RU2117377C1

RU2117377C1 - Fully compensated valve-type inverter and its control method

Info

Publication number: RU2117377C1
Application number: RU96108317A
Authority: RU
Inventors: С.Н. Сидоров
Original assignee: Ульяновский государственный технический университет
Priority date: 1996-04-18
Filing date: 1996-04-18
Publication date: 1998-08-10

Abstract

FIELD: electrical engineering. SUBSTANCE: inverter has power section using single-phase reversing bridge rectifier circuit set up of dual-operation power diodes interconnected in parallel opposition and connected to supply mains through reactor, as well as polar storage capacitor connected in parallel with supply mains by means of auxiliary diode bridge and in parallel with load by means of four dual-operation switching diodes shorted out by back diodes. Functions of output voltage regulation and input current generation are performed by power and switching diodes; storage capacitor that functions to limit switching voltage surges is used, in addition, to produce correction current in phase opposition to passive components of input current. To this end, capacitor is changed over to mode of double- ended energy exchange with inductive components of supply mains and load in the course of high-frequency alternation and regulation of duration of partial charge and discharge as result of connection of this capacitor in parallel with load through respective pairs of switching diodes. Control circuits of switching diodes are built around single-circuit servo system with control signal having supply voltage waveform depending on active component of load current fundamental and feedback for resulting input current; control pulses picked off output of pulse-width or relay modulators are distributed among switching diodes as function of correction current polarity and polarity of instantaneous output current and voltage. EFFECT: improved output power of dual-operation rectifiers thereby enlarging their functional capabilities. 2 cl, 3 dwg

Description

Изобретение относится к преобразовательной технике и может быть использовано в качестве управляемого выпрямителя или преобразователя частоты при повышенных требованиях к энергетическим показателям, в частности к синусоидальности потребляемого тока, например, в случаях ограниченной мощности питающей сети. The invention relates to a conversion technique and can be used as a controlled rectifier or frequency converter with increased requirements for energy performance, in particular to the sinusoidality of the current consumption, for example, in cases of limited power supply network.

Известно, что вентильные преобразователи, выполняемые на однооперационных тиристорах, оказывают неблагоприятное влияние на питающую сеть, в связи с потреблением реактивной мощности и нелинейными искажениями тока на сетевом входе. Выполнение преобразователя на полностью управляемых вентилях, например, двухоперационных тиристорах или транзисторных ключах, позволяет применять такие способы импульсно-фазового управления, которые исключают из энергетического баланса реактивную мощность, в связи с чем подобные устройства относят к компенсированным вентильным преобразователям (КВП). Вместе с тем, модификация способа импульсно-фазового управления или конструкции ведет, как правило, к ухудшению гармонического состава входного тока, в связи с чем коэффициент мощности КВП остается ниже единицы, а сам преобразователь по отношению к сети и другим нагрузкам рассматривается как интенсивный источник вторичной мощности искажения. Компенсация этой мощности затруднительна в связи с изменением гармонического состава тока при регулировании. Поэтому перспективными могут оказаться адаптивные фильтры на базе автономных инверторов [1] . Однако оснащение КВП индивидуальным адаптивным фильтром практически означает удвоение суммарной установленной мощности электрооборудования и потому может оказаться неприемлемым. Кроме того, применение такого фильтра не разгружает входные цепи преобразователя от высших гармоник тока и поэтому не позволяет уменьшить мощность согласующих элементов - трансформатора или дросселя. It is known that valve converters running on single-operation thyristors have an adverse effect on the supply network due to the consumption of reactive power and non-linear distortion of the current at the network input. The implementation of the converter on fully controllable valves, for example, dual-operation thyristors or transistor switches, allows the use of pulse-phase control methods that exclude reactive power from the energy balance, and therefore such devices are referred to as compensated valve converters (KVP). At the same time, the modification of the pulse-phase control method or design leads, as a rule, to a deterioration in the harmonic composition of the input current, in connection with which the power factor of the PCB remains below unity, and the converter itself is considered as an intense source of secondary power distortion. Compensation of this power is difficult due to a change in the harmonic composition of the current during regulation. Therefore, adaptive filters based on autonomous inverters may turn out to be promising [1]. However, equipping KVP with an individual adaptive filter practically means doubling the total installed capacity of electrical equipment and therefore may be unacceptable. In addition, the use of such a filter does not unload the input circuits of the converter from higher harmonics of the current and therefore does not allow reducing the power of the matching elements - a transformer or inductor.

Заявленное техническое решение представляет собой попытку создания на базе двухоперационных вентилей полностью компенсированного вентильного преобразователя, работающего с минимальными амплитудами и фазовыми искажениями потребляемого из сети тока без применения дополнительных компенсирующих средств, не входящих в конструкцию преобразователя. Поставленная задача решается совмещением нескольких функций в одном обязательном для данного класса устройств элементе - накопительном полярном конденсаторе фильтра, который в известных ранее схемах КВП выполнял лишь функции ограничения коммутационных перенапряжений, а позднее и функции демпфирующего конденсатора, участвующего в проведении принудительной коммутации токов [2, 3]. The claimed technical solution is an attempt to create, on the basis of two-operation valves, a fully compensated valve converter operating with minimum amplitudes and phase distortions of the current consumed from the mains without the use of additional compensating means that are not included in the converter design. The problem is solved by combining several functions in one element mandatory for this class of devices - the storage polar filter capacitor, which in the previously known KVP circuits performed only the functions of limiting switching overvoltages, and later the functions of a damping capacitor involved in conducting forced switching of currents [2, 3 ].

В качестве прототипа принимается мостовой КВП на двухоперационных вентилях с накопительным полярным конденсатором на выходе вспомогательного диодного моста, который с помощью двух коммутирующих вентилей связан с выходными выводами вентильного преобразователя [4]. Управление моментами включения и выключения силовых вентилей данного преобразователя осуществляется таким образом, чтобы это не приводило к появлению фазового сдвига между напряжением и основной гармоникой тока на световом входе. Другой особенностью данной конструкции является возможность плавного проведения коммутации токов под воздействием напряжения на обкладках накопительного (демпфирующего) конденсатора большой емкости без появления значительных коммутационных перенапряжений. С этой целью перед началом каждой коммутации заряженный конденсатор кратковременно подключается с помощью пары коммутирующих вентилей параллельно цепи нагрузки. Происходящий при этом переход части тока нагрузки в цепь конденсатора сопровождается таким же уменьшением тока на сетевом входе и частичным разрядом конденсатора. Токовая разгрузка облегчает последующее переключение силовых вентилей, а одновременное включение коммутирующих вентилей переводит конденсатор в цепь, параллельную индуктивным элементам сетевого входа. На завершающем этапе коммутации конденсатор вновь заряжается током нагрузки, что приводит к вытеснению последнего в цепь со вновь включенными силовыми вентилями. Таким образом, в указанном преобразователе существует режим двухстороннего обмена энергии между конденсатором и индуктивными элементами входных и выходных цепей, устраняющий рост перенапряжений. Другим достоинством данного режима работы накопительного конденсатора можно отметить возможность коррекции сетевого тока с целью придания ему на определенных интервалах времени нужного направления, величины и формы. Однако в схеме прототипа эта возможность не используется, так как конденсатор подключается кратковременно лишь на интервалах коммутации. В этой связи входной ток КВП имеет несинусоидальную импульсную форму, гармонический состав которой ухудшается по мере регулирования выпрямленного напряжения в сторону уменьшения. Как отмечалось, это является в настоящее время основным недостатком компенсированных преобразователей. As a prototype, a bridge KBP on two-stage valves with an accumulative polar capacitor at the output of the auxiliary diode bridge, which is connected with the output terminals of the valve converter using two switching valves [4], is adopted. The moments of turning on and off the power valves of this converter are controlled in such a way that this does not lead to the appearance of a phase shift between the voltage and the fundamental current harmonic at the light input. Another feature of this design is the possibility of smoothly switching currents under the influence of voltage on the plates of a large-capacity storage (damping) capacitor without the appearance of significant switching overvoltages. For this purpose, before the start of each switching, a charged capacitor is briefly connected with a pair of switching valves in parallel to the load circuit. The transition of part of the load current to the capacitor circuit, which occurs in this case, is accompanied by the same decrease in current at the mains input and partial discharge of the capacitor. Current discharge facilitates the subsequent switching of the power valves, and the simultaneous switching of the switching valves transfers the capacitor to a circuit parallel to the inductive elements of the network input. At the final stage of switching, the capacitor is again charged by the load current, which leads to the displacement of the latter in the circuit with the newly switched power valves. Thus, in the specified converter there is a two-way energy exchange between the capacitor and inductive elements of the input and output circuits, which eliminates the growth of overvoltages. Another advantage of this operating mode of the storage capacitor is the ability to correct the mains current in order to give it at certain time intervals the desired direction, size and shape. However, this feature is not used in the prototype circuit, since the capacitor is connected for a short time only at switching intervals. In this regard, the input current of the CVC has a non-sinusoidal pulse shape, the harmonic composition of which deteriorates as the rectified voltage is regulated downward. As noted, this is currently the main disadvantage of compensated converters.

Сущность предлагаемого технического решения направлена на использование указанного накопительного конденсатора в непрерывном периодически повторяющемся с высокой частотой режиме двухстороннего обмена энергией с индуктивными элементами входных и выходных цепей с целью придания входному току желаемой формы. Возможность использования полярных, в частности, электролитических конденсаторов в подобном режиме подтверждается опытом работы упомянутых активных фильтров, выполняемых на базе автономных инверторов напряжения [1, 5]. The essence of the proposed technical solution is aimed at using the specified storage capacitor in a continuous periodically repeated high-frequency mode of two-way energy exchange with inductive elements of the input and output circuits in order to give the input current the desired shape. The possibility of using polar, in particular, electrolytic capacitors in this mode is confirmed by the experience of the mentioned active filters, performed on the basis of autonomous voltage inverters [1, 5].

Таким образом, целью изобретения является приближение коэффициента мощности компенсированного преобразователя к единице путем придания входному току квазисинусоидальной формы и величины, определяемой активной составляющей основной гармоники входного тока нагрузки. Thus, the aim of the invention is to approximate the power factor of the compensated converter to unity by giving the input current a quasi-sinusoidal shape and a value determined by the active component of the main harmonic of the input load current.

Поставленная цель достигается за счет соответствующего изменения конструкции и способа управления преобразователя. При этом силовая схема дополнена еще одной парой коммутирующих вентилей, четырьмя обратными диодами и двумя дросселями, соединенными таким образом, что указанные четыре коммутирующих вентиля, каждый из которых шунтирован обратным диодом, образуют мостовую схему, которая зажимами переменного тока соединена с диагональю постоянного тока указанного диодного моста, а каждым зажимом постоянного тока соединена с одним из выходных выводов вентильного преобразователя посредством одного из дросселей, а в управляющую часть введены цепи формирования и распределения импульсов включения коммутирующих вентилей, при этом цепи формирования содержат устройство задания величины и формы входного тока преобразователя, связанное входами с датчиками сетевого напряжения и тока нагрузки, а выходом - с одним из входов узла сравнения, на второй вход которого поступает сигнал отрицательной обратной связи с датчика тока, установленного на сетевом входе преобразователя, а выход узла сравнения подключен к входу модулятора, преобразующего сигнал ошибки регулирования тока в последовательность управляющих импульсов, а цепи распределения этих импульсов содержат пару логических схем совпадения, первые входы которых соединены с прямым и инверсным выходами нуль-органа, на входе которого установлен второй узел сравнения сигналов, поступающих с выхода устройства задания тока, а также с выхода датчика тока нагрузки, при этом вторые входы указанных логических схем совпадения связаны с соответствующими выходами системы импульсно-фазового управления силовыми вентилями, а выходами - с входами логического сумматора, выход которого подключен в параллель к первым входам логических схем "равнозначность" и "неравнозначность", вторые входы которых соединены в параллель с выходом указанного второго нуль-органа, подключенного к датчику тока нагрузки, а выход указанных логических схем связаны с первыми входами второй пары логических схем совпадения, которые вторыми входами подключены к выходу модулятора, а выходом каждая логическая схема совпадения посредством импульсного усилителя подключена к управляющим электродам соответствующей пары коммутирующих вентилей. The goal is achieved by appropriate changes in the design and control method of the Converter. In this case, the power circuit is supplemented by another pair of switching valves, four return diodes and two chokes, connected in such a way that these four switching valves, each of which is shunted by a reverse diode, form a bridge circuit, which is connected by AC clamps to the DC diagonal of the specified diode bridge, and each DC clamp is connected to one of the output terminals of the valve converter via one of the chokes, and the control circuit is connected to the control part and distributing the switching pulses of the switching gates, while the forming circuits contain a device for setting the magnitude and shape of the input current of the converter, connected to the inputs with the sensors of the mains voltage and the load current, and the output to one of the inputs of the comparison node, the negative communication with the current sensor installed on the network input of the converter, and the output of the comparison node is connected to the input of the modulator, which converts the signal of the current regulation error into a sequence control pulses, and the distribution circuits of these pulses contain a pair of matching logic circuits, the first inputs of which are connected to the direct and inverse outputs of the zero-organ, at the input of which there is a second node for comparing signals coming from the output of the current setting device, as well as from the output of the load current sensor wherein the second inputs of the indicated coincidence logic circuits are associated with the corresponding outputs of the pulse-phase control system of the power valves, and the outputs are connected to the inputs of the logical adder, the output of which is under is connected in parallel to the first inputs of the logic circuits “equivalence” and “unequality”, the second inputs of which are connected in parallel with the output of the specified second zero-organ connected to the load current sensor, and the output of these logic circuits are connected with the first inputs of the second pair of matching logic circuits which are connected by the second inputs to the output of the modulator, and by the output, each logic matching circuit is connected by means of a pulse amplifier to the control electrodes of the corresponding pair of switching gates.

Согласно предложенному способу управления формируют квазисинусоидальный ток на сетевом входе вентильного преобразователя, величина которого определяется активной составляющей тока нагрузки за счет создания и регулирования тока коррекции, находящегося в противофазе по отношению к пассивной составляющей входного тока нагрузки путем высокочастотного чередования и регулирования длительности частотного разряда и заряда накопительного конденсатора в процессе переключения соответствующей пары коммутирующих вентилей, для чего путем вычитания из задающего сигнала, имеющего форму напряжения сети и величину, определяемую активной составляющей основной гармоники входного тока нагрузки, сигнала обратной связи по результирующему входному току преобразователя определяют сигнал ошибки регулирования тока, который подают на вход широтно-импульсного или релейного модулятора для преобразования его в последовательность управляющих импульсов, а также определяют знак тока коррекции x_k = signi_k по знаку разности между задающим сигналом и сигналом, пропорциональным нагрузочной составляющей входного тока, определяют знак выпрямленного тока в выходной цепи преобразователя xd = signid, определяют полярность мгновенного выпрямленного напряжения с помощью логических функций x_y1 = sign(Ud) и x_y2 = sign(-Ud) и разрешают подачу управляющих импульсов с выхода модулятора на управляющие электроды первой пары коммутирующих вентилей, обеспечивающих подключение конденсатора в направлении разряда параллельно нагрузке при положительном направлении выпрямленного тока, согласно единичному значению логической функции

или разрешают подачу управляющих импульсов с выхода модулятора на управляющие электроды второй пары коммутирующих вентилей, обеспечивающих подключение конденсатора в направлении разряда параллельно нагрузке при отрицательном направлении выпрямленного тока, согласно единичному значению логической функции

На фиг. 1 представлена схема силовой части и управляющих цепей предложенного устройства; на фиг. 2 - диаграммы принципа действия данного преобразователя в основном установившемся режиме при положительном направлении выпрямленного тока нагрузки; на фиг. 3 - схемы замещения, поясняющие работу силовой части преобразователя на отдельных интервалах времени.According to the proposed control method, a quasi-sinusoidal current is generated at the network input of the valve converter, the value of which is determined by the active component of the load current due to the creation and regulation of the correction current in antiphase with respect to the passive component of the input load current by means of high-frequency alternation and regulation of the duration of the frequency discharge and the storage charge capacitor in the process of switching the corresponding pair of switching valves, for which by Subtraction from the reference signal in the form of the mains voltage and the value determined by the active component of the main harmonic of the input load current, the feedback signal from the resulting input current of the converter determines the current control error signal, which is fed to the input of a pulse-width or relay modulator to convert it into a sequence control pulses, and also determine the correction current sign x _{_k} = signi _k the sign of the difference between setpoint signal and the signal proportional to the load stavlyayuschey input current, determine the sign of the rectified current in the output circuit of the converter xd = signid, determine the instantaneous polarity of the rectified voltage by means of logical functions x _y1 = sign (Ud) and x _y2 = sign (-Ud) and allow the supply of control pulses from the output of modulator control electrodes of the first pair of switching valves, providing a capacitor in the discharge direction parallel to the load with a positive direction of the rectified current, according to a single value of the logical function

or allow the supply of control pulses from the output of the modulator to the control electrodes of the second pair of switching valves, providing a capacitor in the discharge direction parallel to the load with a negative direction of the rectified current, according to a single value of the logical function

In FIG. 1 shows a diagram of the power unit and control circuits of the proposed device; in FIG. 2 - diagrams of the principle of operation of this converter in the main steady state with a positive direction of the rectified load current; in FIG. 3 is an equivalent circuit explaining the operation of the power section of the converter at separate time intervals.

Силовая схема преобразователя выполнена по однофазной мостовой реверсивной схеме выпрямления на встречно-параллельно соединенных парах силовых двухоперационных тиристоров 1 и 2, 3 и 4, 5 и 6, 7 и 8. К питающей сети или вторичной обмотке согласующего трансформатора указанный преобразователь подключен с помощью индуктивного согласующего элемента 9, в качестве которого может быть использован токоограничивающий дроссель. Сюда же диагональю переменного тока подключен вспомогательный вентильный мост на диодах 10 - 13, к выходам постоянного тока которого присоединен полярный накопительный конденсатор 14. Последний с помощью двух пар коммутирующих вентилей 15 и 16, 17 и 18, зашунтированных обратными диодами, соответственно, 19 и 20, 21 и 22, соединен посредством дросселей 23, 24 с выходными выводами вентильного преобразователя, к которым подключена также нагрузка 25 в виде обобщенной RL-цепи с противоЭДС. The power circuit of the converter is made according to a single-phase bridge reversible rectification circuit on counter-parallel connected pairs of power two-operational thyristors 1 and 2, 3 and 4, 5 and 6, 7 and 8. The specified converter is connected to the mains supply or secondary winding of the matching transformer using an inductive matching element 9, for which a current-limiting inductor can be used. An auxiliary gate bridge on diodes 10 - 13 is connected here with an diagonal of alternating current, the polar storage capacitor 14 is connected to the DC outputs of the latter. The latter is connected with two pairs of switching gates 15 and 16, 17 and 18, connected by reverse diodes, respectively, 19 and 20 , 21 and 22, is connected by means of chokes 23, 24 to the output terminals of the valve converter, to which the load 25 is also connected in the form of a generalized RL-circuit with counter-emf.

В состав управляющей части входит система импульсно-фазового управления (СИФУ) 26 силовыми вентилями, имеющая управляющий вход (U_у) и два выхода, один из которых 27 служит для подачи управляющих импульсов на первые две пары силовых тиристоров 1 и 2, 5 и 6, а другой выход 28 - для подачи управляющих импульсов на другие две пары силовых тиристоров 3 и 4, 7 и 8. В схеме имеется устройство 29 задания величины и формы сетевого тока преобразователя, которое одним из входов соединено с датчиком сетевого напряжения, например, в виде трансформатора 30, а другим входом - с одним из выходов 31 датчика 32 тока нагрузки. Выходной сигнал устройства 29 сравнивается с помощью узла 33 сравнения с сигналом обратной связи по результирующему сетевому току, поступающему из датчика 34, после чего сигнал ошибки регулирования тока подается на вход модулятора 35, на выходе которого формируются управляющие импульсы для коммутирующих вентилей. Распределитель этих импульсов содержит второй узел 36 сравнения, на входах которого задающий сигнал с выхода устройства 29 сравнивается с сигналом, поступающим с выхода 37 переменного тока датчика 32 тока нагрузки, причем указанный выход переменного тока связан с выходом 31 постоянного тока того же датчика посредством коммутатора (инвертора) 38. Результат сравнения сигналов с выхода узла 36 поступает на вход нуль-органа 39, который своими прямым и инверсным выходами подключен к входам пары логических схем 40, 41 совпадения. Своими вторыми входами указанные логические схемы подключены, соответственно, к выходам 27, 28 СИФУ, а выходами - к входам логического сумматора 42. Выход последнего подключен в параллель к первым входам логических схем "равнозначность" 43 и "неравнозначность" 44. Вторыми входами последние связаны с выходом второго нуль-органа 45, вход которого подключен к выходу 31 постоянного тока датчика 32, а выходами указанные логические схемы связаны с первыми входами второй пары логических схем 46, 47 совпадения, вторые входы которых подключены к выходу модулятора 35, а выходы - посредством усилителей 48, 49 связаны с управляющими электродами соответствующих пар коммутирующих вентилей.The control part includes a pulse-phase control system (SIFU) of 26 power valves, which has a control input (U _у ) and two outputs, one of which 27 serves to supply control pulses to the first two pairs of power thyristors 1 and 2, 5 and 6 and the other output 28 is for supplying control pulses to the other two pairs of power thyristors 3 and 4, 7 and 8. The circuit includes a device 29 for specifying the magnitude and shape of the converter current network, which is connected to the network voltage sensor by one of the inputs, for example, transformer 30, and other input odom - with one of the outputs 31 of the sensor 32 of the load current. The output signal of the device 29 is compared using the comparison unit 33 with the feedback signal for the resulting network current coming from the sensor 34, after which the signal of the current control error is supplied to the input of the modulator 35, the output of which is formed of control pulses for the switching valves. The distributor of these pulses contains a second comparison unit 36, at the inputs of which the driving signal from the output of the device 29 is compared with the signal from the AC output 37 of the load current sensor 32, and the specified AC output is connected to the DC output 31 of the same sensor via a switch ( inverter) 38. The result of comparing the signals from the output of the node 36 goes to the input of the null-organ 39, which is connected with its direct and inverse outputs to the inputs of a pair of matching logic circuits 40, 41. With their second inputs, the indicated logic circuits are connected, respectively, to the outputs 27, 28 of the SIFU, and the outputs are connected to the inputs of the logic adder 42. The output of the latter is connected in parallel to the first inputs of the logic circuits “equivalence” 43 and “unequality” 44. The latter inputs are connected by the latter with the output of the second null-organ 45, the input of which is connected to the DC output 31 of the sensor 32, and the outputs of these logic circuits are connected with the first inputs of the second pair of coincidence logic circuits 46, 47, the second inputs of which are connected to the output of the module ora 35, and outputs - through amplifiers 48, 49 are connected to control electrodes of respective pairs of switching valves.

Рассмотрим работу устройства, полагая, что в цепи нагрузки имеется достаточная для сглаживания выпрямленного тока индуктивность. Будем также считать, что длительность управляющих импульсов, подаваемых на двухоперационные (силовые и коммутирующие) вентили, соответствует длительности их включенного состояния. В приведенной на фиг. 1 силовой схеме функции регулирования выпрямленного напряжения, а также функции формирования тока на сетевом входе преобразователя поделены, соответственно, между сетевыми и коммутирующими вентилями. Для облегчения работы конденсатора способ импульсно-фазового управления силовыми вентилями должен быть выбран таким, чтобы он не приводил к появлению реактивной мощности сдвига. Этому условию удовлетворяет известный способ управления с 3-кратным включением каждого вентиля на период сети (см. фиг. 2). Для пояснения представим силовую схему реверсивного преобразователя в виде всречно-параллельного соединения двух вентильных мостов, полагая при этом, что α₁,α₂ - углы управления вентилями, соответственно, первого и второго мостов, отсчитываемые от начала положительной полуволны сетевого напряжения в отстающую

или опережающую

стороны. Появление фазового сдвига между сетевым напряжением /≈ U/ и основной гармоникой входного тока нагрузки /i_н1/ исключается при условии симметрии картин напряжения и входного тока нагрузки /i_н/. Такая симметрия достигается и сохраняется во всем диапазоне регулирования, если углы управления вентильными комплектами отвечают условию α₁₍₂₎>0,α₂₍₁₎<0 и в сумме равны

.Consider the operation of the device, assuming that in the load circuit there is sufficient inductance to smooth the rectified current. We will also assume that the duration of the control pulses supplied to the two-operation (power and switching) valves corresponds to the duration of their on state. In the FIG. 1 of the power circuit, the functions of regulating the rectified voltage, as well as the functions of generating current at the network input of the converter are divided, respectively, between network and switching valves. To facilitate the operation of the capacitor, the method of pulse-phase control of power valves should be chosen so that it does not lead to the appearance of reactive shear power. This condition is satisfied by the known control method with 3-fold inclusion of each valve for the period of the network (see Fig. 2). To clarify, we present the power circuit of the reversing converter in the form of a parallel-parallel connection of two valve bridges, assuming that α ₁ , α ₂ are the control angles of the valves, respectively, of the first and second bridges, counted from the beginning of the positive half-wave of the mains voltage to the lagging

or leading

side. The appearance of a phase shift between the mains voltage / ≈ U / and the main harmonic of the input load current / i _n1 / is excluded provided that the voltage patterns and the input load current / i _n / are symmetrical. Such symmetry is achieved and maintained in the entire control range if the control angles of the valve assemblies meet the condition α _{1 (2)} > 0, α _{2 (1)} <0 and in total are equal

.

Выполнение этого правила означает одновременную подачу управляющих импульсов на каждые две пары встречно-параллельных тиристоров, находящихся в составе разных мостов. Так, например, управляющие импульсы одновременно подаются и тем самым подготавливают к включению тиристоры 1 и 2 в составе первого моста и тиристоры 5 и 6 в составе второго моста. Какая из этих пар вентилей вступит в работу, зависит от направления тока нагрузки. Подача управляющих импульсов на указанные тиристоры осуществляется в течение периода сети трижды: в момент U₁ при углах α₁>0,α₂<0 , в момент U = π при углах α₁= π, α₂= 0 и в момент U₄ при углах α₁<0,α₂>0 . Подача импульсов на другие две пары тиристоров 3 и 4, 7 и 8 осуществляется аналогично в момент U = 0, U₂, U₃. Совместное изменение углов управления α₁α₂ в пределах от 0 до ±π обеспечивает регулирование и работу реверсивного преобразователя во всех 4-х квадрантах нагрузочных характеристик без появления прерывистых токов нагрузки и уравнительных токов между вентильными комплектами, что является достоинством преобразователей подобного типа.The implementation of this rule means the simultaneous supply of control pulses for every two pairs of counter-parallel thyristors that are part of different bridges. So, for example, control pulses are simultaneously applied and thereby prepare thyristors 1 and 2 as part of the first bridge and thyristors 5 and 6 as part of the second bridge. Which of these pairs of valves will go into operation depends on the direction of the load current. The supply of control pulses to the indicated thyristors is carried out three times during the network period: at the moment U ₁ at angles α ₁ > 0, α ₂ <0, at the moment U = π at angles α ₁ = π, α ₂ = 0 and at time U ₄ at angles α ₁ <0, α ₂ > 0. The supply of pulses to the other two pairs of thyristors 3 and 4, 7 and 8 is carried out similarly at the time U = 0, U ₂ , U ₃ . The joint change of the control angles α ₁ α ₂ in the range from 0 to ± π ensures the regulation and operation of the reversing transducer in all 4 quadrants of the load characteristics without the appearance of discontinuous load currents and surge currents between the valve sets, which is the advantage of converters of this type.

Данный алгоритм управления силовыми вентилями приводит к появлению на сетевом входе преобразователя нагрузочной составляющей тока /i_н/ в виде знакопеременных и в идеале прямоугольных импульсов, высота которых определяется средним выпрямленным током нагрузки /Id/. Благодаря симметрии основная гармоника этого тока содержит лишь активную составляющую /i_н1/, синфазную с напряжением сети. Амплитудное значение этой составляющей тока, в зависимости от углов управления, может быть больше или меньше среднего тока

(см. фиг. 2). Путем вычитания мгновенных значений полного тока нагрузки и его активной составляющей можно найти ток коррекции i_к = i_н1 - i_н, добавление которого к нагрузочной составляющей может обеспечить протекание во входной цепи преобразователя результирующего тока синусоидальной формы и величины, определяемой лишь активной составляющей основной гармоники входного тока нагрузки. Протекание этого тока означает, что преобразователь является полностью компенсированным, потребляющим из сети лишь активную мощность. На диаграммах фиг. 2 идеальная кривая тока коррекции /i_к/ изображена штрих-пунктирной линией. Видно, что эта кривая имеет в общем случае непрерывную знакопеременную форму. Ток коррекции должен находиться в противофазе по отношению к пассивной составляющей входного тока нагрузки, поэтому источником энергии для его создания может служить накопительный конденсатор. Для пополнения этой энергии конденсатор должен работать в режиме двухстороннего обмена мощностью с индуктивными элементами преобразователя и сети. Непрерывное формирование тока коррекции можно осуществить, основываясь на известном интегральном эффекте накопления тока индуктивного элемента под воздействием кратковременных ампер-добавок. В данном случае указанные добавки тока во входной цепи создаются процессами частичного разряда и заряда накопительного конденсатора, подключаемого параллельно цепям нагрузки или сети с помощью коммутирующих вентилей. Приближение формы тока к желаемому виду достигается чередованием указанных процессов с высокой частотой. Управление процессом формирования тока осуществляется за счет чередования на каждом такте разряда и заряда конденсатора, сопровождающегося изменением знака вносимой ампер-добавки, а также изменением длительности одного (широтно-импульсная модуляция) или каждого (релейное управление) из указанных состояний конденсатора в соответствии с принципами автоматического следящего управления.This control algorithm for power valves leads to the appearance of a load component of the current / i _n / in the form of alternating and ideally rectangular pulses at the network input of the converter, the height of which is determined by the average rectified load current / Id /. Due to symmetry, the main harmonic of this current contains only the active component / i _n1 /, in phase with the mains voltage. The amplitude value of this current component, depending on the control angles, may be greater or less than the average current

(see Fig. 2). By subtracting the instantaneous values of the total load current and its active component, it is possible to find the correction current i _k = i _n1 - i _n , the addition of which to the load component can ensure that the resultant sinusoidal shape and a value determined only by the active component of the main harmonic of the input load current. The flow of this current means that the converter is fully compensated, consuming only active power from the network. In the diagrams of FIG. 2, the ideal curve of the correction current / i _to / is depicted by a dashed-dotted line. It can be seen that this curve has in the general case a continuous alternating shape. The correction current must be in antiphase with respect to the passive component of the input load current, therefore, the storage capacitor can serve as the energy source for its creation. To replenish this energy, the capacitor must operate in a two-way power exchange mode with inductive elements of the converter and the network. The continuous formation of the correction current can be carried out based on the well-known integral effect of the current accumulation of the inductive element under the influence of short-term ampere additives. In this case, these current additions in the input circuit are created by the processes of partial discharge and charge of the storage capacitor, connected in parallel to the load or network circuits using switching valves. The approximation of the current shape to the desired form is achieved by alternating these processes with a high frequency. The process of generating current is controlled by alternating at each cycle the discharge and charge of the capacitor, accompanied by a change in the sign of the introduced ampere additive, as well as a change in the duration of one (pulse-width modulation) or each (relay control) of the indicated capacitor states in accordance with the principles of automatic tracking control.

Для этого цепи управления коммутирующими вентилями имеют структуру следящей системы с управляющим воздействием, повторяющим форму напряжения сети и величиной, зависящей от амплитуды I_м1 основной гармоники входного тока нагрузки. В связи с отсутствием в схеме преобразователя цепи замера тока коррекции указанная следящая система выполняется одноконтурной с обратной связью по результирующему току на сетевом входе. Полагается, что управляющее воздействие формируется с помощью специального устройства 29 задания тока на основе информации о напряжении сети, поступающей с датчика 30 и нагрузочной составляющей входного тока. В связи с трудностью выделения этой составляющей в составе результирующего входного тока i_вх сигнал i_н предлагается получать путем замера выпрямленного тока с помощью датчика 32 и последующего его преобразования в переменный сигнал, путем придания ему формы знакопеременных прямоугольных импульсов, какую имеет этот ток на сетевом входе добавления тока коррекции. Это преобразование постоянного сигнала 31 датчика тока в переменный сигнал 33 может осуществляться с помощью специального коммутатора (инвертора) 38, работа которого может быть синхронизирована управляющими импульсами СИФУ. Устройство и принцип действия блоков 29, 38 так же, как и блока модулятора 35, оснащены в литературе, например [5], и здесь не рассматриваются.For this, the control circuits of the switching valves have the structure of a servo system with a control action that repeats the form of the mains voltage and a value depending on the amplitude I _{m1 of the} main harmonic of the input load current. Due to the absence of correction current measurement circuit in the converter circuit, the indicated tracking system is single-loop with feedback on the resulting current at the network input. It is believed that the control action is formed using a special device 29 for setting the current based on information about the mains voltage coming from the sensor 30 and the load component of the input current. Due to the difficulty of separation of this component in the composition of the resulting input current i _Rin signal i _n serves obtained by measuring the rectified current via the sensor 32 and its subsequent conversion to an alternating signal, by giving it the form of alternating rectangular pulses, which is the current at the network input adding current correction. This conversion of the constant signal 31 of the current sensor into an alternating signal 33 can be carried out using a special switch (inverter) 38, the operation of which can be synchronized by control pulses of SIFU. The device and the principle of operation of the blocks 29, 38 as well as the modulator block 35 are equipped in the literature, for example [5], and are not considered here.

Сравнение управляющего воздействия с сигналом обратной связи по результирующему входному току с датчика 34 приводит к появлению на выходе узла 33 сравнения ошибки регулирования тока, которая преобразуется с помощью модулятора 35 в последовательность управляющих импульсов для коммутирующих вентилей. Назначением модулятора является преобразование сигнала ошибки в длительность управляющих импульсов, что, как известно, можно осуществлять на основе широтно-импульного или релейного принципов управления. В качестве примера диаграммы на фиг. 2 иллюстрируют работу модулятора по релейному принципу. При таком управлении ошибка регулирования Δ i = i_н1 - i_вх, замеряемая на входе модулятора, не превышает порога срабатывания релейного элемента ± Δ i_п.Comparison of the control action with the feedback signal from the resulting input current from the sensor 34 leads to the appearance of a current control error at the output of the comparison unit 33, which is converted by a modulator 35 into a sequence of control pulses for switching valves. The purpose of the modulator is to convert the error signal into the duration of the control pulses, which, as you know, can be done on the basis of the pulse-width or relay control principles. As an example, the diagrams in FIG. 2 illustrate the operation of the modulator according to the relay principle. With this control, the control error Δ i = i _n1 - i _in measured at the input of the modulator does not exceed the threshold of the relay element ± Δ i _p .

Распределение управляющих импульсов, выбираемых на выходе модулятора, по коммутирующим вентилям осуществляется с учетом направления выпрямленного тока в цепи нагрузки

, знак тока коррекции

, а также полярности мгновенного выпрямленного напряжения

, причем последняя однозначно зависит от того, на какие их двух групп силовых вентилей подаются в данный момент управляющие импульсы с выходов СИФУ. Рассмотрим работу преобразователя при положительном направлении тока в цепи нагрузки id > 0 (слева направо). Так как накопительный конденсатор подключен к питающей сети посредством индуктивного элемента 9 и диодов 10 - 13, будем считать, что начальное напряжение на его обкладках несколько превышает амплитуду напряжения сети. Из представленных на фиг. 2 диаграмм следует, что в работе преобразователя на периоде сети можно выделить следующие характерные интервалы времени.The distribution of control pulses selected at the output of the modulator among the switching valves is carried out taking into account the direction of the rectified current in the load circuit

, sign of correction current

as well as the polarity of the instantaneous rectified voltage

and the latter unambiguously depends on which of their two groups of power valves are currently supplied with control pulses from the outputs of SIFU. Consider the operation of the converter with a positive current direction in the load circuit id> 0 (from left to right). Since the storage capacitor is connected to the supply network by means of an inductive element 9 and diodes 10 - 13, we assume that the initial voltage on its plates somewhat exceeds the amplitude of the network voltage. From those shown in FIG. 2 diagrams it follows that in the operation of the Converter on the network period, the following characteristic time intervals can be distinguished.

Интервал U₁ - U₂ или при id > 0, Ud > 0, i_к < 0.The interval U ₁ - U ₂ or for id> 0, Ud> 0, i _k <0.

Управляющие импульсы подаются с выхода 27 СИФУ на первые две пары силовых вентилей 1 и 2, 5 и 6, в связи с чем мгновенное выпрямленное напряжение положительно, а ток нагрузки протекает по цепи с элементами 9, 1, 25, 2. Если амплитудное значение основной гармоники входного тока нагрузки меньше среднего тока I_м1 < Id, ток коррекции на указанном интервале должен быть отрицательным. С учетом указанных признаков распределитель направит управляющие импульсы на первую пару коммутирующих вентилей 15 и 16. Превышение начального напряжения на конденсаторе над сетевым напряжением вызовет переход части выпрямленного тока в цепь конденсатора с элементами 24, 16, 14, 15, 23. Как видно из схемы замещения преобразователя на фиг. 3а, это будет сопровождаться частичным разрядом конденсатора с отдачей энергии в нагрузку и таким же уменьшением тока на сетевом входе. В свою очередь это приведет к появлению ошибки регулирования на выходе узла сравнения 33, т.е. входе релейного элемента (модулятора) 35. После превышения ошибки регулирования порога срабатывания Δi ≥ Δi_п релейный элемент переключится, что будет означать выключение указанной пары коммутирующих вентилей. Благодаря наличию индуктивности, ток дросселей 23, 24 некоторое время сохранит свое направление, протекая по цепи 24, 22, 14, 21, 23. Как видно их схемы замещения фиг. 3б, конденсатор вновь зарядится, получив энергию, накопленную в дросселях 23, 24. В свою очередь заряд конденсатора будет сопровождаться уменьшением тока конденсатора и при условии Id = const таким же возрастанием тока на сетевом входе, что приведет сначала к изменению знака, а затем росту ошибки регулирования на входе релейного элемента. Последующее переключение релейного элемента снова приведет к включению той же пары коммутирующих вентилей и повторению процессов. В результате подобных многократных переключений входной ток преобразователя на указанном интервале уменьшится и будет повторять форму сетевого напряжения с небольшими отклонениями, обусловленными процессом модуляции.Control pulses are supplied from the output of SIFU 27 to the first two pairs of power valves 1 and 2, 5 and 6, in connection with which the instantaneous rectified voltage is positive, and the load current flows along the circuit with elements 9, 1, 25, 2. If the amplitude value of the main the harmonics of the input load current is less than the average current I _m1 <Id, the correction current in the indicated interval should be negative. Taking into account the indicated signs, the distributor will direct control pulses to the first pair of switching valves 15 and 16. Exceeding the initial voltage on the capacitor over the mains voltage will cause a part of the rectified current to transfer to the capacitor circuit with elements 24, 16, 14, 15, 23. As can be seen from the equivalent circuit the transducer of FIG. 3a, this will be accompanied by a partial discharge of the capacitor with the release of energy to the load and the same decrease in current at the mains input. In turn, this will lead to the appearance of a control error at the output of the comparison node 33, i.e. input relay element (modulator) 35. After crossing the threshold control error Δi ≥ Δi _n relay switch element, which would mean switching off said pair of valves. Due to the inductance, the current of the inductors 23, 24 will for some time maintain its direction, flowing along the circuit 24, 22, 14, 21, 23. As you can see their equivalent circuit of FIG. 3b, the capacitor is recharged, having received the energy stored in the chokes 23, 24. In turn, the capacitor charge will be accompanied by a decrease in the capacitor current and under the condition Id = const the same increase in the current at the network input, which will first lead to a change in sign and then increase control errors at the input of the relay element. Subsequent switching of the relay element will again lead to the inclusion of the same pair of switching valves and the repetition of processes. As a result of such repeated switching, the input current of the converter at the indicated interval will decrease and will repeat the shape of the mains voltage with slight deviations due to the modulation process.

Интервал

при id >0, Ud > 0, i_к > 0.Interval

for id> 0, Ud> 0, i _k > 0.

Регулирование углов включения (выключения) силовых тиристоров может привести к соотношению I_м1 > Id, в результате ток коррекции на указанном интервале примет положительный знак. Тогда распределитель должен начать подачу управляющих импульсов на вторую пару коммутирующих вентилей 17 и 18. Включение этих вентилей означает присоединение конденсатора параллельно сетевому входу в направлении, способствующем возрастанию тока в этой цепи (см. фиг. 3в). Этот процесс будет происходить за счет частичного разряда конденсатора по цепи с элементами 9, 1, 23, 17, 14, 18, 24, 2 и возврата энергии из накопительного конденсатора в питающую сеть. Возрастание сетевого тока приведет к изменению знака ошибки регулирования и переключению релейного элемента с выключением коммутирующих вентилей. Сохранение направления тока индуктивных элементов приведет, как и в рассмотренном выше случае, к заряду конденсатора по цепи 23, 19, 14, 20, 24 (см. фиг. 3г) и соответствующему возрастанию тока на сетевом входе. Последующее за этим изменение знака ошибки регулирования и включение коммутирующих вентилей повторит указанный процесс. В результате многократного переключения вентилей 17 и 18 регулирующий входной ток соответствующим образом возрастет, повторяя форму напряжения сети.The regulation of the on-off angles of power thyristors can lead to the ratio I _m1 > Id, as a result, the correction current in the indicated interval will take a positive sign. Then the distributor should start supplying control pulses to the second pair of switching valves 17 and 18. Turning on these valves means connecting the capacitor parallel to the network input in a direction that contributes to an increase in current in this circuit (see Fig. 3c). This process will occur due to the partial discharge of the capacitor along the circuit with elements 9, 1, 23, 17, 14, 18, 24, 2 and the return of energy from the storage capacitor to the supply network. An increase in the mains current will lead to a change in the sign of the control error and switching of the relay element with switching off the switching valves. Saving the current direction of the inductive elements will lead, as in the case considered above, to a capacitor charge along the circuit 23, 19, 14, 20, 24 (see Fig. 3d) and a corresponding increase in the current at the network input. The subsequent change in the sign of the regulation error and the switching on of the switching valves will repeat the indicated process. As a result of repeated switching of the valves 17 and 18, the control input current will increase accordingly, repeating the shape of the mains voltage.

Интервал U₂ - π (0 - U₁) при id > 0, Ud < 0, i_к > 0.The interval U ₂ - π (0 - U ₁ ) for id> 0, Ud <0, i _k > 0.

В соответствии с алгоритмом управления в момент U₂ управляющие импульсы будут сняты с первой и поданы на вторую группу силовых вентилей 3 и 4, 7 и 8. Как видно из диаграмм на фиг. 2, это приведет к изменению полярности мгновенного выпрямленного напряжения на отрицательную и, соответственно, знака нагрузочной составляющей входного тока, поэтому ток коррекции поменяет знак на положительный. В соответствии с этими признаками распределитель начнет подачу управляющих импульсов с выхода модулятора вновь на первую пару коммутирующих вентилей 15 и 16. Схема замещения на фиг. 3д показывает, что включение последних означает присоединение заряженного конденсатора одновременно в параллель к входной и выходной цепям преобразователя в направлении, способствующем сохранению положительного направления токов в этих цепях. Благодаря достаточному превышению напряжения конденсатора, а также положительной полярности (указана без скобок) сетевого напряжения, большая часть тока нагрузки после переключения силовых вентилей поступит в цепь конденсатора с элементами 25, 24, 16, 14, 15, 23, в то время как входной ток начнет замыкаться по параллельной цепи с тем же конденсатором и элементами 9, 8, 24, 16, 14, 15, 23, 7. Полагается, что благодаря достаточно большому превышению напряжения конденсатора этот режим приведет к необходимому возрастанию тока на сетевом входе, несмотря на первоначальный уход выпрямленного тока в параллельную цепь с конденсатором, и ошибка регулирования примет необходимые знак и величину для переключения релейного элемента. Последующее за этим выключение коммутирующих вентилей приведет к заряду конденсатора под воздействием токов обеих параллельных цепей, причем входной ток на данном этапе будет замыкаться по цепи 9, 8, 24, 22, 14, 21, 23, 7, а выходной ток в основном по цепи 24, 22, 14, 21, 23. Начавшееся при этом уменьшение входного тока приведет к изменению знака ошибки регулирования и повторению процессов.In accordance with the control algorithm, at the moment U _{2, the} control pulses will be taken from the first and applied to the second group of power valves 3 and 4, 7 and 8. As can be seen from the diagrams in FIG. 2, this will lead to a change in the polarity of the instantaneous rectified voltage to negative and, accordingly, the sign of the load component of the input current, therefore, the correction current will change the sign to positive. In accordance with these signs, the distributor will start supplying control pulses from the modulator output again to the first pair of switching valves 15 and 16. The equivalent circuit in FIG. 3d shows that the inclusion of the latter means connecting a charged capacitor simultaneously in parallel to the input and output circuits of the converter in a direction that helps to maintain the positive direction of currents in these circuits. Due to the sufficient excess of the capacitor voltage, as well as the positive polarity (indicated without brackets) of the mains voltage, most of the load current after switching the power valves will enter the capacitor circuit with elements 25, 24, 16, 14, 15, 23, while the input current will begin to close in a parallel circuit with the same capacitor and elements 9, 8, 24, 16, 14, 15, 23, 7. It is believed that due to a sufficiently large excess of the capacitor voltage, this mode will lead to the necessary increase in the current at the network input, despite the first The initial departure of the rectified current into a parallel circuit with a capacitor, and the control error will take the necessary sign and value for switching the relay element. The subsequent shutdown of the switching valves will lead to a capacitor charge under the influence of the currents of both parallel circuits, and the input current at this stage will be closed by circuit 9, 8, 24, 22, 14, 21, 23, 7, and the output current is mainly by circuit 24, 22, 14, 21, 23. The decrease in the input current that began as a result of this will lead to a change in the sign of the control error and the repetition of processes.

Анализируя энергетические процессы на указанном интервале, можно прийти к выводу, что они протекают с передачей энергии из сети и нагрузки в параллельно подключенный к обеим цепям конденсатор. Analyzing the energy processes at the indicated interval, we can conclude that they occur with the transfer of energy from the network and load to a capacitor connected in parallel to both circuits.

Интервал

при id > 0, Ud < 0, i_к < 0.Interval

for id> 0, Ud <0, i _k <0.

Как следует из представленных диаграмм, процессы на данных интервалах энергетически эквивалентны рассмотренному выше, но протекают при отрицательной полярности напряжения и результирующего тока на сетевом входе. В работе находится первая группа силовых вентилей 1 и 2, 5 и 6, поэтому нагрузочная составляющая входного тока имеет положительный знак, а ток коррекции - отрицательный. С учетом этого распределитель продолжит подачу управляющих импульсов на первую пару коммутирующих вентилей 15 и 16. Включение этих вентилей будет приводить, согласно схеме замещения фиг. 3д, к подключению конденсатора в параллель к входной и выходной цепям преобразователя. Благодаря достаточному превышению напряжения конденсатора выпрямленный ток начнет переходить в цепь с элементами 25, 24, 16, 14, 15, 23, а входной ток, изменив знак на отрицательный, начнет возрастать по цепи 6, 24, 16, 14, 15, 23, 5, 9. Выключение коммутирующих вентилей будет приводить к уменьшению входного тока, так как конденсатор переключится в режим заряда по цепям 6, 24, 22, 14, 21, 23, 5, 9, а также 25, 24, 22, 14, 21, 23, согласно схеме замещения фиг. 3е. В остальном процесс будет протекать аналогично. As follows from the presented diagrams, the processes at these intervals are energetically equivalent to those considered above, but occur with a negative voltage polarity and the resulting current at the network input. The first group of power valves 1 and 2, 5 and 6 is in operation, so the load component of the input current has a positive sign, and the correction current is negative. With this in mind, the distributor will continue to supply control pulses to the first pair of switching valves 15 and 16. The inclusion of these valves will result, according to the equivalent circuit of FIG. 3d, to connect the capacitor in parallel to the input and output circuits of the converter. Due to a sufficient excess of the capacitor voltage, the rectified current will begin to pass into the circuit with elements 25, 24, 16, 14, 15, 23, and the input current, changing the sign to negative, will begin to increase along the circuit 6, 24, 16, 14, 15, 23, 5, 9. Turning off the switching valves will lead to a decrease in the input current, since the capacitor will switch to charge mode along circuits 6, 24, 22, 14, 21, 23, 5, 9, as well as 25, 24, 22, 14, 21 , 23, according to the equivalent circuit of FIG. 3rd. Otherwise, the process will proceed similarly.

Интервал U₃ - U₄ при id > 0, Ud > 0, i_к > 0.The interval U ₃ - U ₄ for id> 0, Ud> 0, i _k > 0.

На данном интервале процесс протекает так же, как на интервале U₁ - U₂, а отличие состоит лишь в том, что в работе находится вторая группа силовых вентилей 3 и 4, 7 и 8. С учетом указанных признаков режима распределитель будет продолжать подачу управляющих импульсов на первую пару коммутирующих вентилей 15 и 16. Тогда частичный разряд конденсатора будет происходить, согласно схеме фиг. 3а, по цепи с элементами 25, 24, 16, 14, 15, 23, а заряд - по цепи с элементами 24, 22, 14, 21, 23.At this interval, the process proceeds in the same way as at the interval U ₁ - U ₂ , and the only difference is that the second group of power valves 3 and 4, 7 and 8 are in operation. Subject to the indicated signs of the mode, the distributor will continue to supply the control valves pulses to the first pair of switching valves 15 and 16. Then a partial discharge of the capacitor will occur, according to the circuit of FIG. 3a, along the circuit with elements 25, 24, 16, 14, 15, 23, and the charge - along the circuit with elements 24, 22, 14, 21, 23.

Интервал

при id > 0, Ud > 0, i_к < 0.Interval

for id> 0, Ud> 0, i _k <0.

На данном интервале процессы аналогичны тем, какие имели место на интервале

, а отличие так же в том, что в работе находится вторая группа силовых вентилей. Изменение признаков режима (i_к < 0 при Ud > 0) приведет к включению второй пары коммутирующих вентилей 17 и 18. Тогда частичный разряд конденсатора будет осуществляться по цепи 23, 17, 14, 18, 24, а заряд - по цепи 23, 29, 14, 20, 24 (см. фиг. 3в, 3г).In this interval, the processes are similar to those that took place in the interval

, and the difference is also that the second group of power valves is in operation. Changing the signs of the mode (i _to <0 at Ud> 0) will lead to the inclusion of the second pair of switching valves 17 and 18. Then the partial discharge of the capacitor will be carried out on the circuit 23, 17, 14, 18, 24, and the charge on the circuit 23, 29 , 14, 20, 24 (see Figs. 3c, 3d).

Все рассмотренные выше режимы имеют место при положительном направлении выпрямленного тока. Анализируя работу распределителя управляющих импульсов для коммутирующих вентилей в целом, можно прийти к выводу, что эти импульсы должны направляться на первую пару коммутирующих вентилей 15, 16 при выполнении условий i_к > 0, Ud < 0 или i_к < 0, Ud > 0. При невыполнении этих условий импульсы следует направлять на вторую пару коммутирующих вентилей 17, 18.All the above modes occur with a positive direction of the rectified current. Analyzing the operation of the control pulse distributor for switching valves as a whole, we can conclude that these pulses should be directed to the first pair of switching valves 15, 16 under the conditions i _k > 0, Ud <0 or i _k <0, Ud> 0. If these conditions are not met, the pulses should be sent to the second pair of switching valves 17, 18.

Рассмотрение работы преобразователя при протекании выпрямленного тока в отрицательном направлении (справа налево) можно провести аналогичным образом. В результате можно сделать вывод, что при выполнении указанных выше условий i_к > 0, Ud < 0 или i_к < 0, Ud > 0 управляющие импульсы следует направлять на вторую пару коммутирующих вентилей 17 и 18. При невыполнении этих условий управляющие импульсы следует направлять на первую пару коммутирующих вентилей 15, 16.Consideration of the operation of the converter when the rectified current flows in the negative direction (from right to left) can be carried out in a similar way. As a result, we can conclude that when the above conditions are fulfilled, i _k > 0, Ud <0 or i _k <0, Ud> 0, the control pulses should be directed to the second pair of switching gates 17 and 18. If these conditions are not met, the control pulses should be directed on the first pair of switching valves 15, 16.

Таким образом, логическое выражение для сигнала, разрешающего подачу управляющих импульсов с выхода модулятора на первую пару коммутирующих вентилей, запишется

Аналогичная функция, разрешающая подачу управляющих импульсов с выхода модулятора на вторую пару коммутирующих вентилей, имеет вид

где

- логическая функция знака тока коррекции;

- логическая функция знака выпрямленного тока;

- логическая функция знака мгновенного выпрямленного напряжения;

- инверсная логическая функция знака мгновенного выпрямленного напряжения.Thus, the logical expression for the signal allowing the supply of control pulses from the output of the modulator to the first pair of switching gates is written

A similar function, allowing the supply of control pulses from the output of the modulator to the second pair of switching valves, has the form

Where

- logical function of the sign of the correction current;

- logical function of the sign of the rectified current;

- logical function of the sign of instantaneous rectified voltage;

- inverse logical function of the sign of the instantaneous rectified voltage.

Реализация данных выражений осуществляется с помощью логических элементов 39 - 47 (см. фиг. 1). Логические сигналы, соответствующие знаку тока коррекции, получаются на прямом /x_к/ и инверсном

выходах нуль-органа 39. Входным сигналом нуль-органа служит разность между задающим сигналом с выхода устройства 29 и сигналом с выходе 37, имитирующим нагрузочную составляющую входного тока преобразователя. Операция логического умножения выходных сигналов нуль-органа 39 на логические сигналы знака выпрямленного напряжения осуществляется с помощью схем 40, 41 совпадения. Как отмечалось, информация о полярности мгновенного выпрямленного напряжения может быть получена с помощью управляющих импульсов x_y1 = U₂₇, x_y2 = U₂₈, вырабатываемых на выходах СИФУ, поэтому вторые входы указанных логических схем совпадения связаны с соответствующими выходами СИФУ. Выходные сигналы логических схем совпадения после суммирования на входах логического сумматора 42 подаются на первые входы логических элементов "равнозначность" 43 и "неравнозначность" 44. Вторые входы этих элементов подключены к выходу нуль-органа 45, предназначенного для получения логического сигнала знака выпрямленного тока. Для получения этой информации вход указанного компаратора подключен к выходу 31 датчика тока 32 нагрузки. На выходах логических элементов 43, 44 выделяются сигналы, соответствующие логическим функциям F₁, F₂, разрешающим подачу управляющих импульсов на ту или иную пару коммутирующих вентилей. Для этого данные сигналы подаются на первые входы логических схем 46, 47 совпадения, вторые входы которых подключены к выходу модулятора 35. Выходы указанных логических схем совпадения посредством усилителей 48, 49 связаны с управляющими электродами соответствующих пар коммутирующих вентилей.The implementation of these expressions is carried out using logical elements 39 - 47 (see Fig. 1). Logical signals corresponding to the sign of the correction current are obtained on the direct / x _to / and inverse

the outputs of the zero-organ 39. The input signal of the zero-organ is the difference between the reference signal from the output of the device 29 and the signal from the output 37, simulating the load component of the input current of the Converter. The operation of logical multiplication of the output signals of the null-organ 39 by the logical signals of the rectified voltage sign is carried out using matching circuits 40, 41. As noted, information on the polarity of the instantaneous rectified voltage can be obtained using the control pulses x _y1 = U ₂₇ , x _y2 = U ₂₈ generated at the outputs of the SIFU, therefore, the second inputs of these matching logic circuits are associated with the corresponding outputs of the SIFU. The output signals of the matching logic circuits after summing at the inputs of the logic adder 42 are supplied to the first inputs of the logic elements “equivalence” 43 and “unequality” 44. The second inputs of these elements are connected to the output of the null-organ 45, designed to receive a logical signal of the rectified current sign. To obtain this information, the input of the specified comparator is connected to the output 31 of the current sensor 32 load. The outputs of the logic elements 43, 44 are allocated signals corresponding to the logical functions F ₁ , F ₂ , allowing the supply of control pulses to one or another pair of switching valves. To this end, these signals are fed to the first inputs of the matching

logic circuits

46, 47, the second inputs of which are connected to the output of the modulator 35. The outputs of these matching logic circuits are connected via amplifiers 48, 49 to the control electrodes of the corresponding pairs of switching valves.

Таким образом, в предложенном устройстве улучшение формы сетевого тока может быть достигнуто за счет введения в состав силовой схемы дополнительно двух коммутирующих вентилей и соответствующего изменения способа управления дополнительными вентилями. Указанные структуры и алгоритмические изменения позволили использовать накопительный конденсатор по нескольким назначениям, а именно, в качестве дополнительного источника энергии для коррекции входного тока, в качестве демпфирующего конденсатора, участвующего в процесса коммутации, а также устройства защиты от перенапряжений, так как уровень напряжения на конденсаторе определяет максимальную величину напряжения, прикладываемого к вентилям. Происходящее в настоящее время повышение мощности двухоперационных вентилей способствует расширению областей возможного применения заявленного изобретения. Thus, in the proposed device, an improvement in the shape of the mains current can be achieved by introducing an additional two switching valves into the power circuit and a corresponding change in the way the additional valves are controlled. The indicated structures and algorithmic changes made it possible to use the storage capacitor for several purposes, namely, as an additional energy source for correcting the input current, as a damping capacitor participating in the switching process, and also as an overvoltage protection device, since the voltage level on the capacitor determines the maximum voltage applied to the valves. The ongoing increase in the power of dual-operation valves helps to expand the areas of possible application of the claimed invention.

Claims

1. A fully compensated valve converter containing a power unit, made according to a single-phase bridge reversible rectification circuitry with on-parallel connected two-operation valves, which is connected by input terminals in parallel to the mains via a choke and to an alternating current diagonal of a single-phase diode bridge, as well as a polar storage a capacitor connected to the diagonal of the direct current of the diode bridge and two switching two-operation valves, also containing a control part based on a synchronous system of pulse-phase control of power valves and sensors of controlled parameters, characterized in that the power circuit is supplemented by another pair of switching valves, four reverse diodes and two chokes, connected so that these four switching valves, each of which is shunted by a reverse a diode, form a bridge circuit, which is connected by AC clamps to the diagonal of the direct current of the specified diode bridge, and each clamp of DC current is connected to it from the output terminals of the valve converter by means of one of the chokes, and the control part includes the formation and distribution circuits of the switching pulses of switching valves, while the formation circuits contain a device for setting the magnitude and shape of the input current of the converter connected to the inputs with the sensors of the mains voltage and load current, and output - with one of the inputs of the comparison node, the second input of which receives a negative feedback signal from the current sensor installed on the network input of the converter the output of the comparison node is connected to the input of the modulator, which converts the current control error signal into a sequence of control pulses for switching valves, and the distribution circuits of these pulses contain a pair of matching logic circuits, the first inputs of which are connected to the direct and inverse outputs of the zero-organ at the input which is equipped with a second node for comparing signals from the output of the current setting device, as well as from the output of the load current sensor, while the second inputs of the indicated logic matching circuits are associated with the corresponding outputs of the pulse-phase control system of power valves, and the outputs are with the inputs of the logic adder, the output of which is connected in parallel to the first inputs of the logic elements UNIVERSALITY AND DISEQUALITY, the second inputs of which are connected to the output of the second zero-organ connected to the current sensor by the input loads, and the outputs of these logic elements are connected with the first inputs of the second pair of matching logic circuits, which are connected to the output of the modulator by the second inputs, and each output is indicated The fourth matching logic circuit is connected by means of a pulse amplifier to the control electrodes of the corresponding pair of switching gates.

2. A method of controlling a fully compensated valve converter, which consists in regulating and changing the polarity of the average rectified voltage with a limited level of switching overvoltages by changing the phase of the unlocking and locking control pulses supplied to diagonally located in the bridge reversal rectification circuit of a pair of on-parallel-connected two-operational power valves, with simultaneous short-term connection by means of switching gates parallel to circuit n loads in the direction of the partial discharge of the polar storage capacitor of a sufficiently large capacity, characterized in that they form a quasi-sinusoidal current at the network input of the valve converter, the value of which is determined by the active component of the input load current by creating and adjusting the correction current that is in antiphase with respect to the passive component of the input current load by high-frequency alternation and regulation of the duration of the partial discharge and charge of the storage cond the sensor in the process of switching the corresponding pair of switching valves, for which by subtracting from the driving signal in the form of the mains voltage and the value determined by the active component of the main harmonic of the input load current, the feedback signal from the resulting input current of the converter, determine the current control error signal, which serves to the input of a pulse-width or relay modulator to convert it into a sequence of control pulses, and also determine the sign of the current correction X _k = sign i _k from the sign of the difference between the driving signal and the signal proportional to the load component of the input current, determine the direction of the rectified current in the output circuit of the converter by the sign of the signal from this current sensor X _d = sign i _d , determine the polarity of the instantaneous rectified voltage using logic functions X _y1 = sign U _d and X _y2 = sign (-U _d) and allow the supply of control pulses from the output of the modulator to the control electrodes of the first pair of switching valves provide the capacitor connection in the direction of discharge parallel to the load when the positive direction of the rectified current value according to the logic function unit

d