RU2316786C1 - Способ наблюдения за поверхностью на базе многоканальной бортовой рлс - Google Patents

Способ наблюдения за поверхностью на базе многоканальной бортовой рлс Download PDF

Info

Publication number
RU2316786C1
RU2316786C1 RU2006137596/09A RU2006137596A RU2316786C1 RU 2316786 C1 RU2316786 C1 RU 2316786C1 RU 2006137596/09 A RU2006137596/09 A RU 2006137596/09A RU 2006137596 A RU2006137596 A RU 2006137596A RU 2316786 C1 RU2316786 C1 RU 2316786C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
azimuth
elements
resolution
radar
amplitudes
Prior art date
Application number
RU2006137596/09A
Other languages
English (en)
Inventor
Владимир Константинович Клочко (RU)
Владимир Константинович Клочко
Original Assignee
Рязанский государственный радиотехнический университет
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Рязанский государственный радиотехнический университет filed Critical Рязанский государственный радиотехнический университет
Priority to RU2006137596/09A priority Critical patent/RU2316786C1/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2316786C1 publication Critical patent/RU2316786C1/ru

Links

Landscapes

  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Abstract

Изобретение относится к радиолокации. Техническим результатом является повышение разрешающей способности по азимуту в элементах разрешения дальности с расширением зоны обзора РЛС по азимуту и увеличением точности и быстродействия оценивания амплитуд сигналов в синтезированных элементах разрешения азимута. Способ наблюдения за поверхностью на базе многоканальной бортовой РЛС в режиме реального луча с электронным сканированием заключается в формировании матрицы двумерного радиоизображения поверхности в координатах дальность - азимут, при этом за счет быстрого электронного переключения луча РЛС смещают луч по азимуту на величину (2n+1)-й части ширины диаграммы направленности антенны (ДН) размером в 2n+1 элементов дискретизации и обрабатывают полученные при каждом положении луча амплитуды отраженных сигналов на выходе многоканальной системы приемных элементов путем их суммирования с весами, вычисленными заранее по определенной методике, в результате чего формируется амплитудное изображение в координатах дальность - азимут с повышенной точностью оценивания амплитуд в элементах дискретизации азимута и соответственно повышенным разрешением по азимуту.

Description

Изобретение относится к радиолокации, а именно к радиолокационным системам наблюдения за поверхностью (и объектами на поверхности) на базе бортовой РЛС, работающей в режиме "реального луча" (РЛ) с многоканальной приемной системой, где многоканальность достигается или наличием большого числа пространственно разнесенных приемных элементов типа фазированной антенной решетки (ФАР) или за счет частотного (фазового) сканирования излучаемого сигнала [1].
При наблюдении бортовой моноимпульсной РЛС за наземными радиоконтрастными объектами в режиме РЛ осуществляется построчное сканирование лучом РЛС заданного участка поверхности путем последовательного смещения луча по азимуту на малую часть ширины диаграммы направленности антенны (ДН) на уровне 0,5 мощности с последующей алгоритмической обработкой принятых сигналов, прошедших амплитудное детектирование в элементах разрешения дальности с целью формирования двумерного радиоизображения поверхности в координатах дальность - азимут с повышенной разрешающей способностью по азимуту [2, 3].
Точность определения угловых координат объектов при малом числе каналов измерения (суммарном и разностном) потенциально ограничена из-за низкого отношения сигнал-шум после амплитудного детектирования.
Возникает проблема дальнейшего повышения разрешающей способности РЛС по азимуту в режиме РЛ, которая может быть решена на основе формирования более узкого передающего луча в системах с ФАР. Однако это требует существенного увеличения энергетических затрат станции. Другое направление повышения разрешения основано на алгоритмической обработке амплитуд приемных сигналов с целью синтезирования элементов разрешения значительно меньшего размера, чем ширина ДН, и формирования на этой основе радиоизображения поверхности при сохранении формы ДН передающей антенны.
Наиболее близким по технической сущности является способ синтезирования новых элементов разрешения по азимуту в режиме РЛ [3], который заключается в следующем. Повышение разрешающей способности с расширением зоны обзора РЛС по азимуту и формирование матрицы двумерного РИ поверхности в координатах дальность - азимут достигается за счет быстрого (электронного или механического) переключения (смещения) луча РЛС по азимуту (по j) на величину (2n+1)-й части ширины ДН размером в 2n+1 элементов дискретизации и обработки амплитуд отраженных сигналов РЛС, полученных при разных положениях луча на выходе суммарного и разностного каналов после амплитудного детектирования в элементах разрешения дальности, которая заключается в следующем.
1. Амплитуды yq(i,j+j1),
Figure 00000001
, n1≥n, полученные в суммарном (q=1) и разностном (q=2) каналах РЛС при 2n1+1 j1-x положениях луча (относительно центрального j-го направления по азимуту) в i-x элементах разрешения дальности суммируются с весами hq(j1),
Figure 00000002
, которые вычисляются заранее по определенной методике. Результатом такой обработки являются оценки
Figure 00000003
,
Figure 00000004
, амплитуд сигнала отражения от поверхности в i-x элементах дальности, соответствующие центральному элементу дискретизации ДН при j-м положении луча:
Figure 00000005
где Q - число используемых каналов измерения (q=2); I - число элементов дальности в матрице изображения, соответствующих зоне обзора по дальности.
2. Для расширения зоны обзора по азимуту увеличивается число j1-x сканирований луча по азимуту относительно j-го центрального направления:
Figure 00000006
(N1>n1) и соответственно увеличивается число измерений:
Figure 00000007
,
Figure 00000006
. Это приводит к появлению 2l+1 оценок (l=N1-n1):
Figure 00000008
3. Совокупность оценок
Figure 00000009
амплитуд x(i,j) сигналов, отраженных от соответствующих i,j-x элементов поверхности, представляет матрицу А двумерного амплитудного РИ поверхности в зоне обзора размером в I элементов разрешения по дальности и 2l+1 синтезированных элементов разрешения (дискретизации) по азимуту, размеры которых в 2n+1 раз меньше ширины ДН.
Однако такой способ обладает следующими недостатками.
1. Сканирование (смещение) луча в зоне обзора для движущейся (установленной на носителе) РЛС приводит к независимости и случайности фаз сигналов, отраженных от одних и тех же пространственных элементов дискретизации и распределенных по равномерному закону на [0,2π]. Устранение влияния случайности фазы с помощью амплитудного детектирования после прохождения отраженных сигналов тракта первичной обработки и фазового детектирования в квадратурных каналах приводит к существенному увеличению уровня помех и снижению отношения сигнал-шум. Следствием этого является невысокая разрешающая способность изображения в режиме РЛ.
2. Использование данных двух каналов с разными характеристиками ДН (суммарного и разностного) в моноимпульсных РЛС дает возможность одновременно принимать сигналы, отраженные от одних и тех же элементов дискретизации поверхности, и обрабатывать эти сигналы после прохождения квадратурных каналов без амплитудного детектирования, что существенно снижает уровень шумов. Однако число каналов в моноимпульсных РЛС значительно меньше числа оцениваемых параметров поля отражения, что не позволяет достичь необходимой точности оценивания.
3. Для получения начальной оценки амплитуды сигнала отражения в центральном элементе дискретизации требуется накопление 2n1+1 измерений при 2n1+1 положениях луча. При непрерывном обзоре поверхности последующие оценки находятся последовательно при каждом новом положении луча. Однако при разрывном обзоре (в разных угловых направлениях) требуется первоначальное накопление измерений, что заметно снижает быстродействие в случае использования механических антенных систем.
Технический результат направлен на повышение разрешающей способности по азимуту в элементах разрешения дальности с расширением зоны обзора РЛС по азимуту и увеличение точности и быстродействия оценивания амплитуд сигналов в синтезированных элементах разрешения азимута.
Технический результат предлагаемого технического решения достигается тем, что способ наблюдения за поверхностью на базе многоканальной бортовой РЛС в режиме РЛ с электронным сканированием заключается в формировании матрицы двумерного радиоизображения поверхности в координатах дальность - азимут, при этом за счет быстрого электронного переключения луча РЛС последовательно смещают луч по азимуту на величину (2n+1)-й части ширины ДН размером в 2n+1 элементов дискретизации на уровне 0,5 мощности и обрабатывают полученные при каждом j-м положении луча в i-x элементах разрешения дальности амплитуды отраженного сигнала, отличающийся тем, что при обработке измеряют амплитуды
Figure 00000010
,
Figure 00000011
отраженного сигнала в квадратурных каналах фазового детектирования (С - косинусном и S - синусном) одновременно в каждом q-м приемном канале антенной системы, состоящей из большого числа Q (Q≥2n+1) разнесенных по фазе приемных элементов, при этом измерения
Figure 00000012
,
Figure 00000011
,
Figure 00000013
, суммируют с весами
Figure 00000014
,
Figure 00000015
,
Figure 00000016
, найденными заранее, тем самым оценивают косинусную хC(i,j) и синусную хS(i,j) составляющие амплитуды x(i,j) отраженного сигнала, соответствующего центру j-го луча (центральному элементу дискретизации):
Figure 00000017
Figure 00000018
затем полученные оценки возводят в квадрат, суммируют и извлекают корень, тем самым вычисляют оценки амплитуд отраженного сигнала в i-x элементах дальности и j-м синтезированном элементе разрешения азимута:
Figure 00000019
указанные операции повторяют для всех j-x положений луча по азимуту в зоне обзора и получают матрицу А оценок амплитуд
Figure 00000003
, представляющую двумерное радиоизображение поверхности с повышенным разрешением по азимуту.
Способ осуществляют следующим образом.
1. Луч РЛС последовательно смещают по азимуту (по j) на величину (2n+1)-й части ширины ДН размером в 2n+1 элементов дискретизации на уровне 0,5 мощности. Антенная система состоит из большого числа Q (Q≥2n+1) измерительных каналов - приемных элементов, разнесенных по фазе принимаемого сигнала [1].
2. При каждом j-м положении луча в i-x элементах разрешения дальности
Figure 00000020
измеряют амплитуды отраженного сигнала
Figure 00000010
,
Figure 00000011
в квадратурных каналах фазового детектирования (С - косинусном и S - синусном) одновременно в каждом q-м приемном канале
Figure 00000021
.
3. Результаты измерений
Figure 00000012
,
Figure 00000011
,
Figure 00000013
, в каждом i-м элементе дальности
Figure 00000020
суммируют с весами
Figure 00000014
,
Figure 00000015
,
Figure 00000016
, найденными заранее по определенной методике, тем самым оценивают косинусную xC(i,j) и синусную хS(i,j) составляющие амплитуды x(i,j) отраженного сигнала, соответствующего центру луча (ДН):
Figure 00000022
Figure 00000018
4. Вычисляют оценки амплитуд отраженного сигнала в j-м синтезированном элементе разрешения по формуле:
Figure 00000019
5. Указанные операции повторяют для всех j-x положений луча по азимуту в зоне обзора и тем самым получают матрицу А оценок амплитуд
Figure 00000003
,
Figure 00000023
,
Figure 00000024
, представляющую амплитудное изображение поверхности в координатах дальность - азимут с повышенной точностью оценивания амплитуд в элементах дискретизации азимута и соответственно повышенным разрешением по азимуту.
Расчет весовых коэффициентов сводится к следующему. Модель комплексной огибающей
Figure 00000025
отраженного сигнала (например [4]), прошедшего тракт первичной обработки, на выходе фильтров низких частот квадратурных каналов фазового детектирования q-го приемного канала имеет вид
Figure 00000026
где Q - число приемных каналов;
Figure 00000027
- сигнал в квадратурных каналах фазового детектирования с измеряемой амплитудой sq(t) и измеряемой фазой ψq(t);
Figure 00000028
- нормированные комплексные коэффициенты ДН q-го канала, характеризующие интенсивность прихода сигналов от j-го углового направления относительно центрального направления;
Figure 00000029
- полезная составляющая сигнала с амплитудой xj(t), несущей информацию о поле отражения, и фазой φj(t); Δφq(j) - известный фазовый сдвиг при приеме отраженного сигнала с j-го углового направления q-м приемным элементом;
Figure 00000030
- комплексный гауссовский белый шум, действительная ξq(t) и мнимая ηq(t) составляющие которого распределены по нормальному закону с нулевым математическим ожиданием и дисперсией
Figure 00000031
. Амплитуды xj(t) и фазы φj(t) в общем случае случайны по j-м элементам дискретизации, а также на множестве положений антенны и их статистические характеристики определены. Случайность фазы обусловлена как движением носителя РЛС, так и тем, что длина волны излучения (например, 8 мм), отражающейся в данном i-м элементе разрешения дальности, меньше размера этого элемента (например, 1 м). Представим (1) в виде
Figure 00000032
где
Figure 00000033
Figure 00000034
Сигнал в (2)
Figure 00000035
, где
Figure 00000036
,
Figure 00000037
, содержит действительную и мнимую составляющие:
Figure 00000038
Figure 00000039
где
Figure 00000040
,
Figure 00000041
Figure 00000042
,
Figure 00000043
.
Выражение (3) представляет систему 2Q уравнений с 2N неизвестными
Figure 00000044
и
Figure 00000045
, N=2n+1, причем
Figure 00000046
После стробирования сигнала
Figure 00000025
в i-x элементах разрешения дальности на промежутке [tμ-1, tμ] получается следующая общая модель измерения в q-м канале в i-м элементе дальности при j-м положении луча:
Figure 00000047
Figure 00000048
которая используется для восстановления искомого поля X={x(i,j)} на множестве интегральных (суммарных) измерений Yq={yq(i,j)},
Figure 00000049
, зашумленных помехами ξq и ηq. Так как корреляцией сигналов в соседних i-x стробах дальности можно пренебречь, то обработка измерений ведется независимо в i-x элементах разрешения дальности.
Для многоканальной антенной системы с Q излучающими и Q приемными элементами модель (1) принимает вид:
Figure 00000050
где
Figure 00000051
- коэффициенты ДН, характеризующие интенсивность отраженного сигнала в q-м приемном элементе при q1-м излучающем элементе;
Figure 00000052
,
Figure 00000053
- фазовый сдвиг сигнала от q1-го излучателя, отраженного в j-м угловом направлении и принятого q1-м приемным элементом.
После замены
Figure 00000054
в (5) получается выражение (1).
Отношение сигнал-шум в модели (3) можно оценить, представив искомую амплитуду xj(t) в виде суммы детерминированной (средней) составляющей
Figure 00000055
и случайного отклонения Δxj(t):
Figure 00000056
С учетом некоррелированности случайных составляющих и равномерности распределения φj(t) на [0,2π] отношение сигнал-шум по мощности для косинусной (или аналогично синусной) составляющей модели (4) найдется:
Figure 00000057
где M - символ математического ожидания;
Figure 00000058
и
Figure 00000059
- дисперсии случайных величин Δxj(t) и ξq(t). Если принять приближенно
Figure 00000060
,
Figure 00000061
для 2n+1=5-7 (k=0,58-0,26), то отношение сигнал-шум по мощности составит
Figure 00000062
,
Figure 00000063
. С учетом осреднения на множестве L повторений измерений отношение сигнал-шум будет равно
Figure 00000064
, что значительно больше, чем для модели амплитудного детектирования:
Figure 00000065
где отношение сигнал-шум при тех же условиях составляет примерно
Figure 00000066
независимо от мощности полезного сигнала
Figure 00000067
. Дальнейшее увеличение отношения сигнал-шум осуществляется в процессе алгоритмической обработки (3)-(4) за счет избыточного числа каналов измерения: Q>2n+1. Соответственно точность оценивания
Figure 00000068
в многоканальной системе с моделью измерения (3), (4) при раздельной обработке составляющих отраженного сигнала в квадратурных каналах выше, чем в моноимпульсной с моделью (6).
Оптимальное оценивание
Figure 00000069
сводится к следующему. Выражение (2) представляет систему Q линейных уравнений с помехами
Figure 00000070
относительно N=2n+1 неизвестных
Figure 00000071
или в матрично-комплексной форме:
Figure 00000072
где
Figure 00000073
- Q-вектор комплексных измерений
Figure 00000074
;
Figure 00000075
- Q×N-матрица комплексных коэффициентов ДН
Figure 00000076
;
Figure 00000077
- N-вектор комплексных параметров поля отражения
Figure 00000078
;
Figure 00000079
- Q-вектор комплексных гауссовских помех
Figure 00000070
.
При фиксированном
Figure 00000080
вектор
Figure 00000081
распределен так же, как и
Figure 00000079
. В рамках метода максимального правдоподобия оценки
Figure 00000082
находятся на основе минимизации
Figure 00000083
по
Figure 00000077
, где * - символ комплексного сопряжения и транспонирования,
Figure 00000084
- корреляционная матрица помех, а для некоррелированных помех
Figure 00000079
- методом наименьших квадратов (МНК). Компоненты вектора
Figure 00000085
содержат искомые оценки
Figure 00000086
амплитуд поля отражения, причем
Figure 00000087
, где
Figure 00000088
,
Figure 00000089
- косинусные (действительные) и синусные (мнимые) части комплексных оценок
Figure 00000090
.
Практически удобно работать с действительными выражениями (3)-(4), которые также представляются в матричной форме:
Figure 00000091
где Y - 2Q-вектор действительных измерений
Figure 00000092
и
Figure 00000093
; А - (2Q)×(2N)-матрица действительных коэффициентов ДН
Figure 00000094
и
Figure 00000095
; Х - 2N-вектор действительных параметров поля отражения
Figure 00000096
и
Figure 00000097
, подлежащих оцениванию; Р - 2Q-вектор помех ξq и ηq.
Матричная запись (7) в случае некоррелированных помех Р позволяет находить стандартные МНК-оценки 2N-вектора X:
Figure 00000098
где
Figure 00000099
- матрица весовых коэффициентов; δ - параметр регуляризации, необходимый для обращения плохо обусловленной матрицы АT А, который с позиции статистической регуляризации [5] для некоррелированных полей имеет смысл отношения дисперсий:
Figure 00000100
Точность оценивания (8) характеризуется корреляционной матрицей КΔX ошибок оценивания
Figure 00000101
. При этом наибольшая точность при малом числе каналов Q (Q≥N) достигается для тех составляющих вектора
Figure 00000102
, которые соответствуют центру j-го луча (j1=0). Эти составляющие
Figure 00000103
и
Figure 00000104
вычисляются по формулам:
Figure 00000105
Figure 00000106
где
Figure 00000107
,
Figure 00000108
- весовые коэффициенты центральной строки матрицы Н, соответствующие наименьшей дисперсии ошибки оценивания (в общем случае зависящие от j-го положения луча вследствие возможного изменения формы ДН при электронном сканировании), и используются для вычисления оценки
Figure 00000109
амплитуды центрального элемента дискретизации азимута в каждом i-м элементе дальности:
Figure 00000110
В качестве примера при расчете матрицы КΔX примем:
Figure 00000111
,
Figure 00000112
где d - расстояние между приемными элементами; λ - длина волны; θq(j) - угол отклонения луча (от нормали к антенне); Δθ - ширина ДН в градусах (например: Δθ=1° при λ=0,008 м).
При значениях Δθ=1°, d=λ, 2n+1=3 и Q=3 после обращения АTА с параметром δ=0,1 получается 6×6-матрица КΔX, диагональные элементы которой представляют дисперсии (D) оценок
Figure 00000113
и
Figure 00000114
, причем наименьшие их значения получаются при j1=0:
Figure 00000115
.
Для получения амплитудного изображения в зоне обзора (на множестве элементов дискретизации по углам) осуществляется сканирование луча (электронное или механическое) со смещением на один элемент дискретизации по азимуту и многократно повторяется оценивание (9), (10). При избыточном числе каналов (Q>>2n+1) точность оценивания увеличивается и отпадает необходимость поэлементного сканирования луча. В этом случае для расширения зоны обзора осуществляется сканирование со смещением по азимуту на ширину ДН, а в векторе
Figure 00000116
оценок (8) используются все компоненты.
Предложенный способ позволяет без увеличения энергетических затрат станции повысить разрешающую способность многоканальной РЛС по азимуту в режиме РЛ за счет увеличения точности оценивания параметров поля отражения с расширением зоны обзора и сформировать на основе (9), (10) матрицу радиоизображения поверхности в виде совокупности оценок
Figure 00000117
,
Figure 00000118
,
Figure 00000119
, амплитуд сигналов, отраженных от соответствующих i,j-x элементов дискретизации поверхности, которая позволяет наблюдать на экране индикатора объекты на поверхности в условиях отсутствия оптической видимости с более высоким разрешением по сравнению с известными способами обзора реальным лучом.
Источники информации
1. Воскресенский Д.И. Антенны с обработкой сигнала: Учеб. пособие для вузов. - М.: САЙНС-ПРЕСС, 2002. 80 с.
2. Пат. RU 2249832 С1. Способ наблюдения за поверхностью / В.К.Клочко, Г.Н.Колодько, В.И.Мойбенко, А.А.Ермаков. МПК: G 01 S 13/02, H 01 Q 21/00. Приоритет 02.09.2003. Опубл.: 10.04. 2005. Бюл. №10.
3. Пат. RU 2256193 С1. Способ наблюдения за поверхностью и воздушной обстановкой / В.К.Клочко, Г.Н.Колодько, В.И.Мойбенко, А.А.Ермаков. МПК: G 01 S 13/02. Приоритет 08.12.2003. Опубл.: 10.07. 2005. Бюл. №19.
4. Радиолокационные станции с цифровым синтезированием апертуры антенны / В.Н.Антипов, В.Т.Горяинов, А.Н.Кулин, Е.Ф.Толстов и др. Под ред. В.Т.Горяинова. М.: Радио и связь, 1988. С.13-14.
5. Василенко Г.И., Тараторин A.M. Восстановление изображений. М.: Радио и связь, 1986. С.76-82.

Claims (1)

  1. Способ наблюдения за поверхностью на базе многоканальной бортовой РЛС в режиме реального луча с электронным сканированием, заключающийся в формировании матрицы двумерного радиоизображения поверхности в координатах дальность - азимут, при этом за счет быстрого электронного переключения луча РЛС смещают луч по азимуту на величину (2n+1)-й части ширины диаграммы направленности антенны (ДН) размером в 2n+1 элементов дискретизации на уровне 0,5 мощности и обрабатывают полученные при каждом j-м положении луча в i-x элементах разрешения дальности амплитуды отраженного сигнала, отличающийся тем, что при обработке измеряют амплитуды
    Figure 00000120
    ,
    Figure 00000121
    отраженного сигнала в квадратурных каналах фазового детектирования (С - косинусном и S - синусном) одновременно в каждом q-м приемном канале антенной системы, состоящей из большого числа Q (Q≥2n+1) разнесенных по фазе приемных элементов, при этом измерения
    Figure 00000122
    ,
    Figure 00000123
    ,
    Figure 00000124
    суммируют с весами
    Figure 00000125
    ,
    Figure 00000126
    ,
    Figure 00000127
    , найденными заранее, тем самым оценивают косинусную и синусную составляющие амплитуды отраженного сигнала, соответствующие центру j-го луча (центральному элементу дискретизации ДН)
    Figure 00000128
    Figure 00000129
    затем полученные оценки возводят в квадрат, суммируют и извлекают корень, тем самым вычисляют оценки амплитуд отраженного сигнала в i-x элементах дальности и j-м синтезированном элементе разрешения азимута
    Figure 00000130
    указанные операции повторяют для всех j-x положений луча по азимуту в зоне обзора и получают матрицу А оценок амплитуд
    Figure 00000131
    , представляющую двумерное радиоизображение поверхности в координатах дальность - азимут с повышенным разрешением по азимуту.
RU2006137596/09A 2006-10-24 2006-10-24 Способ наблюдения за поверхностью на базе многоканальной бортовой рлс RU2316786C1 (ru)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2006137596/09A RU2316786C1 (ru) 2006-10-24 2006-10-24 Способ наблюдения за поверхностью на базе многоканальной бортовой рлс

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2006137596/09A RU2316786C1 (ru) 2006-10-24 2006-10-24 Способ наблюдения за поверхностью на базе многоканальной бортовой рлс

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2316786C1 true RU2316786C1 (ru) 2008-02-10

Family

ID=39266350

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2006137596/09A RU2316786C1 (ru) 2006-10-24 2006-10-24 Способ наблюдения за поверхностью на базе многоканальной бортовой рлс

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2316786C1 (ru)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2511216C1 (ru) * 2012-12-17 2014-04-10 Открытое акционерное общество "Научно-исследовательский институт приборостроения имени В.В. Тихомирова" Способ формирования изображения поверхности в радиолокационной станции с синтезированием апертуры антенны
RU2672092C1 (ru) * 2017-07-19 2018-11-12 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Московский авиационный институт (национальный исследовательский университет)" Способ измерения углового положения наземных неподвижных радиоконтрастных объектов
CN114475664A (zh) * 2022-03-17 2022-05-13 西华大学 一种拥堵路段自动驾驶车辆变道协调控制方法

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2511216C1 (ru) * 2012-12-17 2014-04-10 Открытое акционерное общество "Научно-исследовательский институт приборостроения имени В.В. Тихомирова" Способ формирования изображения поверхности в радиолокационной станции с синтезированием апертуры антенны
RU2672092C1 (ru) * 2017-07-19 2018-11-12 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Московский авиационный институт (национальный исследовательский университет)" Способ измерения углового положения наземных неподвижных радиоконтрастных объектов
CN114475664A (zh) * 2022-03-17 2022-05-13 西华大学 一种拥堵路段自动驾驶车辆变道协调控制方法
CN114475664B (zh) * 2022-03-17 2023-09-01 西华大学 一种拥堵路段自动驾驶车辆变道协调控制方法

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Frey et al. 3-D time-domain SAR imaging of a forest using airborne multibaseline data at L-and P-bands
Zhuge et al. Three-dimensional near-field MIMO array imaging using range migration techniques
US11454702B2 (en) Synthetic aperture radar method and synthetic aperture radar device
CN109116321B (zh) 一种星载干涉成像高度计的相位滤波方法及高度测量方法
EP2909652B1 (en) Interferometric inverse synthetic aperture radar and method
CN109061638B (zh) 相控阵近距离数字成像方法
Chau et al. Empirical phase calibration for multistatic specular meteor radars using a beamforming approach
Baumgartner et al. Multi-channel SAR for ground moving target indication
Ji et al. Measuring ionospheric scintillation parameters from SAR images using phase gradient autofocus: A case study
CN115546526A (zh) 三维点云聚类方法、装置及存储介质
RU2316786C1 (ru) Способ наблюдения за поверхностью на базе многоканальной бортовой рлс
Alli et al. Beamforming for through-the-wall radar imaging
CN114325700A (zh) 一种星载多通道sar动目标成像方法
Hélal et al. Radar imaging and high-resolution array processing applied to a classical VHF-ST profiler
CN114002664A (zh) 和差波束成像目标检测及精确测角方法
CN111693979B (zh) 一种基于泰勒展开的数字阵列单脉冲测角方法
Amin et al. Mixing Matrix Calibration for BSS Range Ambiguity Suppression in Multichannel SAR Systems
RU2316787C1 (ru) Способ наблюдения за поверхностью и воздушной обстановкой на базе многоканальной бортовой рлс
Raj et al. Velocity-ISAR: On the application of ISAR techniques to multichannel SAR imaging
RU2316019C1 (ru) Способ измерения высоты объектов на базе многоканальной рлс
CN115015925A (zh) 基于改进匹配追踪的机载阵列雷达超分辨前视成像方法及装置
Chen et al. A novel approach to mitigation of radar beam weighting effect on coherent radar imaging using VHF atmospheric radar
RU2379705C2 (ru) Способ двухэтапного восстановления изображений в многоканальных радиолокационных и радиотеплолокационных станциях
CN114488142A (zh) 一种基于差-和波束的雷达二维角成像方法及系统
RU2539558C1 (ru) Способ формирования трехмерного изображения земной поверхности и воздушной обстановки с помощью антенной решетки

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20081025