RU2264630C1 - Method for determining phase shift between two sinusoidal signals - Google Patents
Method for determining phase shift between two sinusoidal signals Download PDFInfo
- Publication number
- RU2264630C1 RU2264630C1 RU2004109897/28A RU2004109897A RU2264630C1 RU 2264630 C1 RU2264630 C1 RU 2264630C1 RU 2004109897/28 A RU2004109897/28 A RU 2004109897/28A RU 2004109897 A RU2004109897 A RU 2004109897A RU 2264630 C1 RU2264630 C1 RU 2264630C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- signals
- phase shift
- uvx
- adder
- signal
- Prior art date
Links
Images
Abstract
Description
Изобретение относится к области систем обработки информации и измерительной техники и может быть использовано для определения фазового сдвига между синусоидальными сигналами одинаковой частоты в однофазной цепи переменного тока при диагностике работоспособности электротехнических и электромеханических систем и устройств.The invention relates to the field of information processing systems and measuring equipment and can be used to determine the phase shift between sinusoidal signals of the same frequency in a single-phase AC circuit for diagnosing the health of electrotechnical and electromechanical systems and devices.
В измерительной технике известны различные способы определения фазового сдвига между синусоидальными сигналами одинаковой частоты.In the measuring technique, various methods are known for determining the phase shift between sinusoidal signals of the same frequency.
Известен способ определения сдвига фаз двух синусоидальных сигналов [Патент РФ №2039360, МПК 6 G 01 R 25/00, опубл. 1995.07.09], заключающийся в том, что измеренные мгновенные значения отфильтровывают от постоянной составляющей сигналов X(t) и Y(t), имеющих период колебаний Т, измеряют два мгновенных значения одного из сигналов, принятого за измерительный, в моменты времени которые выбирают на интервале полуволны другого сигнала, принятого за опорный, а значение разности фаз определяют по формуле F0=m(g+πn).A known method for determining the phase shift of two sinusoidal signals [RF Patent No. 2039360, IPC 6 G 01 R 25/00, publ. 1995.07.09], which consists in the fact that the measured instantaneous values are filtered out from the constant component of the signals X (t) and Y (t) having an oscillation period T, two instantaneous values of one of the signals taken as measuring are measured at time instants which are selected on the half-wave interval of another signal taken as the reference, and the value of the phase difference is determined by the formula F 0 = m (g + πn).
Недостатком известного способа являются многоэтапность и сложность его реализации.The disadvantage of this method is the multi-stage and the complexity of its implementation.
Известен способ определения разности фаз двух синусоидальных сигналов [А.С. №1503025, МПК 4 G 01 R 25/00, опубл. 1987.04.27], выбранный в качестве прототипа, заключающийся в том, что измеряют мгновенные значения синусоидальных сигналов, синусоидальные сигналы отфильтровывают от постоянной составляющей, сдвигают каждый из них по фазе на угол в сторону опережения без изменения амплитуды, а разность фаз определяют по формуле A known method for determining the phase difference of two sinusoidal signals [A.S. No. 1503025, IPC 4 G 01 R 25/00, publ. 1987.04.27], selected as a prototype, which consists in the fact that the instantaneous values of the sinusoidal signals are measured, the sinusoidal signals are filtered from the DC component, each of them is phase-shifted by an angle in the direction of advancing without changing the amplitude, and the phase difference is determined by the formula
где U11, U12 - мгновенные значения соответственно первого и сдвинутого по отношению к нему на угол сигналов, измеренных в один момент времени;where U 11 , U 12 - instantaneous values, respectively, of the first and shifted relative to it by an angle signals measured at one moment in time;
U21, U22 - мгновенные значения соответственно второго и сдвинутого по отношению к нему на угол сигналов, измеренных одновременно со значениями U11 и U12.U 21 , U 22 - instantaneous values, respectively, of the second and shifted relative to it by an angle signals measured simultaneously with the values of U 11 and U 12 .
Недостатком известного способа является его сложность и необходимость в дополнительных операциях по отфильтровыванию сигналов от постоянной составляющей и по сдвигу сигналов по фазе на угол .The disadvantage of this method is its complexity and the need for additional operations to filter signals from the DC component and to shift the signals in phase by angle .
Задачей изобретения является разработка простого и точного способа определения сдвига фаз в однофазной цепи переменного тока между двумя любыми синусоидальными сигналами, представленными цифровыми отсчетами мгновенных значений для одних и тех же моментов времени.The objective of the invention is to develop a simple and accurate method for determining the phase shift in a single-phase alternating current circuit between any two sinusoidal signals represented by digital samples of instantaneous values for the same points in time.
Это достигается тем, что в способе определения сдвига фаз между двумя синусоидальными сигналами, включающем так же как в прототипе измерение мгновенных значений этих сигналов, согласно изобретению, два синусоидальных сигнала a(tj), b(tj) оцифровывают, для одних и тех же моментов времениThis is achieved by the fact that in the method for determining the phase shift between two sinusoidal signals, including, as in the prototype, measuring the instantaneous values of these signals, according to the invention, two sinusoidal signals a (t j ), b (t j ) are digitized, for the same same points in time
tj=t1, t2, ..., tN,t j = t 1 , t 2 , ..., t N ,
где N - число разбиений на периоде Т,where N is the number of partitions on the period T,
сохраняют каждый цифровой отсчет как текущий и предыдущий, далее определяют разность и сумму каждой пары текущего и предыдущего значений, перемножают разность и сумму, затем суммируют произведения, далее определяют реактивную квазимощность , затем определяют действующие значения А и В сигналов и определяют сдвиг фаз между сигналами a(tj), b(tj) по формулеsave each digital readout as the current and previous, then determine the difference and the sum of each pair of the current and previous values, multiply the difference and the sum, then sum the products, then determine the reactive quasi-power , then determine the effective values of A and B signals and determine the phase shift between signals a (t j ), b (t j ) by the formula
После этого строят векторные диаграммы, которые дают наглядное представление о взаимном расположении различных векторов и дают возможность качественно контролировать аналитические расчеты.After this, vector diagrams are constructed that give a visual representation of the mutual arrangement of various vectors and make it possible to qualitatively control analytical calculations.
Известна теорема Телледжена о квазимощности между любыми двумя синусоидальными сигналами, которые необязательно существуют в цепи одно и то же время и необязательно связаны одной зоной цепи [П.Пенфилд и др. Энергетическая теория электрических цепей / П.Пенфилд, Р.Спенс, С.Дюинкер. - М.: Энергия, 1974. - 152 с.] Также известно, что реактивная мощность может быть определена двояко:The well-known Tallenge theorem on quasi-power between any two sinusoidal signals that do not necessarily exist at the same time in a circuit and are not necessarily connected by one zone of a circuit [P. Penfield et al. Energy theory of electric circuits / P. Penfield, R. Spence, S. Duinker . - M .: Energy, 1974. - 152 p.] It is also known that reactive power can be determined in two ways:
1) по общеизвестной формуле1) according to the well-known formula
2) по методике О.А.Маевского [Маевский О.А. Энергетические показатели вентильных преобразователей. - М.: Энергия, 1978. - 320 с.]2) according to the method of O.A. Maevsky [Mayevsky O.A. Energy performance of valve converters. - M .: Energy, 1978. - 320 p.]
где FBAX - площадь вольт-амперной характеристики для исследуемых сигналов, найденная в данном случае по формуле для определения площади многоугольника, заданного координатами концов отрезков [Бронштейн И.Н., Семендяев К.А. Справочник по математике для инженеров и учащихся Втузов. - М.: Наука, 1980. - 976 с.]where F BAX is the area of the current – voltage characteristic for the studied signals, found in this case by the formula for determining the area of the polygon given by the coordinates of the ends of the segments [Bronstein I.N., Semendyaev K.A. Handbook of mathematics for engineers and students of technical colleges. - M .: Nauka, 1980. - 976 p.]
Подставив формулу (4) в формулу (3) получим формулу для вычисления реактивной квазимощностиSubstituting formula (4) into formula (3) we obtain a formula for calculating reactive quasi-power
Экспериментально установлено, что выражения (2) и (5) вполне справедливы для вычисления реактивной квазимощности , тогда, приравняв правые части формул (2) и (5), можно найти sinφab It was experimentally established that expressions (2) and (5) are quite valid for calculating reactive quasi-power , then, having equalized the right-hand sides of formulas (2) and (5), we can find sinφ ab
Описанный способ определения сдвига фаз обладает рядом преимуществ, в частности нет необходимости отфильтровывать сигналы от постоянной составляющей и сдвигать сигналы по фазе на угол 90°. Относительная погрешность при определении сдвига фаз в среднем составляет 0,77%.The described method for determining the phase shift has several advantages, in particular there is no need to filter the signals from the DC component and shift the signals in phase by an angle of 90 °. The relative error in determining the phase shift is on average 0.77%.
На фиг.1 приведена аппаратная схема устройства, реализующего рассматриваемый способ определения сдвига фаз.Figure 1 shows the hardware diagram of a device that implements the considered method of determining the phase shift.
На фиг.2 приведена схема, для которой измерены мгновенные значения сигналов a(tj)=i1(tj), b(tj)=i2(tj).Figure 2 shows a diagram for which the instantaneous values of the signals a (t j ) = i 1 (t j ), b (t j ) = i 2 (t j ) are measured.
На фиг.3 приведена векторная диаграмма для наглядности проверки сдвига фаз между сигналами.Figure 3 shows a vector diagram for illustratively checking the phase shift between the signals.
В табл.1 приведены цифровые отсчеты мгновенных значений сигналов a(tj)=i1(tj), b(tj)=i2(tj).Table 1 shows the digital samples of the instantaneous values of the signals a (t j ) = i 1 (t j ), b (t j ) = i 2 (t j ).
В табл.2 приведены результаты проверки работоспособности предлагаемого способа определения сдвига фаз.Table 2 shows the results of checking the health of the proposed method for determining the phase shift.
Способ может быть осуществлен с помощью устройства (фиг.1). Оно включает в себя первое устройство выборки-хранения 1 (УВХ 1), второе устройство выборки-хранения 2 (УВХ 2), третье устройство выборки-хранения 3 (УВХ 3), четвертое устройство выборки-хранения 4 (УВХ 4), инвертор 5 (Инвертор), первый сумматор 6 (Сумматор 1), второй сумматор 7 (Сумматор 2), перемножитель 8 (Перемножитель), интегратор 9 (Интегратор), перемножитель-делитель 10 (Перемножитель-делитель), тактовый генератор 11 (ТГ), первый выпрямитель 12 (Выпрямитель 1), второй выпрямитель 13 (Выпрямитель 2), первый фильтр низких частот 14 (ФНЧ 1), второй фильтр низких частот 15 (ФНЧ 2).The method can be implemented using the device (figure 1). It includes a first fetch-storage device 1 (UVX 1), a second fetch-storage device 2 (UVX 2), a third fetch-storage device 3 (UVX 3), a fourth fetch-storage device 4 (UVX 4), an inverter 5 (Inverter), first adder 6 (Adder 1), second adder 7 (Adder 2), multiplier 8 (Multiplier), integrator 9 (Integrator), multiplier-divider 10 (Multiplier-divider), clock 11 (TG), first rectifier 12 (Rectifier 1), the second rectifier 13 (Rectifier 2), the first low-pass filter 14 (low-pass filter 1), the second low-pass filter stot 15 (low-pass filter 2).
Входные шины устройства подключены к входам устройств выборки-хранения: первого 1 (УВХ 1) и второго 2 (УВХ 2), выходы которых - к входам третьего 3 (УВХ 3), четвертого 4 (УВХ 4) устройств выборки-хранения. Первое устройство выборки-хранения 1 (УВХ 1) подключено к входам первого сумматора 6 (Сумматор 1). Второе устройство выборки-хранения 2 (УВХ 2) подсоединено к входу второго сумматора 7 (Сумматор 2). Вход третьего устройства выборки-хранения 3 (УВХ 3) подключен к входу инвертора 5 (Инвертор), выход которого соединен с входом первого сумматора 6 (Сумматор 1). Выход четвертого устройства выборки-хранения 4 (УВХ 4) подключен к входу второго сумматора 7 (Сумматор 2). Выходы первого 6 (Сумматор 1) и второго 7 (Сумматор 2) сумматоров связаны с входами перемножителя 8 (Перемножитель), выход которого соединен с входом интегратора 9 (Интегратор). Выход интегратора 9 (Интегратор) связан с входом перемножителя-делителя 10 (Перемножитель-делитель). Выходы тактового генератора 11 (ТГ) связаны с входами управления первого 1 (УВХ 1), второго 2 (УВХ 2), третьего 3 (УВХ 3) и четвертого 4 (УВХ 4) устройств выборки-хранения. Входы первого 12 (Выпрямитель 1) и второго 13 (Выпрямитель 2) выпрямителей подключены к входным шинам, а их выходы к входам первого 14 (ФНЧ 1) и второго 15 (ФНЧ 2) фильтров низких частот. Выходы первого 14 (ФНЧ 1) и второго 15 (ФНЧ 2) фильтров низких частот подключены к множительным входам перемножителя-делителя 10 (Перемножитель-делитель). Выход перемножителя-делителя 10 (Перемножитель-делитель) соединен с входом сегментного индикатора для вывода значения сдвига фаз.The input buses of the device are connected to the inputs of the retrieval-storage devices: the first 1 (UVX 1) and second 2 (UVX 2), the outputs of which are to the inputs of the third 3 (UVX 3), fourth 4 (UVX 4) of the storage-sampling devices. The first sampling-storage device 1 (UVX 1) is connected to the inputs of the first adder 6 (Adder 1). The second sampling-storage device 2 (UVX 2) is connected to the input of the second adder 7 (Adder 2). The input of the third sampling-storage device 3 (UVX 3) is connected to the input of the inverter 5 (Inverter), the output of which is connected to the input of the first adder 6 (Adder 1). The output of the fourth sampling-storage device 4 (UVX 4) is connected to the input of the second adder 7 (Adder 2). The outputs of the first 6 (Adder 1) and second 7 (Adder 2) of the adders are connected to the inputs of the multiplier 8 (Multiplier), the output of which is connected to the input of the integrator 9 (Integrator). The output of the integrator 9 (Integrator) is connected to the input of the multiplier divider 10 (Multiplier divider). The outputs of the clock generator 11 (TG) are connected to the control inputs of the first 1 (UVX 1), second 2 (UVX 2), third 3 (UVX 3) and fourth 4 (UVX 4) sampling-storage devices. The inputs of the first 12 (Rectifier 1) and second 13 (Rectifier 2) rectifiers are connected to the input buses, and their outputs are connected to the inputs of the first 14 (LPF 1) and second 15 (LPF 2) low-pass filters. The outputs of the first 14 (low-pass filter 1) and second 15 (low-pass filter 2) low-pass filters are connected to the multiplier inputs of the multiplier-divider 10 (multiplier-divider). The output of the multiplier divider 10 (Multiplier divider) is connected to the input of the segment indicator to output the phase shift value.
Первое 1 (УВХ 1), второе 2 (УВХ 2), третье 3 (УВХ 3) и четвертое 4 (УВХ 4) устройства выборки-хранения могут быть реализованы на микросхемах 1100СК2. Инвертор 5 (Инвертор) может быть реализован на микросхеме 140УД17А. Первый 6 (Сумматор 1) второй 7 (Сумматор 2), сумматоры могут быть реализованы на операционных усилителях 140УД17А. В качестве перемножителя 8 (Перемножитель) и перемножителя-делителя 10 (Перемножитель-делитель) может быть использована микросхема 525ПС3. Интегратор 9 (Интегратор) может быть реализован на операционном усилителе 140УД17А. Тактовый генератор 11 (ТГ) может быть реализован на микроконтроллере АТ80С2051. Выпрямители 12 (Выпрямитель 1) и 13 (Выпрямитель 2), а также фильтры низких частот 14 (ФНЧ 1) и 15 (ФНЧ 2) могут быть выполнены операционных усилителях 140УД17А.The first 1 (UVX 1), the second 2 (UVX 2), the third 3 (UVX 3) and the fourth 4 (UVX 4) of the sampling-storage device can be implemented on chips 1100SK2. Inverter 5 (Inverter) can be implemented on a 140UD17A chip. The first 6 (Adder 1) the second 7 (Adder 2), the adders can be implemented on operational amplifiers 140UD17A. As a multiplier 8 (Multiplier) and a multiplier divider 10 (Multiplier divider), a 525PS3 chip can be used. Integrator 9 (Integrator) can be implemented on an operational amplifier 140UD17A. The clock generator 11 (TG) can be implemented on the AT80C2051 microcontroller. Rectifiers 12 (Rectifier 1) and 13 (Rectifier 2), as well as low-pass filters 14 (LPF 1) and 15 (LPF 2) can be performed by operational amplifiers 140UD17A.
Для исследования была выбрана схема, представленная на фиг.2, которая имеет два контура, первый из них является активно-индуктивным, а второй - активно-емкостным.For the study, the circuit shown in Fig. 2 was chosen, which has two circuits, the first of them is active-inductive, and the second is active-capacitive.
На вход первого устройства выборки-хранения 1 (УВХ 1) поступает сигнал, пропорциональный первому одночастотному синусоидальному сигналу, например a(tj)=i1(tj)=10,9329sin(ωtj-30°), а на вход второго устройства выборки-хранения 2 (УВХ 2) сигнал, пропорциональный второму одночастотному синусоидальному сигналу, например b(tj)=i2(tj)=9,1926sin(ωtj+40°),A signal proportional to the first single-frequency sinusoidal signal, for example, a (t j ) = i 1 (t j ) = 10.9329sin (ωt j -30 °), is supplied to the input of the first sampling-storage device 1 (UVX 1), and to the input of the second sampling-storage device 2 (UVX 2) a signal proportional to the second single-frequency sinusoidal signal, for example, b (t j ) = i 2 (t j ) = 9.1926sin (ωt j + 40 °),
гдеWhere
tj=t1, t2, ..., tN,t j = t 1 , t 2 , ..., t N ,
- число разбиений на периоде Т, - the number of partitions on the period T,
Δt=1·10-4 - дискретность массивов значений сигналов,Δt = 1 · 10 -4 - discreteness of arrays of signal values,
Массивы значений сигналов представлены в табл.1. Значения сигналов записываются в блоки выборки-хранения 1 (УВХ 1) и 2 (УВХ 2) и хранятся там, как текущие, затем с выхода устройства выборки-хранения 1 (УВХ 1) сигнал i1(tj) поступает в устройство выборки-хранения 3 (УВХ 3) и становится предыдущим значением, а с выхода устройства выборки-хранения 2 (УВХ 2), значение сигнала i2(tj) поступает в устройство выборки-хранения 4 (УВХ 4) и становится предыдущим значением. С выхода устройства выборки-хранения 3 (УВХ 3) предыдущее значение сигнала i1(tj) поступает в инвертор 5 (Инвертор). С помощью инвертора 5 (Инвертор) отрицательное значение предыдущего сигнала i1(tj) преобразуется в положительное. С выхода инвертора 5 (Инвертор) значение сигнала i1(tj) поступает на вход сумматора 6 (Сумматор 1). В то же время с выхода устройства выборки-хранения 1 (УВХ 1) текущее значение сигнала i1(tj) поступает на вход сумматора 6 (Сумматор 1). С помощью сумматора 6 (Сумматор 1) определяют разность текущего и предыдущего значений сигнала i1(tj). Одновременно с описанным выше процессом, с выхода устройства выборки-хранения 4 (УВХ 4) предыдущее значение сигнала i2(tj) поступает на вход сумматора 7 (Сумматор 2), а с выхода устройства выборки-хранения 2 (УВХ 2), текущее значение сигнала i2(tj) поступает на вход сумматора 7 (Сумматор 2). С помощью сумматора 7 (Сумматор 2) определяют сумму текущего и предыдущего значений сигнала i2(tj). С выхода сумматора 6 (Сумматор 1) разность текущего и предыдущего значений сигнала i1(tj) поступает на вход перемножителя 8 (Перемножитель), а с выхода сумматора 7 (Сумматор 2) сумма текущего и предыдущего значений сигнала i2(tj) поступает на вход перемножителя 8 (Перемножитель). С помощью перемножителя 8 (Перемножитель) значения разности и суммы сигналов перемножают и подают на вход интегратора 9 (Интегратор). С помощью интегратора 9 (Интегратор) суммируют произведения разности и суммы сигналов и определяют значение реактивной квазимощности . В данном случае (формула 5). С выхода интегратора 9 (Интегратор) значение реактивной квазимощности поступает на вход перемножителя-делителя 10 (Перемножитель-делитель). Параллельно с вышеописанным процессом сигналы i1(tj) и i2(tj) поступают на входы выпрямителей 12 (Выпрямитель 1) и 13 (Выпрямитель 2) соответственно. С выходов выпрямителей выпрямленные сигналы и подаются на входы фильтров низких частот 14 (ФНЧ 1) и 15 (ФНЧ 2). С помощью фильтра низких частот 14 (ФНЧ 1) определяют действующее значение сигнала . В данном случае I1=7,7404. С помощью фильтра низких частот 15 (ФНЧ 2) определяют действующее значение сигнала . В данном случае I2=6,5136. С выходов фильтров низких частот 14 (ФНЧ 1) и 15 (ФНЧ 2) действующие значения сигналов поступают на входы перемножителя-делителя 10 (Перемножитель-делитель),с помощью которого определяют сдвиг фазы между сигналами (формула 6). В данном случае Arrays of signal values are presented in table 1. The values of the signals are recorded in the blocks sampling-storage 1 (UVX 1) and 2 (UVX 2) and stored there as current, then from the output of the device sampling-storage 1 (UVX 1), the signal i 1 (t j ) goes to the sampling device- storage 3 (UVX 3) and becomes the previous value, and from the output of the fetch-storage device 2 (UVX 2), the value of the signal i 2 (t j ) enters the fetch-storage device 4 (UVX 4) and becomes the previous value. From the output of the sampling-storage device 3 (UVX 3), the previous value of the signal i 1 (t j ) enters the inverter 5 (Inverter). Using the inverter 5 (Inverter), the negative value of the previous signal i 1 (t j ) is converted to positive. From the output of the inverter 5 (Inverter), the value of the signal i 1 (t j ) is fed to the input of the adder 6 (Adder 1). At the same time, from the output of the sampling-storage device 1 (UVX 1), the current value of the signal i 1 (t j ) is input to the adder 6 (Adder 1). Using the adder 6 (Adder 1) determine the difference between the current and previous values of the signal i 1 (t j ). Simultaneously with the process described above, from the output of the fetch-storage device 4 (UVX 4), the previous value of the signal i 2 (t j ) is fed to the input of the adder 7 (Adder 2), and from the output of the fetch-storage device 2 (UVX 2), the current the signal value i 2 (t j ) is fed to the input of the adder 7 (Adder 2). Using the adder 7 (Adder 2) determine the sum of the current and previous values of the signal i 2 (t j ). From the output of adder 6 (Adder 1), the difference between the current and previous values of the signal i 1 (t j ) is input to the multiplier 8 (Multiplier), and from the output of adder 7 (Adder 2) the sum of the current and previous values of the signal i 2 (t j ) arrives at the input of the multiplier 8 (Multiplier). Using the multiplier 8 (Multiplier), the values of the difference and the sum of the signals are multiplied and fed to the input of the integrator 9 (Integrator). Using the integrator 9 (Integrator) sum the products of the difference and the sum of the signals and determine the value of reactive quasi-power . In this case (formula 5). From the output of the integrator 9 (Integrator), the value of reactive quasi-power is fed to the input of the multiplier-divider 10 (Multiplier-divider). In parallel with the above process, the signals i 1 (t j ) and i 2 (t j ) are fed to the inputs of rectifiers 12 (Rectifier 1) and 13 (Rectifier 2), respectively. Rectified signals from rectifier outputs and fed to the inputs of low-pass filters 14 (low-pass filter 1) and 15 (low-pass filter 2). Using a low-pass filter 14 (low-pass filter 1) determine the effective value of the signal . In this case, I 1 = 7.7404. Using a low-pass filter 15 (low-pass filter 2) determine the effective value of the signal . In this case, I 2 = 6.5136. From the outputs of the low-pass filters 14 (low-pass filter 1) and 15 (low-pass filter 2), the effective values of the signals are fed to the inputs of the multiplier-divider 10 (multiplier-divider), with which the phase shift between the signals is determined (formula 6). In this case
Если , то If then
Для наглядности проверки использовали векторную диаграмму, приведенную на фиг.3 и формулуFor clarity, the checks used the vector diagram shown in figure 3 and the formula
Результаты вышеприведенных расчетов сведены в табл.2. По результатам видно, что сдвиг фаз между двумя синусоидальными сигналами, полученный с помощью предлагаемого способа является близким по значению к реальному сдвигу фаз между тестовыми сигналами Относительную погрешность ε вычисляли по формуле [Бронштейн И.Н., Семендяев К.А. Справочник по математике для инженеров и учащихся Втузов. - М.: Наука, 1980. - 976 с.]The results of the above calculations are summarized in table 2. The results show that the phase shift between two sinusoidal signals obtained using the proposed method is close in value to the real phase shift between test signals The relative error ε was calculated by the formula [Bronstein I.N., Semendyaev K.A. Handbook of mathematics for engineers and students of technical colleges. - M .: Nauka, 1980. - 976 p.]
гдеWhere
является приближенным значением числа is the approximate value of the number
Таким образом, получен простой и точный способ определения сдвига фаз в однофазной цепи переменного тока между двумя синусоидальными сигналами.Thus, a simple and accurate method for determining the phase shift in a single-phase alternating current circuit between two sinusoidal signals is obtained.
Claims (1)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2004109897/28A RU2264630C1 (en) | 2004-03-31 | 2004-03-31 | Method for determining phase shift between two sinusoidal signals |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2004109897/28A RU2264630C1 (en) | 2004-03-31 | 2004-03-31 | Method for determining phase shift between two sinusoidal signals |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2004109897A RU2004109897A (en) | 2005-10-10 |
RU2264630C1 true RU2264630C1 (en) | 2005-11-20 |
Family
ID=35850772
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU2004109897/28A RU2264630C1 (en) | 2004-03-31 | 2004-03-31 | Method for determining phase shift between two sinusoidal signals |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU2264630C1 (en) |
-
2004
- 2004-03-31 RU RU2004109897/28A patent/RU2264630C1/en not_active IP Right Cessation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
RU2004109897A (en) | 2005-10-10 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
EP2881748B1 (en) | Impedance detector apparatus and method | |
CN102288821B (en) | Measuring method, measuring device, measuring procedure and carrier for phase difference of three-phase circuit | |
CN103904693A (en) | Power grid synchronization method based on frequency self-adaptive virtual flux linkage estimation | |
JPH02222843A (en) | Method and apparatus for measuring ac power | |
JPH04230869A (en) | Method and apparatus for obtaining estimated value of instantaneous value of parameter of sine-shaped signal | |
RU2264630C1 (en) | Method for determining phase shift between two sinusoidal signals | |
Duric et al. | Frequency measurement in power networks in the presence of harmonics using fourier and zero crossing technique | |
RU2264631C1 (en) | Method for determining phase shift between two sinusoidal signals | |
CN107430159B (en) | System and method for ripple-free AC power determination | |
CN110263482A (en) | A kind of vortex impedance method for solving and device based on cross correlation algorithm | |
JPH04230868A (en) | Ac data detector | |
JP6425298B1 (en) | Phase analysis circuit | |
CN113125926B (en) | Synchronous measurement system and method for array precision capacitor with adjustable bias voltage | |
RU2263322C1 (en) | Method for determining power coefficient in three-phase three-wire alternating current grid | |
RU2242014C1 (en) | Method for determining phase shift between two sinusoidal signals | |
RU39408U1 (en) | DEVICE FOR MEASURING PHASE SHIFT BETWEEN TWO SINUSOIDAL SIGNALS | |
RU39407U1 (en) | DEVICE FOR MEASURING PHASE SHIFT BETWEEN TWO SINUSOIDAL SIGNALS | |
RU2691624C1 (en) | Method of measuring components of impedance and device for its implementation | |
JPH09211038A (en) | Diagnosing apparatus for phase/amplitude detecting apparatus, phase detecting apparatus, amplitude detecting apparatus, frequency detecting apparatus, phase/amplitude/frequency detecting apparatus | |
Todoran et al. | New Modalities in Performing the “abc-$\alpha\beta $” and “$\alpha\beta $-abc” Coordinates Conversion using Hilbert Transform | |
RU2459338C1 (en) | Relay of difference in amplitudes of generators connected for parallel operation | |
RU2331897C2 (en) | Method of neutral voltage and zero point position determination | |
Li et al. | A new algorithm for fast retrieval of sequence components in 3-phase networks | |
Cichy et al. | Double quasi-balanced meter for measurement of inductor quality factor | |
CN105116202A (en) | Method of rapidly obtaining electric signal fundamental wave amplitude and multiple harmonic amplitudes |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20060401 |