RU2262794C2 - Recuperating electric drive with voltage inverter - Google Patents
Recuperating electric drive with voltage inverter Download PDFInfo
- Publication number
- RU2262794C2 RU2262794C2 RU2003122173/09A RU2003122173A RU2262794C2 RU 2262794 C2 RU2262794 C2 RU 2262794C2 RU 2003122173/09 A RU2003122173/09 A RU 2003122173/09A RU 2003122173 A RU2003122173 A RU 2003122173A RU 2262794 C2 RU2262794 C2 RU 2262794C2
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- current
- output
- voltage
- control
- rectifier
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к преобразовательной технике, получающей применение в частотно-регулируемом электроприводе переменного тока.The invention relates to a conversion technique, which is used in a variable frequency AC drive.
В настоящее время широкое применение получает электропривод с двухзвенным преобразователем частоты, выполненным по структуре "однокомплектный выпрямитель (В) - звено постоянного тока (ЗПТ) - автономный инвертор напряжения (АИН)" (см., например, "Справочник по проектированию автоматизированного электропривода и систем управления технологическими процессами." / Под ред. В.И.Круповича и др. - М.: Энергоиздат, 1982, с.138-141). Основным элементом ЗПТ служит параллельно подключенный к выводам постоянного тока полярный конденсатор фильтра низких частот, который вместе с обратными диодами в схеме АИН образует цепи для замыкания полного тока в тормозном режиме или его части в виде реактивного тока в двигательном режиме работы электропривода. Выполнение обоих звеньев преобразователя частоты целесообразно на единой базе в виде двухоперационных вентилей типа GTO, IGBT или MOSFET. Это позволит устранить недостатки указанной структуры, главным из которых можно признать невозможность осуществления тормозных режимов с рекуперацией энергии в питающую сеть. Известное решение, направленное на устранение данного недостатка, основывается на применении в качестве звена В двухкомплектного реверсивного преобразователя, что однако ведет к удвоению установленной мощности оборудования и потому не всегда оправдано. Вместе с тем, как следует из указанного выше первоисточника, рекуперативное торможение в данной структуре электропривода возможно, если в качестве инвертора применить автономный инвертор тока (АИТ).Currently, a widespread use is being made of an electric drive with a two-link frequency converter, made according to the structure of "one-set rectifier (V) - DC link (ZPT) - self-contained voltage inverter (AIN)" (see, for example, "Design Guide for Automated Electric Drive and Systems process control. "/ Under the editorship of V.I. Krupovich and others - M .: Energoizdat, 1982, p.138-141). The main element of the PTA is the polar capacitor of the low-pass filter connected in parallel to the DC terminals, which, together with the reverse diodes in the AIN circuit, forms circuits for closing the total current in the braking mode or part of it in the form of reactive current in the motor operation of the electric drive. The implementation of both parts of the frequency converter is advisable on a single base in the form of dual-operation valves such as GTO, IGBT or MOSFET. This will eliminate the drawbacks of this structure, the main of which is the impossibility of implementing braking modes with energy recovery in the supply network. A well-known solution aimed at eliminating this drawback is based on the use of a two-set reversible converter as a B component, which however leads to a doubling of the installed capacity of the equipment and therefore is not always justified. At the same time, as follows from the above source, regenerative braking in this drive structure is possible if an autonomous current inverter (AIT) is used as an inverter.
Сравнение условий реализации тормозных режимов в схемах с АИН и АИТ позволяет сделать вывод, что причина указанного недостатка АИН связана с наличием в его схеме обратных диодов и полярного конденсатора фильтра, препятствующих необходимой для осуществления рекуперации переполюсовке напряжения в звене ЗПТ во время протекания тормозных режимов. Однако простое устранение указанных элементов может привести не только к ухудшению качества выпрямленной ЭДС на входе инвертора, но также грозит выходом из строя полупроводниковых приборов, вследствие прерывания реактивного тока, сопровождающегося, как правило, появлением многократных перенапряжений.A comparison of the conditions for the implementation of braking modes in circuits with AIN and AIT allows us to conclude that the reason for the indicated drawback of AIN is related to the presence of reverse diodes and a polar filter capacitor in its circuit, which impede the necessary reverse polarity reversal in the PTA link during braking modes. However, the simple elimination of these elements can lead not only to a deterioration in the quality of the rectified EMF at the inverter input, but also threatens the failure of semiconductor devices due to interruption of the reactive current, which is usually accompanied by the appearance of multiple overvoltages.
Поэтому предлагаемое техническое решение вывести из состава ЗПТ конденсатор фильтра и исключить обратные диоды из схемы АИН дополняется мерами, которые обеспечивают устранение низкочастотных пульсаций ЭДС на выходе выпрямителя, с одной стороны, а также сохранение возможности замыкания реактивного тока через конденсатор, с другой стороны.Therefore, the proposed technical solution to remove the filter capacitor from the PTA and to exclude the return diodes from the AIN circuit is supplemented by measures that ensure the elimination of low-frequency pulsations of the EMF at the rectifier output, on the one hand, and also the possibility of reactive current closure through the capacitor, on the other hand, is preserved.
Решение первой задачи предлагается осуществить модуляционным способом, то есть применить такой способ высокочастотного широтно-импульсного регулирования ЭДС на выходе выпрямителя, который позволит устранить в ее составе наиболее нежелательную низкочастотную составляющую. Для решения второй задачи предлагается присоединить конденсатор фильтра с параллельно подключенным разрядным резистором к выходным выводам переменного тока АНН с помощью специального трехфазного диодного моста, полюсы которого не связаны с выводами постоянного тока ЗПТ.The solution to the first problem is proposed to be implemented in a modulating manner, that is, to apply such a method of high-frequency pulse-width regulation of EMF at the output of the rectifier, which will eliminate the most undesirable low-frequency component in its composition. To solve the second problem, it is proposed to connect a filter capacitor with a parallel-connected discharge resistor to the output terminals of the ANN alternating current with the help of a special three-phase diode bridge, the poles of which are not connected to the DC terminals of the PTA.
Известное техническое решение предусматривает также оснащение преобразователя управляющей частью, основными элементами которой, кроме устройства управления вентилями АИН, служат цепи автоматического регулирования тока торможения. Эти цепи содержат задатчик, измеритель и регулятор тока, а также устройство широтно-импульсного управления вентилями выпрямителя, работа которого осуществляется по вертикальному принципу. Согласно известному решению (см. патент РФ №2110136 "Способ широтно-импульсного регулирования напряжения на выходе сетевого преобразователя". / С.Н.Сидоров, Ю.Л.Шикин. БИ №12, 1998 г.), данное устройство содержит узел сравнения управляющего и периодически изменяющегося с тактовой частотой опорного сигналов. Последний получают на выходе интегратора, который своими входами подключен к фазам питающей сети, имеющим на рассматриваемом интервале времени наибольшие значения положительного и отрицательного напряжений. Выходной сигнал указанного узла сравнения поступает на вход формирователя управляющих импульсов, распределяемых затем по вентилям выпрямителя.A well-known technical solution also provides for equipping the converter with a control part, the main elements of which, in addition to the control device for the AIN valves, are the automatic control circuits for braking current. These circuits contain a master, a meter and a current regulator, as well as a pulse-width pulse control device for rectifier valves, whose operation is carried out according to the vertical principle. According to a well-known solution (see RF patent No. 2110136 "Method for pulse-width regulation of voltage at the output of a network converter." / S.N. Sidorov, Yu.L. Shikin. BI No. 12, 1998), this device contains a comparison node control and periodically changing with the clock frequency of the reference signals. The latter is obtained at the output of the integrator, which is connected by its inputs to the phases of the supply network, which, in the considered time interval, have the highest values of positive and negative voltages. The output signal of the specified comparison node is fed to the input of the shaper of control pulses, which are then distributed to the rectifier valves.
Таким образом, для решения поставленной задачи предлагается выполнение АИН на вентилях с односторонней проводимостью тока, а также выполнение звена постоянного тока без соединения его выводов с конденсатором фильтра. Предусматривается также выполнение управляющей части в виде двухконтурной системы автоматического регулирования с подчиненным контуром регулирования превышения напряжения указанного конденсатора над средним значением выпрямленной ЭДС. Дополнительно введенные цепи обеспечивают измерение и сравнение указанных напряжений на входе регулятора превышения, вход которого, согласно каскадному соединению регуляторов при подчиненном регулировании, подключен к выходу регулятора тока торможения, а выход - к управляющему входу устройства широтно-импульсного управления вентилями выпрямителя. Для повышения качества выпрямленной ЭДС в состав последнего введен второй интегратор, выход которого связан с аналогичным выводом указанного первого интегратора, а вход подключен к фазам сети с наибольшим отрицательным напряжением.Thus, in order to solve this problem, it is proposed to perform an AMS on valves with one-sided current conductivity, as well as to perform a DC link without connecting its terminals to a filter capacitor. The implementation of the control part in the form of a dual-circuit automatic control system with a slave control circuit for the excess voltage of the specified capacitor over the average value of the rectified EMF is also envisaged. Additionally, the introduced circuits provide measurement and comparison of the indicated voltages at the input of the excess regulator, the input of which, according to the cascade connection of the regulators with subordinate regulation, is connected to the output of the brake current regulator, and the output is connected to the control input of the pulse-width control device of the rectifier valves. To improve the quality of the rectified EMF, a second integrator was introduced into the structure of the latter, the output of which is connected to a similar output of the indicated first integrator, and the input is connected to the phases of the network with the highest negative voltage.
На фиг.1 представлена схема предлагаемого устройства, а на фиг.2 - полученные моделированием на компьютере временные диаграммы управляющего Uγ(ν) и опорного Uon(ν) сигналов в схеме устройства широтно-импульсного управления выпрямителем, а также выпрямленной ЭДС Ed(ν) в звене постоянного тока, иллюстрирующие работу преобразователя частоты в режиме рекуперации.Figure 1 presents a diagram of the proposed device, and figure 2 - obtained by simulating a computer timing diagrams of the control Uγ (ν) and the reference Uon (ν) signals in the circuit of the pulse-width control device of the rectifier, as well as the rectified EMF Ed (ν) in the DC link, illustrating the operation of the frequency converter in the recovery mode.
Устройство содержит однокомплектный выпрямитель 1, выполненный по трехфазной мостовой схеме на запираемых вентилях; автономный инвертор напряжения 2 также на запираемых вентилях с односторонней проводимостью тока, не шунтированных обратными диодами; асинхронный двигатель 3, подключенный статорными обмотками к выходам АИН и одновременно - к зажимам переменного тока устройства защиты от перенапряжений 4, выполненного в виде диодного моста с полярным конденсатором фильтра и параллельно подключенным разрядным резистором в цепи постоянного тока; устройство широтно-импульсного управления вентилями выпрямителя 5 и устройство управления вентилями АИН 6; задатчик тока торможения 7 с подключенным на выходе узлом 8 сравнения заданного и текущего значений тока ЗПТ и регулятором тока 9; узел сравнения средневыпрямленной ЭДС с напряжением конденсатора 10 с подключенным на выходе регулятором 11 превышения напряжения конденсатора над уровнем выпрямленной ЭДС. Устройство широтно-импульсного управления содержит первый 12 и второй 13 интеграторы, входами подключенные к источнику сетевого напряжения, а выходами - к узлу сравнения выходного сигнала регулятора 11 (управляющего сигнала) с опорным сигналом, формируемым на выходах указанных интеграторов. Выходной сигнал узла сравнения поступает на вход формирователя управляющих импульсов 14, выходы которого должны быть подключены к управляющим входам вентилей в составе выпрямителя.The device comprises a one-
Известно, что в подобных структурах выпрямитель выполняет функции регулирования напряжения, а АИН - функции регулирования частоты на выходе преобразователя. Так как переключение вентилей АИН возможно по любому известному способу, вопросы, связанные с его работой, здесь не рассматриваются.It is known that in such structures, the rectifier performs the functions of voltage regulation, and AIN - the functions of regulating the frequency at the output of the converter. Since switching the AIN valves is possible by any known method, questions related to its operation are not considered here.
Устройство работает следующим образом.The device operates as follows.
В двигательном режиме напряжение, поступающее с выхода АИН на статорные обмотки двигателя, превышает противоЭДС вращения, а потому напряжение в звене ЗПТ имеет указанный без скобок положительный знак. Полагается, что в этом случае регулятор 11 находится в режиме насыщения, а потому не оказывает влияния на процессы управления выпрямителем. Не смотря на отсутствие обратных диодов, шунтирующих вентили АИН, прерывания реактивного тока в рассматриваемой схеме не происходит. После каждого переключения вентилей АИН запаздывающий по фазе реактивный ток нагрузки имеет возможность некоторое время замыкаться по цепи, содержащей диоды и конденсатор фильтра 4, дозаряжая последний. При этом наличие параллельно включенного разрядного резистора препятствует накапливанию заряда на обкладках конденсатора, в связи с чем уровень перенапряжений на всех элементах привода будет ограничен.In the motor mode, the voltage coming from the output of the AIN to the stator windings of the motor exceeds the counter-emf of rotation, and therefore the voltage in the PTA link has a positive sign indicated without brackets. It is believed that in this case, the controller 11 is in saturation mode, and therefore does not affect the control processes of the rectifier. Despite the absence of reverse diodes shunting the AIN valves, interruption of the reactive current in the circuit under consideration does not occur. After each switching of the AIN valves, the phase-delayed reactive load current has the ability to close for some time along the circuit containing the diodes and filter capacitor 4, recharging the latter. At the same time, the presence of a parallel-connected discharge resistor prevents the accumulation of charge on the capacitor plates, and therefore the level of overvoltage on all drive elements will be limited.
Предлагаемое техническое решение улучшает качество выпрямленной ЭДС путем устранения в ее составе низкочастотной составляющей 300 Гц модуляционным способом, представляющим собой модификацию известного способа широтно-импульсной модуляции ШИМ-2, без необходимости применения сглаживающего конденсатора. Особенности данного решения рассмотрим на примере модуляции с тактовой частотой, в шесть раз превышающей частоту пульсаций трехфазного мостового выпрямителя (см. фиг.2). Полагается, что работа устройства широтно-импульсного управления выпрямителем осуществляется на основе вертикального способа, согласно которому моменты переключения вентилей задаются в точках равенства управляющего и опорного сигналов. Необходимая форма опорных сигналов отыскивается из равенства среднего значения выпрямленной ЭДС на каждом i-ом такте и приведенного к сетевому входу управляющего сигналаThe proposed solution improves the quality of the rectified EMF by eliminating the low-frequency component of 300 Hz in its composition by a modulation method, which is a modification of the known method of pulse-width modulation PWM-2, without the need for a smoothing capacitor. We will consider the features of this solution by the example of modulation with a clock frequency six times higher than the ripple frequency of a three-phase bridge rectifier (see figure 2). It is believed that the operation of the pulse-width-wave rectifier control device is based on the vertical method, according to which the valve switching times are set at equal points of the control and reference signals. The necessary form of reference signals is found from the equality of the average value of the rectified EMF at each i-th clock and the control signal brought to the network input
где U1, U2 - линейные напряжения сети, участвующие в модуляции на рассматриваемом i-ом такте длительностью Т, причем U1>0, U2<0;where U 1 , U 2 are the line voltage of the network, participating in the modulation on the considered i-th cycle of duration T, and U 1 > 0, U 2 <0;
U*y=UyUd0/Uоп - приведенное значение управляющего сигнала;U * y = U y U d0 / U op - reduced value of the control signal;
Ud0,, Uоп - максимальное выпрямленное напряжение и амплитуда опорного сигнала соответственно.U d0,, U op - the maximum rectified voltage and the amplitude of the reference signal, respectively.
Приводя уравнение (1) к более удобному видуBringing equation (1) to a more convenient form
видим, что оно может рассматриваться как уравнение точки встречи опорного (левая часть) и управляющего (правая часть) сигналов на каждом i-ом такте модуляции. В этом случае искомый параметр γi - длительность импульса выпрямленной ЭДС отрицательной полярности будет представлять собой время интегрирования с начала такта до момента выполнения равенства (2). Необходимое усреднение результата интегрирования за период тактовой частоты Т обеспечивается простым масштабированием выходного напряжения интегратора. Как следует из последнего выражения, опорный сигнал содержит две составляющие, из которых первая получается интегрированием в течение искомого интервала времени суммы модульных значений сетевых напряжений, участвующих в модуляции на рассматриваемом такте, а вторая составляющая - интегрированием сетевого напряжения отрицательного знака в течение всего такта. Известное техническое решение предполагает приближенное решение указанного уравнения, для чего предусматривалась заменаwe see that it can be considered as the equation of the meeting point of the reference (left side) and control (right side) signals at each i-th modulation cycle. In this case, the desired parameter γ i , the pulse duration of the rectified EMF of negative polarity, will be the integration time from the beginning of the cycle to the moment equality (2) is satisfied. The necessary averaging of the integration result over the period of the clock frequency T is provided by a simple scaling of the integrator output voltage. As follows from the last expression, the reference signal contains two components, of which the first is obtained by integrating during the desired time interval the sum of the modular values of the network voltages involved in the modulation at the considered cycle, and the second component by integrating the negative voltage mains throughout the cycle. Known technical solution involves an approximate solution of the specified equation, which provided for the replacement
Однако проверка показывает, что данное приближение ведет к ошибке в отыскании интервала γi, достигающей 10-15%, и соответственно к неполной компенсации низкочастотных пульсаций на выходе выпрямителя. В то же время точный учет данной части опорного сигнала не предоставляет затруднений и может быть осуществлен путем смещения опорного сигнала ниже горизонтальной оси на заранее известную постоянную величинуHowever, verification shows that this approximation leads to an error in finding the interval γ i reaching 10-15%, and, accordingly, to incomplete compensation of low-frequency pulsations at the rectifier output. At the same time, accurate accounting of this part of the reference signal does not present difficulties and can be done by shifting the reference signal below the horizontal axis by a predetermined constant value
где m - пульсность выпрямителя;where m is the pulse frequency of the rectifier;
Т - период тактовой частоты модуляции в угловом измерении;T is the period of the modulation clock frequency in the angular measurement;
i=0,1,2,...n-1 - порядковый номер такта на периоде низкочастотных пульсаций;i = 0,1,2, ... n-1 - serial number of a measure on the period of low-frequency pulsations;
n=2π/mT - кратность тактовой частоты.n = 2π / mT is the multiplicity of the clock frequency.
Точное выражение опорного сигнала для i-го такта, полученное решением уравнения (2), запишетсяThe exact expression of the reference signal for the i-th clock, obtained by solving equation (2), is written
Рассчитанные с помощью данного выражения опорные сигналы для всех n=6 тактов модуляции представлены на фиг.2. Нелинейная форма данных сигналов способствует выравниванию среднетактовых значений выпрямленной ЭДС, в результате чего введение специального сглаживающего конденсатора в состав ЗПТ может оказаться не обязательным.The reference signals calculated using this expression for all n = 6 modulation clocks are shown in FIG. 2. The non-linear shape of these signals helps to equalize the average cycle values of the rectified EMF, as a result of which the introduction of a special smoothing capacitor in the PTA may not be necessary.
Работа электропривода в режиме рекуперативного торможения будет происходить следующим образом.The operation of the drive in regenerative braking mode will occur as follows.
Исходим из предположения, что возникновение тормозного режима должно происходить автоматически в результате уменьшения синхронной скорости холостого хода или появления дополнительного момента, подкручивающего вал электродвигателя. Возникающее при этом превышение противоЭДС вращения двигателя над питающим напряжением статорных обмоток будет сопровождаться переполюсовкой напряжения в звене ЗПТ. Вследствие превышения скорости вала над новым значением скорости холостого хода, электрическая машина 3 переходит в генераторный режим, при этом вентили АИН начинают выполнять функции выпрямителя, а вентили звена В, при соответствующем изменении полярности выпрямленной ЭДС, - функции ведомого сетью инвертора. Изменения направления тока в звене ЗПТ не произойдет, а потому вентили АИН и В останутся в проводящем состоянии. Вследствие несовпадения знака напряжения и тока активная составляющая электрической мощности изменит знак на отрицательный, что означает начало рекуперации, то есть передачи мощности торможения в питающую сеть. Главная особенность состоит в том, что в данной структуре ток нагрузки может замыкаться по двум параллельным цепям, одна из которых, как отмечено, содержит, кроме обмоток статора, вентили АИН, звено ЗПТ, вентили звена В и фазы сетевого источника. Вторая цепь, кроме указанных обмоток, содержит диоды, конденсатор и разрядный резистор устройства защиты от перенапряжений 4. Величины токов указанных параллельных цепей обратно пропорциональны значениям выделяющихся в данных цепях противоЭДС, а именно выпрямленной противоЭДС сети на выводах звена В и встречного напряжения конденсатора в цепи с устройством 4. Полагается, что регулированием длительности управляющих импульсов на выходе устройства широтно-импулъсного управления 5 можно не только изменить знак выпрямленной ЭДС на отрицательный, но также обеспечить необходимое превышение напряжения конденсатора над средним значением этой ЭДС и тем самым направить основную часть тока из электрической машины в питающую сеть. Этим будет обеспечено не только рациональное использование энергии торможения, но также отсутствие накапливания напряжения на обкладках конденсатора фильтра. Регулирование тока торможения за счет изменения выпрямленной противоЭДС в функции превышения напряжения конденсатора производится по подчиненному принципу при так называемом каскадном соединении регулятора тока 9 и регулятора превышения напряжения конденсатора 11. Выбор места включения регуляторов в подобных двухконтурных системах определяется, как известно, сравнительной скоростью изменения координат в переходных процессах. В связи с тем, что изменение тока происходит более инерционно, чем возможное изменение выпрямленной ЭДС, контур регулирования тока принимается главным (внешним), а контур регулирования превышения напряжения конденсатора - подчиненным (внутренним). В таком случае увеличение по модулю задающего сигнала отрицательного знака с помощью потенциометра 7 после его сравнения с сигналом обратной связи в узле 8 приведет к первоначальному увеличению сигнала ошибки регулирования тока на выходе регулятора 9 и к соответствующему изменению управляющего сигнала Uy<0 на выходе регулятора 11. Полагается, что данный регулятор обеспечивает обратно пропорциональную зависимость координат на входе и выходе, в результате чего увеличение ошибки регулирования на входе этого регулятора будет приводить к уменьшению управляющего сигнала Uy по модулю. Данный сигнал поступает на вход устройства широтно-импульсного управления 5, работа которого иллюстрируется диаграммами фиг.2. Видно, что указанное изменение управляющего сигнала Uy в результате сравнения с опорными сигналами Uоп приведет к уменьшению постоянной составляющей выпрямленной ЭДС Ed. Данный процесс вызовет увеличение тока торможения при новом более высоком уровне превышения напряжения конденсатора над средним значением выпрямленной ЭДС. Аналогичные процессы будут наблюдаться при уменьшении задающего сигнала на входе регулятора тока.We proceed from the assumption that the occurrence of the braking mode should occur automatically as a result of a decrease in the synchronous idle speed or the appearance of an additional moment tightening the motor shaft. The resulting increase in the counter-EMF of rotation of the motor over the supply voltage of the stator windings will be accompanied by a reverse polarity of the voltage in the PTA link. Due to the excess of the shaft speed over the new value of the idle speed, the electric machine 3 enters the generator mode, while the AIN valves begin to perform the functions of a rectifier, and the B valves, with a corresponding change in the polarity of the rectified EMF, function as a network-driven inverter. A change in the direction of the current in the PLC link will not occur, and therefore the AIN and B valves will remain in a conducting state. Due to the mismatch of the sign of voltage and current, the active component of electric power will change the sign to negative, which means the beginning of recovery, that is, the transfer of braking power to the mains. The main feature is that in this structure, the load current can be closed in two parallel circuits, one of which, as noted, contains, in addition to the stator windings, AIN gates, ZPT link, B-link valves and phases of the mains source. The second circuit, in addition to these windings, contains diodes, a capacitor and a discharge resistor of the overvoltage protection device 4. The current values of these parallel circuits are inversely proportional to the values of the back-emf emitted in these circuits, namely, the rectified back-emf network at the terminals of the B link and the counter voltage of the capacitor in the circuit with device 4. It is believed that by controlling the duration of the control pulses at the output of the pulse-width pulse control device 5, it is possible not only to change the sign of the rectified EMF to negative efficient, but also ensure the necessary excess of the capacitor voltage over the average value of this EMF and thereby direct the bulk of the current from the electric machine to the supply network. This will ensure not only the rational use of braking energy, but also the absence of voltage buildup on the filter capacitor plates. The braking current is controlled by changing the rectified back-EMF in the function of exceeding the capacitor voltage according to the subordinate principle with the so-called cascade connection of the current regulator 9 and the excess voltage regulator of the capacitor 11. The choice of the switching point for the regulators in such double-circuit systems is determined, as is known, by the comparative rate of change of coordinates in transients. Due to the fact that the current change is more inertial than a possible change in the rectified EMF, the current control loop is adopted as the main (external), and the capacitor excess voltage control loop is accepted as the slave (internal). In this case, an increase in the modulus of the negative signal by the potentiometer 7 after comparing it with the feedback signal in node 8 will lead to an initial increase in the current control error signal at the output of controller 9 and to a corresponding change in the control signal Uy <0 at the output of controller 11. It is believed that this controller provides an inversely proportional dependence of the coordinates at the input and output, as a result of which an increase in the control error at the input of this controller will lead to sheniyu control signal Uy modulo. This signal is fed to the input of the pulse-width control device 5, the operation of which is illustrated by the diagrams of figure 2. It is seen that the indicated change in the control signal Uy as a result of comparison with the reference signals U op will lead to a decrease in the DC component of the rectified EMF Ed. This process will increase the braking current with a new higher level of excess capacitor voltage over the average value of the rectified EMF. Similar processes will be observed when the driving signal decreases at the input of the current regulator.
Claims (1)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2003122173/09A RU2262794C2 (en) | 2003-07-15 | 2003-07-15 | Recuperating electric drive with voltage inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2003122173/09A RU2262794C2 (en) | 2003-07-15 | 2003-07-15 | Recuperating electric drive with voltage inverter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2003122173A RU2003122173A (en) | 2005-01-10 |
| RU2262794C2 true RU2262794C2 (en) | 2005-10-20 |
Family
ID=34881785
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2003122173/09A RU2262794C2 (en) | 2003-07-15 | 2003-07-15 | Recuperating electric drive with voltage inverter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2262794C2 (en) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7893637B2 (en) | 2005-10-27 | 2011-02-22 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Motor drive system |
| WO2015196125A1 (en) * | 2014-06-19 | 2015-12-23 | Texas Instruments Incorporated | Motor fault detector |
| RU2584002C1 (en) * | 2014-12-15 | 2016-05-20 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Сибирский государственный индустриальный университет" | Recuperating alternating current drive with two-link frequency converter |
| RU2710850C2 (en) * | 2015-07-28 | 2020-01-14 | Конинклейке Филипс Н.В. | Braking energy recovery system and method for electric motor |
| RU2793827C2 (en) * | 2018-12-21 | 2023-04-06 | Шнейдер Тосиба Инвертер Юроп Сас | Adjusting the engine braking depending on the average rectified voltage |
-
2003
- 2003-07-15 RU RU2003122173/09A patent/RU2262794C2/en not_active IP Right Cessation
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7893637B2 (en) | 2005-10-27 | 2011-02-22 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Motor drive system |
| WO2015196125A1 (en) * | 2014-06-19 | 2015-12-23 | Texas Instruments Incorporated | Motor fault detector |
| US9413163B2 (en) | 2014-06-19 | 2016-08-09 | Texas Instruments Incorporated | Motor fault detector |
| US9973132B2 (en) | 2014-06-19 | 2018-05-15 | Texas Instruments Incorporated | Detection of an inter-turn winding fault in a motor |
| RU2584002C1 (en) * | 2014-12-15 | 2016-05-20 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Сибирский государственный индустриальный университет" | Recuperating alternating current drive with two-link frequency converter |
| RU2710850C2 (en) * | 2015-07-28 | 2020-01-14 | Конинклейке Филипс Н.В. | Braking energy recovery system and method for electric motor |
| RU2793827C2 (en) * | 2018-12-21 | 2023-04-06 | Шнейдер Тосиба Инвертер Юроп Сас | Adjusting the engine braking depending on the average rectified voltage |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| RU2003122173A (en) | 2005-01-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US8031495B2 (en) | Prediction scheme for step wave power converter and inductive inverter topology | |
| CN109478851B (en) | DC/DC converter | |
| US4672520A (en) | Current-source power converting apparatus with self-extinction devices | |
| EP1696548A2 (en) | Modulation methods and apparatus for reducing common mode voltages | |
| US20030026111A1 (en) | Power-electronic circuit arrangement, and a method for transmitting real power | |
| US7906922B2 (en) | Electric motor drive employing hybrid, hysteretic/pulse-width-modulated dynamic braking | |
| CZ20014300A3 (en) | Electric charge transferring method and apparatus for making the same | |
| CN105429489A (en) | Method for controlling of a modular converter | |
| US8941340B2 (en) | Regenerative variable frequency drive | |
| US8830701B2 (en) | DC-DC converter | |
| US11121637B2 (en) | Power conversion device and power conversion system including a power converter capable of converting between alternating-current (AC) power and direct-current (DC) power | |
| JP4209196B2 (en) | Power converter | |
| JP2624793B2 (en) | Control device for PWM boost converter | |
| RU2262794C2 (en) | Recuperating electric drive with voltage inverter | |
| CN108521848B (en) | Network feedback unit and electric drive system | |
| CN105680709B (en) | Prime parallel connection rear class parallel connection type modularization AC DC DC converters | |
| KR101813060B1 (en) | Switched-mode power supply | |
| RU124454U1 (en) | AUTONOMOUS POWER SUPPLY SYSTEM | |
| RU2279178C1 (en) | Three-phased controllable rectifier | |
| RU2117377C1 (en) | Fully compensated valve-type inverter and its control method | |
| JP7474276B2 (en) | Power System | |
| CN111864816B (en) | Power supply control method and device, electronic equipment and storage medium | |
| CN102480234B (en) | Power converter with a controlled current source and connected in single-phase mode | |
| CN104170239A (en) | Feed/return converter having reactive power vector control | |
| JPS60128870A (en) | Pulse width modulation converter |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20050716 |