RU2289195C1

RU2289195C1 - Method for controlling resonance-tuned inverter with antiparallel diodes

Info

Publication number: RU2289195C1
Application number: RU2005118282/09A
Authority: RU
Inventors: Павел Геннадьевич Бабенко (RU); Павел Геннадьевич Бабенко
Original assignee: Павел Геннадьевич Бабенко
Priority date: 2005-06-14
Filing date: 2005-06-14
Publication date: 2006-12-10

Abstract

FIELD: converter engineering; power supplies for induction heating installations.

SUBSTANCE: proposed method for controlling resonance-tuned inverter with antiparallel diodes operating into load in the form of series oscillatory circuit whose parameters are varying within wide range includes generation of control pulses and their alternate supply to inverter key elements shaping forward and reverse current half-waves in load. Instant value of load current is measured, moments of zero crossing by instant load current is detected, actual mean value of current is calculated and used to choose and generate control pulse trains governing change-over combinations of inverter key elements. Inverter key elements are changed over as soon as instant load current crosses zero and their combinations afford time intervals equal to number N = 1, 2, 3, ... 9 resonance frequency half cycles of load current with power supplied to load with the latter being closed. If measured actual mean value of load current exceeds desired threshold, control pulse trains affording reduction of load energizing interval to load closed state interval ratio are chosen and generated; if actual measured mean value of load current is below desired threshold, control pulse trains affording increase in load energizing interval to load closed state interval ratio are chosen and generated.

EFFECT: enhanced operating reliability and enlarged functional capabilities for induction heating technology.

1 cl, 3 dwg

Description

Изобретение относится к преобразовательной технике и может быть использовано в источниках питания для установок индукционного нагрева.The invention relates to a conversion technique and can be used in power supplies for induction heating plants.

Известен резонансный инвертор напряжения со встречно-параллельными диодами (патент РФ №2072619, МКИ Н 02 М 7/48. Резонансный инвертор напряжения. / Яшкин В.И. - Заявл. 22.01.1993, опубл. 27.01.1997). Управление инвертором заключается в формировании и поочередной подаче импульсов управления на ключевые элементы инвертора, формирующие прямую и обратную полуволны тока в нагрузке, образованной последовательно включенных последовательного и параллельного колебательных контуров. Регулирование выходных параметров инвертора осуществляют изменением рабочей частоты инвертора между средней и высшей частотами собственных резонансов цепи.Known resonant voltage inverter with anti-parallel diodes (RF patent No. 2072619, MKI N 02 M 7/48. Resonant voltage inverter. / Yashkin VI - Application. 01/22/1993, publ. 01/27/1997). The control of the inverter consists in the formation and alternating supply of control pulses to the key elements of the inverter, which form the forward and reverse half-waves of the current in the load formed by the series and parallel oscillatory circuits connected in series. The regulation of the output parameters of the inverter is carried out by changing the operating frequency of the inverter between the middle and highest frequencies of the natural resonances of the circuit.

Недостатком способа управления является возможность превышения допустимых значений токов ключевых элементов инвертора при изменении параметров нагрузки в широких пределах, характерных для большинства технологических процессов индукционного нагрева (нагрев ферромагнитных материалов выше температуры точки Кюри, режим к.з. при частичной или полной разгрузке индуктора). Это в свою очередь обуславливает низкую надежность инвертора и ограничивает область применений данного инвертора для технологий индукционного нагрева.The disadvantage of the control method is the possibility of exceeding the permissible currents of the key elements of the inverter when changing the load parameters over a wide range, characteristic of most technological processes of induction heating (heating of ferromagnetic materials above the temperature of the Curie point, short-circuit mode with partial or full unloading of the inductor). This in turn leads to low reliability of the inverter and limits the scope of application of this inverter for induction heating technologies.

Известен способ управления резонансным инвертором со встречно-параллельными диодами, выбранный в качестве прототипа (патент РФ №2152683, МКИ Н 02 М 7/48. Способ управления резонансным инвертором со встречно-параллельными диодами / Силкин Е.М. - Заявл. 19.04.1999, опубл. 10.07.2000). Способ управления заключается в формировании и поочередной подаче импульсов управления на тиристоры, формирующие прямую и обратную полуволны тока в нагрузке, задании временного интервала, измерении напряжения на тиристорах, формировании логического сигнала, принимающего истинное значение при одновременном приложении прямого напряжения к тиристорам, формирующим прямую и обратную полуволны тока в нагрузке, разрешении отсчета временного интервала при истинном значении логического сигнала, подаче очередного импульса управления на тиристоры по истечении заданного временного интервала, измеряют длительность интервала проводящего состояния тиристора и встречно-параллельного диода, заданный временной интервал изменяют в функции длительности интервала проводящего состояния тиристора и встречно-параллельного диода, причем с увеличением длительности интервала проводящего состояния тиристора и встречно-параллельного диода заданный временной интервал пропорционально увеличивают, а с уменьшением длительности интервала проводящего состояния тиристора и встречно-параллельного диода заданный временной интервал пропорционально уменьшают.A known method of controlling a resonant inverter with anti-parallel diodes, selected as a prototype (RF patent No. 2152683, MKI N 02 M 7/48. Method of controlling a resonant inverter with anti-parallel diodes / Silkin EM - Application. 04/19/1999 publ. 10.07.2000). The control method consists in generating and alternately supplying control pulses to the thyristors, forming the direct and reverse half-waves of the current in the load, setting the time interval, measuring the voltage on the thyristors, generating a logical signal that takes a true value while applying forward voltage to the thyristors forming the forward and reverse half-waves of the current in the load, resolution of the time interval counting at the true value of the logical signal, supply of the next control pulse to the shooting gallery after a predetermined time interval, the sources measure the duration of the interval of the conducting state of the thyristor and the anti-parallel diode, the specified time interval is changed as a function of the duration of the interval of the conducting state of the thyristor and the anti-parallel diode, and with the increase in the duration of the interval of the conducting state of the thyristor and the anti-parallel diode the time interval is proportionally increased, and with a decrease in the duration of the interval of the conducting state of the thyristor and counter-pairs allele diode predetermined time interval is proportionally reduced.

Недостатком способа управления является возможность превышения допустимых значений токов ключевых элементов инвертора при изменении параметров нагрузки в широких пределах, характерных для большинства технологических процессов индукционного нагрева (нагрев ферромагнитных материалов выше температуры точки Кюри, режим к.з., при частичной или полной разгрузке индуктора). Это в свою очередь обуславливает низкую надежность инвертора и ограничивает область применений данного инвертора для технологий индукционного нагрева.The disadvantage of the control method is the possibility of exceeding the permissible values of the currents of the key elements of the inverter when changing the load parameters over a wide range characteristic of most technological processes of induction heating (heating ferromagnetic materials above the temperature of the Curie point, short-circuit mode, with partial or complete unloading of the inductor). This in turn leads to low reliability of the inverter and limits the scope of application of this inverter for induction heating technologies.

В основе изобретения лежит задача создания способа управления резонансным инвертором со встречно-параллельными диодами, работающим на нагрузку в виде последовательного колебательного контура с изменяющимися в широких пределах параметрами, при котором повышается надежность и расширяется область применений данного инвертора для технологий индукционного нагрева.The basis of the invention is the task of creating a method for controlling a resonant inverter with counter-parallel diodes operating on a load in the form of a series oscillatory circuit with parameters varying over a wide range, which increases reliability and expands the scope of application of this inverter for induction heating technologies.

Поставленная задача решается тем, что способ управления резонансным инвертором со встречно-параллельными диодами, работающий на нагрузку в виде последовательного колебательного контура, так же как в прототипе, заключается в формировании и поочередной подаче импульсов управления на ключевые элементы инвертора, формирующие прямую и обратную полуволны тока в нагрузке.The problem is solved in that the method of controlling a resonant inverter with counter-parallel diodes, operating on a load in the form of a series oscillatory circuit, as in the prototype, consists in the formation and alternating supply of control pulses to the key elements of the inverter, forming direct and reverse half-wave current in the load.

Согласно изобретению измеряют мгновенное значение тока нагрузки, определяют моменты перехода мгновенного значения тока нагрузки через нулевое значение, вычисляют текущее среднее значение тока нагрузки, в соответствии с которым выбирают и генерируют управляющие последовательности импульсов, определяющие комбинации переключения ключевых элементов инвертора. При этом переключение осуществляется в момент перехода мгновенного значения тока нагрузки через нулевое значение, а комбинации переключения ключевых элементов инвертора обеспечивают временные интервалы, равные целому числу N=1, 2...9 полупериодов резонансной частоты колебаний тока нагрузки с подачей энергии в нагрузку и замкнутого состояния нагрузки, причем если измеренное текущее среднее значение тока нагрузки превысит заданный порог, то выбирают и генерируют управляющие последовательности импульсов, обеспечивающие уменьшение отношения интервала подачи энергии в нагрузку к интервалу замкнутого состояния нагрузки, а если измеренное текущее среднее значение тока нагрузки меньше заданного порога, то выбирают и генерируют управляющие последовательности импульсов, обеспечивающие увеличение отношения интервала подачи энергии в нагрузку к интервалу замкнутого состояния нагрузки.According to the invention, the instantaneous value of the load current is measured, the moments of the transition of the instantaneous value of the load current through the zero value are determined, the current average value of the load current is calculated, in accordance with which the pulse sequences are selected and generated, which determine the switching combinations of the key elements of the inverter. In this case, switching is carried out at the moment the instantaneous value of the load current passes through zero, and combinations of switching the key elements of the inverter provide time intervals equal to an integer N = 1, 2 ... 9 half-periods of the resonant frequency of the oscillations of the load current with the energy supplied to the load and closed load conditions, and if the measured current average value of the load current exceeds a predetermined threshold, then control sequences of pulses are selected and generated, providing a decrease in the ratio of the energy supply interval of the load to the load state of the closed interval, and if the measured current average value of the load current is less than a predetermined threshold, and generating the selected control pulse sequence providing increase of the ratio of energy supply to the load of the interval to the interval of the closed state of the load.

Известно, что индуктор индукционной нагрузки имеет высокую добротность (Q=5-20). Последовательное соединение индуктора с компенсирующей емкостью образует индукционный контур, эквивалентный последовательному колебательному контуру. Подавая на данную нагрузку переменное напряжение с резонансной частотой, ее ток незначительно отличается от синусоиды. Поэтому при анализе резонансного инвертора, питающего индукционный контур, используют метод первой гармоники, обеспечивающий требуемую точность анализа в условиях хорошей фильтрации выходного параметра.It is known that the inductor of the induction load has a high Q factor (Q = 5-20). The series connection of the inductor with the compensating capacitance forms an induction circuit equivalent to a series oscillatory circuit. By applying an alternating voltage with a resonant frequency to this load, its current is slightly different from the sine wave. Therefore, when analyzing the resonant inverter supplying the induction circuit, the first harmonic method is used, which provides the required analysis accuracy under conditions of good filtering of the output parameter.

При управлении резонансным инвертором со встречно-параллельными диодами по заявленному способу в соответствии с методом первой гармоники среднее значение тока нагрузки равно:When controlling a resonant inverter with anti-parallel diodes according to the claimed method in accordance with the first harmonic method, the average value of the load current is:

где Е - напряжение питания (входное напряжение) инвертора, В;where E is the supply voltage (input voltage) of the inverter, V;

R - активное сопротивление нагрузки, Ом;R is the load resistance, Ohm;

γ - коэффициент регулирования выходного тока инвертора.γ is the inverter output current regulation coefficient.

Коэффициент регулирования выходного тока инвертора зависит от количества подаваемой энергии в нагрузку и определяется как отношение числа полупериодов (Nn) колебательного тока нагрузки с подачей энергии от источника к сумме данного числа полупериодов и числа полупериодов (Nc) замкнутого состояния нагрузки со свободными затухающими колебаниями тока:The inverter output current control coefficient depends on the amount of energy supplied to the load and is defined as the ratio of the number of half-cycles (Nn) of the oscillating load current with the energy supplied from the source to the sum of this number of half-periods and the number of half-periods (Nc) of the closed load state with free damped current oscillations:

В связи с тем, что изменение значения данного коэффициента дискретно из-за целочисленных значений Nn=1, 2...9 и Nc=1, 2...9, то и регулирование выходного тока инвертора будет осуществляться также дискретно.Due to the fact that the change in the value of this coefficient is discrete due to the integer values Nn = 1, 2 ... 9 and Nc = 1, 2 ... 9, the inverter output current will also be controlled discretely.

Управляющие последовательности импульсов, определяющие комбинации переключения ключевых элементов инвертора, формирующие прямую и обратную полуволну тока нагрузки и задающие коэффициент регулирования выходного тока инвертора, составляются из условия необходимой точности регулирования выходного тока, глубины его регулирования и соблюдения условия не затухающего до нулевого значения тока в нагрузке.The control sequences of pulses that determine the switching combinations of the key elements of the inverter, form the direct and reverse half-wave of the load current and specify the coefficient of regulation of the output current of the inverter, are composed of the necessary accuracy of regulation of the output current, the depth of its regulation and compliance with the condition that does not fade to zero current in the load.

В общем случае могут быть применены управляющие последовательности комбинаций переключения ключевыми элементами инвертора, определяющие 19 режимов работы инвертора с различными коэффициентами регулирования выходного тока инвертора (фиг.1).In the General case, can be applied control sequences of combinations of switching key elements of the inverter, defining 19 modes of operation of the inverter with different coefficients of regulation of the output current of the inverter (figure 1).

Первый режим работы инвертора с γ=1 является режимом без регулирования, когда во все полупериоды колебаний тока нагрузки происходит подача энергии от источника. В остальные 18 режимов работы инвертора осуществляется регулирование выходного тока инвертора от 90 до 10% от номинального значения тока инвертора без регулирования при постоянной номинальной нагрузке. Представленная зависимость (фиг.1) является регулировочной характеристикой резонансного инвертора со встречно-параллельными диодами по заявленному способу управления.The first mode of operation of the inverter with γ = 1 is a non-regulated mode when energy is supplied from the source to all half-cycles of the load current oscillations. In the remaining 18 inverter operation modes, the inverter output current is regulated from 90 to 10% of the inverter rated current without regulation at constant rated load. The presented dependence (Fig. 1) is an adjustment characteristic of a resonant inverter with counter-parallel diodes according to the claimed control method.

Выбор максимальных значений временных интервалов колебательного тока нагрузки с подачей энергии от источника и замкнутого состояния нагрузки со свободными затухающими колебаниями тока, соответственно равных числу полупериодов: Nn=9 и Nc=9, определяется несколькими факторами. Во-первых, дальнейшее увеличение данных временных интервалов не принесет ощутимого изменения значения коэффициента регулирования тока инвертора (фиг.1). Во-вторых, длительное замкнутое состояние нагрузки может привести к затуханию до нуля тока нагрузки, что сделает невозможным производить коррекцию и последующее согласование частоты переключения ключевых элементов инвертора в соответствии с резонансной частотой нагрузки. В-третьих, значительное увеличение интервалов замкнутого состояния нагрузки приводит к появлению субгармоник на частотах, значительно меньших резонансной частоты, что в свою очередь приводит к эмиссии низкочастотных помех в питающую сеть.The choice of the maximum values of the time intervals of the oscillatory current of the load with the supply of energy from the source and the closed state of the load with free damped current oscillations, respectively equal to the number of half-periods: Nn = 9 and Nc = 9, is determined by several factors. Firstly, a further increase in these time intervals will not bring a noticeable change in the value of the inverter current regulation coefficient (Fig. 1). Secondly, a long closed state of the load can lead to attenuation of the load current to zero, which will make it impossible to make corrections and subsequent coordination of the switching frequency of the key elements of the inverter in accordance with the resonant frequency of the load. Thirdly, a significant increase in the intervals of the closed state of the load leads to the appearance of subharmonics at frequencies much lower than the resonant frequency, which in turn leads to the emission of low-frequency interference into the supply network.

В связи тем, что ток нагрузки при регулировании носит затухающий характера, то при организации замкнутого контура регулирования по току (автоматический выбор управляющей последовательности в зависимости от тока нагрузки) в качестве сигнала обратной связи необходимо использовать среднее значение тока нагрузки, которое не зависит от добротности индукционного контура.Due to the fact that the load current during regulation is decaying, when organizing a closed current control loop (automatic selection of the control sequence depending on the load current), it is necessary to use the average value of the load current as a feedback signal, which does not depend on the quality factor of the induction contour.

Следует отметить, что работа резонансного инвертора по заявленному способу управления может осуществлять как дискретное регулирование выходного тока инвертора в соответствии с заданными условиями технологического процесса, так и стабилизацию его значения в условиях многократного изменения параметров нагрузки.It should be noted that the operation of the resonant inverter according to the claimed control method can carry out both discrete control of the inverter output current in accordance with predetermined process conditions, and stabilization of its value under conditions of multiple changes in the load parameters.

За счет подобного управления резонансным инвертором со встречно-параллельными диодами гарантируется высокий коэффициент мощности во всем диапазоне регулирования, а мягкое переключение ключевых элементов инвертора обеспечивает минимальные динамические потери мощности в них. Еще одно преимущество способа управления состоит в том, что индукционный контур продолжает колебаться независимо от внешнего подвода энергии и тем самым может производиться коррекция и последующее согласование частоты переключения ключевых элементов инвертора в соответствии с резонансной частотой нагрузки. Существенным преимуществом способа управления является повышение надежности работы и расширение области применения для технологий индукционного нагрева резонансного инвертора со встречно-параллельными диодами, работающего на нагрузку в виде последовательного колебательного контура, с изменяющимися в широких пределах параметрами за счет обеспечения глубокого регулирования выходного значения тока инвертора.Due to this control of a resonant inverter with counter-parallel diodes, a high power factor is guaranteed in the entire control range, and soft switching of the key elements of the inverter ensures minimal dynamic power loss in them. Another advantage of the control method is that the induction circuit continues to oscillate independently of the external energy supply, and thus, correction and subsequent coordination of the switching frequency of the key elements of the inverter can be made in accordance with the resonant frequency of the load. A significant advantage of the control method is to increase the reliability of operation and expand the scope for induction heating technologies of a resonant inverter with counter-parallel diodes operating on a load in the form of a series oscillatory circuit, with parameters varying over a wide range due to the deep regulation of the output value of the inverter current.

Повышение надежности работы резонансного инвертора со встречно-параллельными диодами, работающего на нагрузку в виде последовательного колебательного контура, с изменяющимися в широких пределах параметрами и расширение области применения данного инвертора для технологий индукционного нагрева являются полученным техническим результатом, обусловленным новыми действиями и порядком их осуществления в способе управления.Improving the reliability of a resonant inverter with anti-parallel diodes operating on a load in the form of a series oscillatory circuit with widely varying parameters and expanding the scope of this inverter for induction heating technologies are the obtained technical result due to new actions and the order of their implementation in the method management.

На фиг.1 приведена регулировочная характеристика резонансного инвертора со встречно-параллельными диодами по заявленному способу управления, на фиг 2 - схема устройства для реализации способа управления, на фиг.3 - временные диаграммы, поясняющие принцип управления.Figure 1 shows the adjustment characteristic of a resonant inverter with counter-parallel diodes according to the claimed control method, figure 2 is a diagram of a device for implementing the control method, figure 3 is a timing diagram explaining the control principle.

Устройство для реализации способа содержит трехфазный мостовой выпрямитель (фиг.2) на диодах 1-6 с емкостным фильтром 7 на выходе, к которому подключен мостовой инвертор на транзисторах 8-11, зашунтированных встречными диодами 12-15. Нагрузка в виде индукционного контура, образованного последовательно включенными конденсатором 16 и индуктором, который в свою очередь образован последовательно включенными индуктивностью 17 и резистором 18, включена в диагональ инвертора последовательно с датчиком мгновенного значения тока 19, выход которого подключен к формирователю синхроимпульса 20 (ФСИ) и к преобразователю среднего значения 21 (ПСЗ). Выход преобразователя 21 соединен с первыми входами компараторов 22 (К1) и 23 (К2), вторые входы которых соединены с соответствующими выходами генератора опорных напряжений 24 (ГОН). Выходы компараторов 22, 23 подключены к реверсивному счетчику 25 (РСЧ), выход которого подключен к формирователю управляющих импульсов 26 (ФУС), к которому также подключен выход формирователя синхроимпульса 20 (ФСИ). Четыре выхода формирователя управляющих сигналов 26 соединены с входами выходных каскадов 27 (ВК1), 28 (ВК2), 29 (ВК3), 30 (ВК4), выходы которых соединены соответственно с управляющими электродами транзисторов 8, 10, 9, 11.A device for implementing the method comprises a three-phase bridge rectifier (Fig. 2) on diodes 1-6 with a capacitive filter 7 at the output, to which a bridge inverter is connected on transistors 8-11, shunted by oncoming diodes 12-15. The load in the form of an induction circuit formed by a series-connected capacitor 16 and an inductor, which in turn is formed by a series-connected inductance 17 and a resistor 18, is included in the diagonal of the inverter in series with the instantaneous current sensor 19, the output of which is connected to the clock generator 20 (FSI) and to the average value converter 21 (PSZ). The output of the converter 21 is connected to the first inputs of the comparators 22 (K1) and 23 (K2), the second inputs of which are connected to the corresponding outputs of the reference voltage generator 24 (GON). The outputs of the comparators 22, 23 are connected to a reversible counter 25 (RFC), the output of which is connected to a control pulse shaper 26 (FSF), to which the output of a clock pulse shaper 20 (FSI) is also connected. Four outputs of the driver signal generator 26 are connected to the inputs of the output stages 27 (VK1), 28 (VK2), 29 (VK3), 30 (VK4), the outputs of which are connected respectively to the control electrodes of transistors 8, 10, 9, 11.

Формирователь синхроимпульсов 20 (ФСИ) собран на базе мостового выпрямителя, подключенного к компаратору с регулируемым уровнем срабатывания. Преобразователь среднего значения 21 (ПСЗ) собран на операционном усилителе по схеме интегратора. Генератор опорных напряжений 24 (ГОН) собран с помощью регулируемых резистивных делителей напряжения. Формирователь управляющих импульсов 26 (ФУИ) собран с применением микросхем памяти. Выходные каскады 27-30 (ВК1-ВК4) выполнены с использованием оптоэлектронных элементов. Остальные блоки устройства 22 (К1), 23 (К2), 25 (РСЧ) собраны с применением стандартных микросхем по типовым схемам включения.The clock generator 20 (FSI) is assembled on the basis of a bridge rectifier connected to a comparator with an adjustable level of operation. The average value converter 21 (PSZ) is assembled on an operational amplifier according to the integrator circuit. The reference voltage generator 24 (GON) is assembled using adjustable resistive voltage dividers. Shaper of control pulses 26 (FUI) is assembled using memory chips. The output stages 27-30 (VK1-VK4) are made using optoelectronic elements. The remaining blocks of the device 22 (K1), 23 (K2), 25 (DMC) are assembled using standard microcircuits according to standard switching schemes.

Заявленный способ управления резонансным инвертором со встречно-параллельными диодами был применен в установке для индукционной пайки металлорежущего инструмента при температуре 850°С. Характерными особенностями данного технологического процесса является наличие трех режимов нагрева: "холодный", "промежуточный" и "горячий", а также режима смены инструмента. В силу электротехнических свойств стали "горячий" режим (нагрев выше температуры Кюри 750°С) относительно "холодного" режима нагрева характеризуется уменьшением в 3 и более раз активного сопротивления индуктора, а пустой индуктор при смене инструмента (режим к.з.) уменьшает свое активное сопротивление в 5-8 раз в зависимости от КПД индуктора, в рассматриваемом случае в 6 раз. В связи с данными фактами инвертор, питающий данный индукционный контур, должен адекватно реагировать на изменения его параметров во избежание перегрузки по току силовых транзисторов инвертора.The claimed method of controlling a resonant inverter with counter-parallel diodes was applied in an installation for induction brazing of a metal-cutting tool at a temperature of 850 ° C. The characteristic features of this technological process are the presence of three heating modes: “cold”, “intermediate” and “hot”, as well as a tool change mode. Due to the electrical properties of steel, the "hot" mode (heating above a Curie temperature of 750 ° C) relative to the "cold" heating mode is characterized by a decrease of 3 or more times the active resistance of the inductor, and an empty inductor when changing tools (short-circuit mode) reduces its active resistance is 5-8 times depending on the efficiency of the inductor, in this case 6 times. In connection with these facts, the inverter supplying this induction circuit must adequately respond to changes in its parameters in order to avoid current overload of the inverter power transistors.

Устройство для реализации заявленного способа управления работает следующим образом. Трехфазное напряжение питающей сети выпрямляется диодами 1-6, фильтруется конденсатором 7 и подается на мостовой инвертор напряжения, транзисторы 8-11 с обратными диодами 12-15. В начальный момент при включении установки выходное значение реверсивного счетчика 25 (РСЧ) имеет минимальное значение, равное N₂₅=1, в соответствии с этим числом формирователь 26 (ФУИ) генерирует последовательности управляющих импульсов, определяющие комбинации переключения силовых транзисторов инвертора в режиме с максимальным коэффициентом регулирования выходного тока инвертора, равным γ=1. Данные последовательности управляющих импульсов (Uу8, Uу9, Uу10, Uу11 фиг.3), синхронизированные импульсом синхронизации, с формирователя 20 (ФСИ) подаются на выходные каскады 27-30 (ВК1-ВК4), которые обеспечивают усиление управляющих импульсов до требуемого уровня и гальваническую развязку силовой и информационной частей устройства, а также формируют межкоммутационную паузу для исключения сквозных токов транзисторов в стойке инвертора. С выходов выходных каскадов 27-30 (ВК1-ВК4) управляющие импульсы подаются на управляющие электроды транзисторов 8-11, при этом обеспечивается поочередное переключение пар транзисторов 8, 11 и 9, 10 и соответствующее поочередное подключение индукционного контура к источнику питания. От источника (выпрямитель 1-6, фильтр 7) потребляется ток (Iпотр, временной интервал t₀-t₁, фиг.3) в каждый полупериод колебаний тока индукционного контура, и его величина по амплитуде является номинальным расчетным значением, на которую производился выбор силовых элементов схемы устройства. В данном интервале (t₀-t₁) работы устройства опорные напряжения U_24B для компаратора 22 (К1) и U_24H для компаратора 23 (К2), подающиеся с генератора опорных напряжений 24 (ГОН), подобраны таким образом, что величина среднего значения тока индуктора U₂₁, измеренного в цепи индуктора датчиком 19 и преобразованного преобразователем 21 (ПСЗ), удовлетворяет условию U_24B>U₂₁>U_24H (фиг.3). Вследствие нагрева паяемого инструмента плавно увеличивается "промежуточный" режим и затем уменьшается "горячий" режим нагрева, активное сопротивление индуктора. При этом пропорционально данному изменению растет ток индукционного контура. При достижении текущего среднего значение тока U₂₁, превысит порог срабатывания компаратора 22 (К1), то по выходному сигналу данного компаратора произойдет декрементирование (N₂₅+1) выходного состояния реверсивного счетчика 25 (РСЧ) до значения N=2. В соответствии с этим числом формирователь 26 (ФУИ) перестроится на выдачу последовательностей управляющих импульсов, соответствующих режиму работы инвертора с меньшим коэффициентом регулирования выходного тока, равным

. Данный режим работы обеспечивает переключение транзисторов таким образом, что на каждые 10 полупериодов колебаний тока индукционного контура девять из них с потреблением тока от источника (выпрямитель 1-6, фильтр 7), а один полупериод замкнутого состояния индукционного контура. Алгоритм переключения транзисторов и пути протекания тока при закороченном состоянии контура будут показаны ниже. В связи с уменьшением количества полупериодов тока индукционного контура с подачей энергии от источника ток индукционного контура уменьшается и опять выполняется условие U_24B>U₂₁>U_24H. Тем не менее нагрев паяемого инструмента продолжается, сопротивление индуктора падает, его ток растет, происходит очередное срабатывание компаратора 22 (К1) с последующим декрементированием выходного состояния счетчика 25, в соответствии с этим формирователь 26 поочередно генерирует управляющие последовательности импульсов, соответствующие режимам работы инвертора с коэффициентами регулирования выходного тока, равными

,

и так далее в соответствии с фиг.1. Сопротивление индуктора приняло относительно установившееся значение при нагреве паяемого инструмента до температуры Кюри (750°С). В связи с этим при соблюдении условия U_24B>U₂₁>U_24H выходное состояние счетчика приняло значение, равное N₂₅=11, транзисторы инвертора переключаются по алгоритму, соответствующему коэффициенту регулирования выходного тока инвертора, равному

, когда из трех полупериодов колебаний тока индукционного контура в один полупериод индукционный контур потребляет ток от источника (выпрямитель 1-6, фильтр 7), а два полупериода контур находится в закороченном состоянии (интервал t₂-t₃, фиг.3). Режим закороченного состояния индукционного контура осуществляется путем снятия управляющих сигналов с транзисторов 8, 9, но продолжения поочередного переключения транзисторов 10, 11, при этом положительная полуволна тока нагрузки замыкается по включенному транзистору 10 и обратному диоду 15, а отрицательная полуволна - по транзистору 11 и обратному диоду 14 (ток индуктора Iвых на интервале t₂-t₃, фиг.3). Из диаграммы (фиг.3) видно, что при приложении напряжения (Uвых) к индукционному контуру амплитудное значение тока через транзисторы и обратные диоды инвертора незначительно (10%) превышает номинальное расчетное значение из-за последующего затухающего характера тока индуктора в остальные полупериоды колебаний, при этом среднее значение тока должно оставаться постоянным и удовлетворять условию U_24B>U₂₁>U_24H.A device for implementing the claimed control method operates as follows. The three-phase voltage of the supply network is rectified by diodes 1-6, filtered by a capacitor 7 and fed to the bridge voltage inverter, transistors 8-11 with reverse diodes 12-15. At the initial moment, when the unit is turned on, the output value of the reverse counter 25 (RFC) has a minimum value equal to N ₂₅ = 1, in accordance with this number, the shaper 26 (FUI) generates sequences of control pulses that determine the combination of switching the inverter power transistors in the mode with the maximum coefficient regulation of the inverter output current equal to γ = 1. The data of the sequence of control pulses (Uy8, Uy9, Uy10, Uy11 of Fig. 3), synchronized by a synchronization pulse, are supplied from the driver 20 (FSI) to the output stages 27-30 (VK1-VK4), which provide amplification of the control pulses to the required level and galvanic isolation of the power and information parts of the device, as well as form an interconnect pause to exclude the through currents of transistors in the inverter rack. From the outputs of the output stages 27-30 (BK1-BK4), the control pulses are fed to the control electrodes of transistors 8-11, while alternating switching of the pairs of

transistors

8, 11 and 9, 10 and the corresponding alternating connection of the induction circuit to the power source is provided. From the source (rectifier 1-6, filter 7), a current is consumed (Ipotr, time interval t ₀ -t ₁ , Fig. 3) in each half-period of the oscillation current of the induction circuit, and its amplitude value is the nominal calculated value for which the choice was made power elements of the device circuit. In this interval (t ₀ -t ₁ ) of the device operation, the reference voltages U _24B for comparator 22 (K1) and U _24H for comparator 23 (K2), supplied from the reference voltage generator 24 (GON), are selected in such a way that the average value the inductor current U ₂₁ , measured in the inductor circuit by the sensor 19 and converted by the converter 21 (PSZ), satisfies the condition U _24B > U ₂₁ > U _24H (figure 3). Due to the heating of the soldered tool, the "intermediate" mode gradually increases and then the "hot" heating mode, the active resistance of the inductor, decreases. Moreover, in proportion to this change, the current of the induction circuit increases. When the current average current value U _{21 is} reached, it exceeds the threshold of the comparator 22 (K1), then the output signal of this comparator will decrement (N ₂₅ +1) the output state of the reverse counter 25 (DMC) to the value N = 2. In accordance with this number, the shaper 26 (FUI) will be tuned to the issuance of sequences of control pulses corresponding to the operating mode of the inverter with a lower coefficient of regulation of the output current equal to

. This mode of operation ensures that the transistors are switched in such a way that for every 10 half-periods of oscillation of the current in the induction circuit, nine of them with current consumption from the source (rectifier 1-6, filter 7), and one half-cycle of the closed state of the induction circuit. The switching algorithm of the transistors and the path of the current flow when the circuit is shorted will be shown below. Due to the decrease in the number of half-periods of the current of the induction circuit with the supply of energy from the source, the current of the induction circuit decreases and the condition U _24B > U ₂₁ > U _24H is fulfilled again. Nevertheless, the heating of the soldered tool continues, the resistance of the inductor drops, its current grows, the comparator 22 (K1) reacts again, followed by decreasing the output state of the counter 25, in accordance with this, the shaper 26 alternately generates control sequences of pulses corresponding to the operating modes of the inverter with the coefficients control output current equal to

,

and so on in accordance with figure 1. The resistance of the inductor took on a relatively steady value when the brazed tool was heated to the Curie temperature (750 ° C). In this regard, subject to the condition U _24B > U ₂₁ > U _{24H, the} output state of the counter has taken a value equal to N ₂₅ = 11, the inverter transistors are switched according to an algorithm corresponding to the regulation coefficient of the inverter output current equal to

when, from three half-periods of oscillations of the current of the induction circuit into one half-cycle, the induction circuit draws current from the source (rectifier 1-6, filter 7), and the two half-cycles of the circuit are in a shorted state (interval t ₂ -t ₃ , Fig. 3). The short circuited state of the induction circuit is carried out by removing control signals from

transistors

8, 9, but continuing to alternately switch

transistors

10, 11, while the positive half-wave of the load current is closed by the turned on transistor 10 and the reverse diode 15, and the negative half-wave by the transistor 11 and the reverse diode 14 (inductor current Iout in the interval t ₂ -t ₃ , figure 3). From the diagram (Fig. 3) it is seen that when the voltage (Uout) is applied to the induction circuit, the amplitude value of the current through the transistors and inverter reverse diodes is slightly (10%) higher than the rated value due to the subsequent decaying nature of the inductor current in other half-cycles of oscillations, while the average current value must remain constant and satisfy the condition U _24B > U ₂₁ > U _24H .

Окончание процесса пайки сопровождается сменой паяемого инструмента на очередной инструмент. При выемке инструмента из индуктора его активное сопротивление определяется только активным сопротивлением материала, из которого он изготовлен. Происходит уменьшение сопротивления индуктора и рост тока индукционного контура, повторяется последовательность действий, аналогичная переходу от "холодного" режима нагрева к "горячему". Для пустого индуктора происходит адаптация алгоритма переключения транзисторов инвертора, соответствующего его режиму работы с коэффициентом регулирования выходного тока инвертора, равным

, когда из шести полупериодов колебаний тока индуктора в один полупериод индукционный контур потребляет ток от источника (выпрямитель 1-6, фильтр 7), а пять полупериодов контур находится в закороченном состоянии (интервал t₄-t₅, фиг.3). Амплитудное значение тока через транзисторы и обратные диоды инвертора превышает номинальное расчетное значение на 20%.The end of the soldering process is accompanied by a change of the soldered tool to another tool. When a tool is removed from an inductor, its active resistance is determined only by the active resistance of the material from which it is made. There is a decrease in the resistance of the inductor and an increase in the current of the induction circuit, a sequence of actions is repeated, similar to the transition from the "cold" mode of heating to "hot". For an empty inductor, the inverter transistor switching algorithm is adapted corresponding to its operation mode with the inverter output current regulation coefficient equal to

when, from six half-periods of oscillation of the inductor current into one half-cycle, the induction circuit draws current from the source (rectifier 1-6, filter 7), and five half-cycles the circuit is in a shorted state (interval t ₄ -t ₅ , Fig. 3). The amplitude value of the current through the transistors and inverse diodes of the inverter exceeds the rated value by 20%.

Ввод нового, холодного инструмента для пайки в индуктор сопровождается увеличением активного сопротивления индуктора, уменьшается ток индукционного контура, нарушается условие U₂₁<U_24H, происходит срабатывание компаратора 23 (К2), по сигналу которого инкрементируется (N₂₅-1) выходное состояние счетчика 25, и формирователь 26 (ФУИ) осуществляет последовательный перебор и выдачу последовательностей управляющих импульсов, соответствующих режимам работы инвертора с коэффициентами регулирования выходного тока инвертора с

до γ=1 для очередного "холодного" режима нагрева.The introduction of a new, cold soldering tool into the inductor is accompanied by an increase in the active resistance of the inductor, the current of the induction circuit decreases, the condition U ₂₁ <U _{24H is} violated, the comparator 23 (K2) is triggered, by the signal of which the output state of the counter 25 is incremented (N ₂₅ -1) , and the shaper 26 (FUI) sequentially searches and generates sequences of control pulses corresponding to the operating modes of the inverter with the regulation coefficients of the output current of the inverter with

up to γ = 1 for the next “cold” heating mode.

Таким образом происходит непрерывный процесс пайки с максимальным и неизменным током индуктора, а амплитуда тока через транзисторы и обратные диоды инвертора не превышает 10-20% от номинального расчетного значения.Thus, a continuous soldering process occurs with a maximum and constant current of the inductor, and the amplitude of the current through the transistors and inverter diodes does not exceed 10-20% of the rated value.

Использование предложенного способа управления резонансным инвертором со встречно-параллельными диодами, работающим на нагрузку в виде последовательного колебательного контура, позволяет ограничить повышение токов через силовые ключи инвертора при многократном изменении параметров нагрузки в сторону режима к.з., что является гарантией надежной работы инвертора. Кроме того, регулировочная характеристика инвертора определяет возможность его применения для различных технологий индукционного нагрева, где имеют место значительные изменения параметров индукционной нагрузки, а также есть необходимость проведения технологии нагрева по заданному закону дозирования мощности нагрева во времени.Using the proposed method for controlling a resonant inverter with anti-parallel diodes operating on a load in the form of a series oscillatory circuit, it is possible to limit the increase in currents through the power switches of the inverter when the load parameters are repeatedly changed in the direction of the short-circuit mode, which is a guarantee of reliable operation of the inverter. In addition, the control characteristic of the inverter determines the possibility of its application for various technologies of induction heating, where there are significant changes in the parameters of the induction load, and there is also the need to conduct heating technology according to a given law of dosing the heating power over time.

Claims

The method of controlling a resonant inverter with anti-parallel diodes operating on the load in the form of a series oscillatory circuit, which consists in the formation and alternating supply of control pulses to the key elements of the inverter, forming the direct and reverse half-wave current in the load, characterized in that they measure the instantaneous value of the load current , determine the moments of transition of the instantaneous value of the load current through the zero value, calculate the current average value of the load current, in accordance with which select and generate control sequences of pulses that determine the switching combinations of the key elements of the inverter, the switching is carried out at the moment the instantaneous value of the load current passes through the zero value, and the switching combinations of the key elements of the inverter provide time intervals equal to the number N = 1, 2 ... 9 half-periods of the resonant frequency of oscillations of the load current with the supply of energy to the load and the closed state of the load, and if the measured current average value of the load current p increases the predetermined threshold, then control sequences of pulses are selected and generated, providing a decrease in the ratio of the interval of energy supply to the load to the interval of the closed state of the load, and if the measured current average value of the load current is less than the specified threshold, then control sequences of pulses are selected and generated to increase the ratio of the interval supply energy to the load to the interval of the closed state of the load.