz). The number of channels is defined as the product of the number of range channels and the number of resolution elements at the Doppler frequency.
Когерентный автокомпенсатор помех для многоканальных импульсно-доплеровских бортовых радиолокационных станций работает следующим образом.Coherent jammer for multi-channel pulse-Doppler airborne radar works as follows.
Совокупность полезного сигнала и помехи принимается антеннами 1, 2 основного и компенсационного каналов. Принятые сигналы усиливаются, преобразуются по частоте, преобразуются в цифровую форму и согласованно обрабатываются в идентичных цифровых многоканальных согласованных приемниках (МСП) 6, 12. По окончании времени согласованной обработки комплексные отсчеты сигналов с выхода каждого из каналов МСП 6 переписываются в первое ОЗУ 16, а комплексные отсчеты сигналов с выхода каждого из каналов МСП 12 переписываются в третье ОЗУ 18. По окончании записи по сигналу, поступающему с первого выхода синхронизатора 25, коммутатор 15 соединяет выход МСП 6 с входом второго ОЗУ 17, а выход МСП 12 - с входом четвертого ОЗУ 19. Поэтому по окончании следующего такта когерентного накопления сигнала отсчеты с выходов МСП 6 и 12 будут записываться в ОЗУ 17 и 19. По окончании записи сигналы из ОЗУ 16 и 18 по сигналу, поступающему с пятого выхода синхронизатора 25, подаются на первый вход перемножителя 22 и в ФВК 21, который открывается импульсом, поступающим с седьмого выхода синхронизатора 25 на третий вход ФВК 21. По окончании первого импульса считывания, поступающего с пятого выхода синхронизатора 25, на выходе ФВК 21 формируется комплексная величина, поступающая на второй вход перемножителя 22. По окончании первого импульса считывания синхронизатор 25 формирует второй импульс считывания, по которому еще раз считывается информация, хранящаяся в первом и третьем ОЗУ 16 и 18. При этом все отсчеты, снимаемые с третьего ОЗУ 18 через второй коммутатор 20, умножаются на весовой коэффициент, сформированный в ФВК 21. Из каждого отсчета, снимаемого с первого выхода второго коммутатора 20, в вычитателе 23 вычитаются отсчеты, снимаемые с второго выхода второго коммутатора 20 и умноженные в перемножителе 22 на весовой коэффициент. Результаты записываются в пятом ОЗУ 24, который переводится в режим «запись» сигналом, поступающим с десятого выхода синхронизатора 25. Записанные отсчеты в пятом ОЗУ 24 и являются отсчетами сигнала на выходах МСП 6 основного канала, в которых помеховый сигнал скомпенсирован, т.е. выход пятого ОЗУ 24 является выходом устройства.The set of useful signal and interference is received by
Формирователь весового коэффициента (ФВК) 21 (фиг.3) работает следующим образом. На первый и второй входы ФВК 21 поступают сигналы с первого и второго выходов второго коммутатора 20 соответственно. Это - отсчеты с выходов соответствующих каналов МСП 6 и 12. Сигнал, поступающий на первый вход, поступает на логический модуль 26. Логический модуль 26 формирует выходной сигнал в соответствии со следующим алгоритмом: если модуль комплексного отсчета, поступающего по первому каналу, больше или равен пороговому значению, то отсчет проходит на выход логического модуля 26 с коэффициентом, равным 1. Если модуль комплексного отсчета, поступающего по первому каналу, менее порогового значения, то на выходе логического модуля 26 формируется максимальное число, соответствующее данной разрядной сетке. Далее отсчеты поступают на блок деления 27, где комплексное число, поступающее по второму входу, делится на комплексное число, поступающее с выхода логического модуля 26. Комплексные отсчеты с выхода блока деления 27 поступают на накапливающий сумматор 28 и далее на блок нормировки 29. В блоке нормировки 29 осуществляется деление на действительную величину, равную количеству отсчетов, суммируемых в накапливающем сумматоре 28 (число отсчетов равно числу каналов в МСП 6 или МСП 12). В формирователе обратной величины 30 формируется обратная величина, которая записывается в шестом ОЗУ 31 по сигналу «запись» с восьмого выхода синхронизатора 25. Записанная величина по сигналу «чтение» с девятого выхода синхронизатора 25 поступает на второй вход перемножителя 22.Shaper weight coefficient (FVC) 21 (figure 3) works as follows. The first and second inputs of the
Рассмотрим работу устройства.Consider the operation of the device.
В соответствии с изложенным будем далее оперировать отсчетами сигналов на выходах МСП 6, 12, которые для основного и компенсационного каналов будем предполагать идентичными. Комплексные амплитуды напряжений сигналов на выходе МСП 6 основного канала можно представить в виде:In accordance with the foregoing, we will continue to operate with samples of signals at the outputs of the
где индекс i - номер канала согласованного приемника i=1…N, N - число каналов;where index i is the channel number of the matched receiver i = 1 ... N, N is the number of channels;
aпoi, φпoi - амплитуда и фаза сигнала помехи на выходе i-го канала многоканального согласованного приемника 6; ac, φc - амплитуда и фаза полезного сигнала, Ai - коэффициент, равный единице в том случае, если параметры полезного сигнала (доплеровский сдвиг частоты, запаздывание) совпадают с параметрами настройки i-го приемного канала, и нулю - в противном случае; bшoi, φшoi - амплитуда и фаза составляющей, обусловленной собственным шумом. Сигналы, поступающие с выхода второй (компенсационной) антенны 7, равны сигналам, поступающим с выхода первой (основной) антенны 1, умноженным на комплексный коэффициент, зависящий от коэффициентов усиления первой и второй антенн 1, 2 в направлении источника помехи.a poi , φ poi - the amplitude and phase of the interference signal at the output of the i-th channel of the multi-channel matched
В предположении, что коэффициент усиления второй антенны 7 компенсационного канала в направлении на источник полезного сигнала много меньше коэффициента усиления первой антенны 1 основного канала, сигнал на выходе многоканального согласованного приемника 12 компенсационного канала можно записать как:Assuming that the gain of the second antenna 7 of the compensation channel towards the source of the useful signal is much less than the gain of the
Здесь aпoi, φпoi - амплитуда и фаза сигнала помехи на выходе i-го канала МСП 12;Here a poi , φ poi is the amplitude and phase of the interference signal at the output of the i-th channel of
φшki, φшki - амплитуда и фаза составляющей, обусловленной собственным шумом на выходе i-го канала МСП 12, K - комплексный коэффициент, характеризующий различия в коэффициентах передачи первой антенны 1 основного канала и второй антенны 2 компенсационного канала.φ шki , φ шki - the amplitude and phase of the component due to the intrinsic noise at the output of the i-th channel of the
Поскольку, как отмечалось выше, многоканальные согласованные приемники 6, 12 в основном и компенсационном каналах идентичны, помеху в каждом приемном канале можно скомпенсировать, вычитая из сигнала i-го (i=1…N) канала МСП 6 основного канала сигнал соответствующего канала МСП 12 компенсационного канала, умноженный на соответствующий коэффициент. Таким образом, результирующий сигнал, соответствующий i-му каналу МСП 6, но снимаемый с выхода пятого ОЗУ 24, при предлагаемом методе компенсации равен:Since, as noted above, the multi-channel matched
или 
Помеха будет полностью скомпенсирована, если (1-НК)=0, для чего необходимо, чтобыThe interference will be fully compensated if (1-NK) = 0, for which it is necessary that
т.е модуль Н должен быть равен: 
а фаза φH=-φK and phase φ H = -φ K
Значение Н формируется формирователем 21 весового коэффициента по помеховым отсчетам в МСП 6,12 в соответствии с выражением:The value of H is generated by the
Где 
Эффективность предлагаемого метода компенсации помех оценивалась методом математического моделирования. Для моделирования за основу взяты два идентичных по структуре и параметрам МСП - компенсационный и основной. На вход основного многоканального согласованного приемника подается шумовой сигнал ξ(t) (шум с нормальным распределением, попадающий в восемь разрядов АЦП) и гармонический сигнал s(t) с частотой 10 кГц (два разряда АЦП), а на вход компенсационного канала - такой же шумовой сигнал (восемь разрядов АЦП) с коэффициентом Kкк. Таким образом, реализована ситуация, когда уровень сигнала значительно ниже уровня шумов.The effectiveness of the proposed interference compensation method was evaluated by mathematical modeling. For modeling, two identical SMEs in structure and parameters were taken as a basis - compensation and main. A noise signal ξ (t) (noise with a normal distribution falling in eight bits of the ADC) and a harmonic signal s (t) with a frequency of 10 kHz (two bits of the ADC) are fed to the input of the main multi-channel matched receiver, and the same input to the compensation channel is the same noise signal (eight bits of the ADC) with the coefficient K kk . Thus, a situation is realized when the signal level is much lower than the noise level.
При моделировании использовались следующие параметры:When modeling, the following parameters were used:
а) разрядность АЦП - 12 (11+знак);a) ADC capacity - 12 (11 + sign);
б) время когерентного накопления - 80 мс;b) coherent accumulation time - 80 ms;
в) длительность импульса - 1 мкс;c) pulse duration - 1 μs;
г) период следования импульсов - 5 мкс;d) the pulse repetition period is 5 μs;
д) частота дискретизации - 84 МГц;d) sampling frequency - 84 MHz;
е) количество фильтровых каналов - 4096.e) the number of filter channels is 4096.
В многоканальном согласованном приемнике реализованы алгоритм ДПФ (дискретное преобразование Фурье) без весовой обработки. Для анализа и оценки результатов моделирования было проведено сравнение амплитудных спектров сигналов в основном и компенсационном каналах (фиг.4,a и 4,b соответственно) и амплитудный спектр сигнала после компенсации (фиг.4,с). Сигнал в основном канале превышает уровень шума на 10 дБ (доплеровский сдвиг частоты сигнала 10 кГц). После компенсации, выполненной на основе данного алгоритма, сигнал превышает уровень шума на 45 дБ.The multi-channel matched receiver implements the DFT algorithm (discrete Fourier transform) without weighting. To analyze and evaluate the simulation results, a comparison was made of the amplitude spectra of the signals in the main and compensation channels (Fig. 4, a and 4, b, respectively) and the amplitude spectrum of the signal after compensation (Fig. 4, c). The signal in the main channel exceeds the noise level by 10 dB (Doppler frequency shift of the
Анализ результатов моделирования показал, что предлагаемый алгоритмAnalysis of the simulation results showed that the proposed algorithm
- не требует времени на адаптацию параметров, т.е. может использоваться в режиме «Обзор»; позволяет обеспечить подавление шумовой помехи на 25-30 дБ.- does not require time for adaptation of parameters, i.e. can be used in the "Browse" mode; allows you to suppress noise interference by 25-30 dB.
Claims (1)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2008122392/09A RU2374661C1 (en) | 2008-06-05 | 2008-06-05 | Coherent self-compensator of interference for multichannel pulse-doppler airborne radar stations |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2008122392/09A RU2374661C1 (en) | 2008-06-05 | 2008-06-05 | Coherent self-compensator of interference for multichannel pulse-doppler airborne radar stations |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2374661C1 true RU2374661C1 (en) | 2009-11-27 |
Family
ID=41476854
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2008122392/09A RU2374661C1 (en) | 2008-06-05 | 2008-06-05 | Coherent self-compensator of interference for multichannel pulse-doppler airborne radar stations |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2374661C1 (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2609156C1 (en) * | 2016-02-24 | 2017-01-30 | Акционерное общество "Научно-исследовательский институт Приборостроения имени В.В. Тихомирова" | Onboard radar station |
| RU2657462C1 (en) * | 2017-06-28 | 2018-06-14 | федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Южный федеральный университет" | Device for digital processing of signals in a pulse-doppler radars with compensation of fm doppler signals |
-
2008
- 2008-06-05 RU RU2008122392/09A patent/RU2374661C1/en not_active IP Right Cessation
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| БЯЛЫЙ Л.И., ПОДТУРКИН В.В. Алгоритм адаптивной фильтрации и пеленгации источников помех в системе ФАР. Ж.: Радиотехника, 1992б №7, 8. * |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2609156C1 (en) * | 2016-02-24 | 2017-01-30 | Акционерное общество "Научно-исследовательский институт Приборостроения имени В.В. Тихомирова" | Onboard radar station |
| RU2657462C1 (en) * | 2017-06-28 | 2018-06-14 | федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Южный федеральный университет" | Device for digital processing of signals in a pulse-doppler radars with compensation of fm doppler signals |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Melzer et al. | Short-range leakage cancelation in FMCW radar transceivers using an artificial on-chip target | |
| CN112684419B (en) | Anti-intermittent sampling forwarding type interference processing method and system based on double LFM cancellation | |
| CN108828546B (en) | Space-based multi-channel moving target radar receiving and processing system and method | |
| Abouelfadl et al. | Performance analysis of LFM pulse compression radar under effect of convolution noise jamming | |
| Mir et al. | A low-cost high-performance digital radar test bed | |
| Kulpa et al. | Filter-based design of noise radar waveform with reduced sidelobes | |
| Blunt et al. | Adaptive pulse compression | |
| CN113608181A (en) | Radar signal reconnaissance and multi-target interference method and system based on digital channelization | |
| Nikaein et al. | Target detection in passive radar sensors using least angle regression | |
| Chukka et al. | Peak Side Lobe Reduction analysis of NLFM and Improved NLFM Radar signal | |
| RU2374661C1 (en) | Coherent self-compensator of interference for multichannel pulse-doppler airborne radar stations | |
| Lim et al. | Spectrum sharing in weather radar networked system: Design and experimentation | |
| CN117031416A (en) | Radar target echo simulation system and method | |
| Djukanović et al. | Method for non-stationary jammer suppression in noise radar systems | |
| RU2673679C1 (en) | Pulse-doppler radar signals digital processing device with targets by distance migration compensation | |
| Long et al. | Multi-Timeslot Wide-Gap Frequency-Hopping RFPA Signal and Its Sidelobe Suppression | |
| CA2441328C (en) | Agile prt deconvolution method and systems, and its uses | |
| US3560972A (en) | Apparatus for flexibly weighting received echoes in a moving target indicator radar | |
| RU2319170C1 (en) | Digital multi-channel correlation-filtering receiving device with selection of moving targets | |
| Altes | Suppression of radar clutter and multipath effects for wide-band signals (corresp.) | |
| Liu et al. | Real-time sparse frequency waveform design for HFSWR system | |
| Li et al. | A mainlobe interference suppression system based on mismatched filtering | |
| CN109782232B (en) | Cordic algorithm-based N-order SSC blind frequency-shift interference hardware implementation method | |
| Hatahet et al. | Parameters extraction and Suppression of Interrupted Sampling Periodic Repeater Jammer in LFM Pulse Compression Radar | |
| Zhao et al. | Short-range MMW PRC-CW radar utilizing Doppler compensation |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20120606 |